JPH10210757A - ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置Info
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- JPH10210757A JPH10210757A JP9012108A JP1210897A JPH10210757A JP H10210757 A JPH10210757 A JP H10210757A JP 9012108 A JP9012108 A JP 9012108A JP 1210897 A JP1210897 A JP 1210897A JP H10210757 A JPH10210757 A JP H10210757A
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- current
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力電流が小さくても直流から交流への電力
変換効率の低下しない高効率なものにする。 【解決手段】 ＰＷＭ駆動されるインバータブリッジ回
路１と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑するキャリア周
波数成分除去フィルタ３と、前記インバータブリッジ回
路と前記キャリア周波数成分除去フィルタとの間にあっ
てインバータブリッジ回路内のスイッチング素子をゼロ
電流スイッチングするＬＣ共振回路２とを有するゼロ電
流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置において、インバ
ータの出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段
５を設け、インバータ出力電流検出手段の検出する出力
電流が大きいときはＬＣ共振回路のインダクタンスを小
さく、出力電流が小さいときはＬＣ共振回路のインダク
タンスを大きくするように可変するようにした。
変換効率の低下しない高効率なものにする。 【解決手段】 ＰＷＭ駆動されるインバータブリッジ回
路１と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑するキャリア周
波数成分除去フィルタ３と、前記インバータブリッジ回
路と前記キャリア周波数成分除去フィルタとの間にあっ
てインバータブリッジ回路内のスイッチング素子をゼロ
電流スイッチングするＬＣ共振回路２とを有するゼロ電
流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置において、インバ
ータの出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段
５を設け、インバータ出力電流検出手段の検出する出力
電流が大きいときはＬＣ共振回路のインダクタンスを小
さく、出力電流が小さいときはＬＣ共振回路のインダク
タンスを大きくするように可変するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ゼロ電流ターンオ
ン形ＰＷＭインバータ装置に関する。
ン形ＰＷＭインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６はゼロ電流ターンオン形ＰＷＭイン
バータ装置を示す基本回路構成図、図７はインバータ制
御回路を示すブロック図である。図８はインバータブリ
ッジ回路の動作を示す説明図であり、図８（ａ）はモー
ドＡ、図８（ｂ）はモードＢ、図８（ｃ）はモードＣ、
図８（ｄ）はモードＤを示している。図９はインバータ
ブリッジ回路の動作を示す各部動作波形図であり、図９
（ａ）はスイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 のゲート信号、図９
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲート信号、図９
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ4 のコレクタ・エミッタ間
電圧、図９（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタ・
エミッタ間電圧、図９（ｅ）は共振用チョークコイルＬ
z に流れる電流、図９（ｆ）はスイッチング素子Ｑ1,Ｑ
4 に流れる電流、図９（ｇ）はダイオードＤ1,Ｄ4 に流
れる電流、図９（ｈ）はスイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 に流
れる電流、図９（ｉ）はダイオードＤ2,Ｄ3 に流れる電
流であり、図９（ｊ）は時間軸を示している。図１０は
ターンオフスイッチング波形を示す説明図であり、図１
０（ａ）は電流、図１０（ｂ）は電圧、図１０（ｃ）は
スイッチング損失を示している。
バータ装置を示す基本回路構成図、図７はインバータ制
御回路を示すブロック図である。図８はインバータブリ
ッジ回路の動作を示す説明図であり、図８（ａ）はモー
ドＡ、図８（ｂ）はモードＢ、図８（ｃ）はモードＣ、
図８（ｄ）はモードＤを示している。図９はインバータ
ブリッジ回路の動作を示す各部動作波形図であり、図９
（ａ）はスイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 のゲート信号、図９
（ｂ）はスイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲート信号、図９
（ｃ）はスイッチング素子Ｑ4 のコレクタ・エミッタ間
電圧、図９（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタ・
エミッタ間電圧、図９（ｅ）は共振用チョークコイルＬ
z に流れる電流、図９（ｆ）はスイッチング素子Ｑ1,Ｑ
4 に流れる電流、図９（ｇ）はダイオードＤ1,Ｄ4 に流
れる電流、図９（ｈ）はスイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 に流
れる電流、図９（ｉ）はダイオードＤ2,Ｄ3 に流れる電
流であり、図９（ｊ）は時間軸を示している。図１０は
ターンオフスイッチング波形を示す説明図であり、図１
０（ａ）は電流、図１０（ｂ）は電圧、図１０（ｃ）は
スイッチング損失を示している。
【０００３】ゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装
置は、ＰＷＭインバータ装置により直流を交流に変換す
る際、インバータブリッジ回路内のスイッチング素子の
ターンオン損失を改善するために、インバータブリッジ
回路とＰＷＭのキャリア周波数成分除去フィルタとの間
にＬＣ共振回路を設けるものであり、図６に示すような
基本回路構成に成っている。
置は、ＰＷＭインバータ装置により直流を交流に変換す
る際、インバータブリッジ回路内のスイッチング素子の
ターンオン損失を改善するために、インバータブリッジ
回路とＰＷＭのキャリア周波数成分除去フィルタとの間
にＬＣ共振回路を設けるものであり、図６に示すような
基本回路構成に成っている。
【０００４】すなわち、図６に示すように、ゼロ電流タ
ーンオン形ＰＷＭインバータ装置は、インバータブリッ
ジ回路１と、ＬＣ共振回路２と、キャリア周波数成分除
去フィルタ３と、インバータ制御回路４を備える。直流
電源Ｅは直流電力を供給する。インバータブリッジ回路
１は、トランジスタなどのスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ 4
と、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆方向に並列接続す
るダイオードＤ1,…Ｄ 4 とを備え、直流電源Ｅの供給す
る直流をＰＷＭ矩形波状の交流に変換する。
ーンオン形ＰＷＭインバータ装置は、インバータブリッ
ジ回路１と、ＬＣ共振回路２と、キャリア周波数成分除
去フィルタ３と、インバータ制御回路４を備える。直流
電源Ｅは直流電力を供給する。インバータブリッジ回路
１は、トランジスタなどのスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ 4
と、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆方向に並列接続す
るダイオードＤ1,…Ｄ 4 とを備え、直流電源Ｅの供給す
る直流をＰＷＭ矩形波状の交流に変換する。
【０００５】ＬＣ共振回路２は、共振用チョークコイル
Ｌz と共振用コンデンサＣz との直列回路として構成さ
れ、共振用チョークコイルＬz と共振用コンデンサＣz
との適切な定数設定で、インバータブリッジ回路１の出
力部に接続することにより、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオン損失を改善する。キャリア周波数成分除
去フィルタ３は、フィルタ用コイルＬF とフィルタ用コ
ンデンサＣF との直列回路として構成され、共振用コン
デンサＣz に並列に接続して、ＰＷＭのキャリア周波数
成分を除去する。フィルタ用コンデンサＣF の両端には
負荷Ｒが並列に接続される。
Ｌz と共振用コンデンサＣz との直列回路として構成さ
れ、共振用チョークコイルＬz と共振用コンデンサＣz
との適切な定数設定で、インバータブリッジ回路１の出
力部に接続することにより、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオン損失を改善する。キャリア周波数成分除
去フィルタ３は、フィルタ用コイルＬF とフィルタ用コ
ンデンサＣF との直列回路として構成され、共振用コン
デンサＣz に並列に接続して、ＰＷＭのキャリア周波数
成分を除去する。フィルタ用コンデンサＣF の両端には
負荷Ｒが並列に接続される。
【０００６】インバータ制御回路４は、インバータブリ
ッジ回路１のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 を駆動するも
のであり、具体的には図７に示すように、インバータ出
力指令値演算回路４a と、三角波発生回路４b と、ＰＷ
Ｍ比較回路４c と、デッドタイム生成回路４d と、ドラ
イバ回路４e とから構成される。
ッジ回路１のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 を駆動するも
のであり、具体的には図７に示すように、インバータ出
力指令値演算回路４a と、三角波発生回路４b と、ＰＷ
Ｍ比較回路４c と、デッドタイム生成回路４d と、ドラ
イバ回路４e とから構成される。
【０００７】上述のようなゼロ電流ターンオン形ＰＷＭ
インバータ装置におけるインバータブリッジ回路１の動
作は、基本的に次の４つのモードすなわちモードＡ，…
Ｄからなり、この４つのモードを、図８、図９および図
１０を用いて説明する。
インバータ装置におけるインバータブリッジ回路１の動
作は、基本的に次の４つのモードすなわちモードＡ，…
Ｄからなり、この４つのモードを、図８、図９および図
１０を用いて説明する。
【０００８】〔モードＡ〕この期間は、図８（ａ）に示
すようにインバータブリッジ回路１のスイッチング素子
Ｑ1,Ｑ4 がオンの期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ0 〜ｔ1 の期間に対応する。
すようにインバータブリッジ回路１のスイッチング素子
Ｑ1,Ｑ4 がオンの期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ0 〜ｔ1 の期間に対応する。
【０００９】このときＬＣ共振回路２の共振用チョーク
コイルＬz に流れる電流ｉLZの電流方向を正方向とする
と、共振用チョークコイルＬz にはスイッチング素子Ｑ
1,Ｑ 4 を介して正方向の電磁エネルギーが充電し、共振
用チョークコイルＬz には図９（ｅ）に示す時刻ｔ0 〜
ｔ1 の期間のように、略直線的に正方向に増加する電流
ｉLZが流れる。
コイルＬz に流れる電流ｉLZの電流方向を正方向とする
と、共振用チョークコイルＬz にはスイッチング素子Ｑ
1,Ｑ 4 を介して正方向の電磁エネルギーが充電し、共振
用チョークコイルＬz には図９（ｅ）に示す時刻ｔ0 〜
ｔ1 の期間のように、略直線的に正方向に増加する電流
ｉLZが流れる。
【００１０】そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 がター
ンオフした時点ｔ1 から徐々にモードＢへ遷移する。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 がターンオフした瞬
間には、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 に流れている電流ｉ
Q1, ｉQ4を強制的にオフするため、スイッチング損失が
発生する。これは以下の理由による。
ンオフした時点ｔ1 から徐々にモードＢへ遷移する。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 がターンオフした瞬
間には、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 に流れている電流ｉ
Q1, ｉQ4を強制的にオフするため、スイッチング損失が
発生する。これは以下の理由による。
【００１１】すなわち、スイッチング素子Ｑ1 （スイッ
チング素子Ｑ4 についても同様である）のターンオフ時
の過渡特性は、図１０に示すように、ターンオフ直前に
はスイッチング素子の両端電圧Ｖは略ゼロであり、スイ
ッチング素子に流れる電流Ｉはある値をもって流れてい
る。従って、ターンオフ直前では電圧が殆どゼロである
ため、（電圧×電流）も殆どゼロになり、瞬時的な損失
は殆ど発生しない。一方、スイッチング素子Ｑ1 （スイ
ッチング素子Ｑ4 についても同様である）は、ターンオ
フと同時に電圧はある傾きをもって上昇するし、電流は
逆に減少する過渡状態となるため、（電圧×電流）は第
１０図に示すように概ね三角状の波形となる。このエネ
ルギーが、ターンオフ時に瞬間的に発生するターンオフ
損失であり、スイッチング素子へのストレスとなって熱
に変換される。このようなスイッチング方式は、通常、
ハードスイッチングと呼ばれる。
チング素子Ｑ4 についても同様である）のターンオフ時
の過渡特性は、図１０に示すように、ターンオフ直前に
はスイッチング素子の両端電圧Ｖは略ゼロであり、スイ
ッチング素子に流れる電流Ｉはある値をもって流れてい
る。従って、ターンオフ直前では電圧が殆どゼロである
ため、（電圧×電流）も殆どゼロになり、瞬時的な損失
は殆ど発生しない。一方、スイッチング素子Ｑ1 （スイ
ッチング素子Ｑ4 についても同様である）は、ターンオ
フと同時に電圧はある傾きをもって上昇するし、電流は
逆に減少する過渡状態となるため、（電圧×電流）は第
１０図に示すように概ね三角状の波形となる。このエネ
ルギーが、ターンオフ時に瞬間的に発生するターンオフ
損失であり、スイッチング素子へのストレスとなって熱
に変換される。このようなスイッチング方式は、通常、
ハードスイッチングと呼ばれる。
【００１２】〔モードＢ〕この期間は、図８（ｂ）に示
すようにインバータブリッジ回路１のダイオードＤ2,Ｄ
3 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ1 〜ｔ2 の期間に対応する。
すようにインバータブリッジ回路１のダイオードＤ2,Ｄ
3 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ1 〜ｔ2 の期間に対応する。
【００１３】さて、モードＡの状態でスイッチング素子
Ｑ1,Ｑ4 がターンオフしても、共振用チョークコイルＬ
z に流れる電流ｉLZは、モードＡのときと同じ向きであ
る正方向に流れ続けようとする。その結果、共振用チョ
ークコイルＬz に蓄えられた電磁エネルギーの放電が行
われて直流電源Ｅに回生されるため、共振用チョークコ
イルＬz に流れる電流ｉLZは、図９（ｅ）に示す時刻ｔ
1 〜ｔ2 の期間のように、略直線的に減少する。そし
て、共振用チョークコイルＬz に流れる電流ｉLZの流れ
る方向が逆転して負方向になった時点でモードＣに遷移
する。
Ｑ1,Ｑ4 がターンオフしても、共振用チョークコイルＬ
z に流れる電流ｉLZは、モードＡのときと同じ向きであ
る正方向に流れ続けようとする。その結果、共振用チョ
ークコイルＬz に蓄えられた電磁エネルギーの放電が行
われて直流電源Ｅに回生されるため、共振用チョークコ
イルＬz に流れる電流ｉLZは、図９（ｅ）に示す時刻ｔ
1 〜ｔ2 の期間のように、略直線的に減少する。そし
て、共振用チョークコイルＬz に流れる電流ｉLZの流れ
る方向が逆転して負方向になった時点でモードＣに遷移
する。
【００１４】〔モードＣ〕この期間は、図８（ｃ）に示
すようにインバータブリッジ回路１のスイッチング素子
Ｑ2,Ｑ3 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）におけ
る時刻ｔ2 〜ｔ3の期間に対応する。
すようにインバータブリッジ回路１のスイッチング素子
Ｑ2,Ｑ3 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）におけ
る時刻ｔ2 〜ｔ3の期間に対応する。
【００１５】さて、モードＢの期間中にスイッチング素
子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にインバータ制御回路４か
らオン指令が与えられていれば、共振用チョークコイル
Ｌzに流れる電流ｉLZの向きが負方向になった時点で、
スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 を介して直流電源Ｅから共振
用チョークコイルＬz への、負方向の電磁エネルギーの
充電が開始される。その結果、共振用チョークコイルＬ
z には、図９（ｅ）に示す時刻ｔ2 〜ｔ3 の期間のよう
に、略直線的に負方向に増加する電流ｉLZが流れる。
子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にインバータ制御回路４か
らオン指令が与えられていれば、共振用チョークコイル
Ｌzに流れる電流ｉLZの向きが負方向になった時点で、
スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 を介して直流電源Ｅから共振
用チョークコイルＬz への、負方向の電磁エネルギーの
充電が開始される。その結果、共振用チョークコイルＬ
z には、図９（ｅ）に示す時刻ｔ2 〜ｔ3 の期間のよう
に、略直線的に負方向に増加する電流ｉLZが流れる。
【００１６】この場合、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 はタ
ーンオンの過渡状態になるが、モードＡでのターンオフ
のときのような瞬間的な損失は殆ど発生しない。これは
次の理由による。すなわち、モードＢにおいてダイオー
ドＤ2,Ｄ3 がオン状態にあったため、モードＣに遷移す
る瞬間の時刻ｔ2 には、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 の両
端電圧は図９（ｄ）に示すように略ゼロであるととも
に、スイッチング素子Ｑ 2,Ｑ3 に流れる電流ｉQ2, ｉQ3
もゼロから徐々に立ち上がるからである。このようなス
イッチング方式は、通常、ソフトスイッチングと呼ばれ
る。
ーンオンの過渡状態になるが、モードＡでのターンオフ
のときのような瞬間的な損失は殆ど発生しない。これは
次の理由による。すなわち、モードＢにおいてダイオー
ドＤ2,Ｄ3 がオン状態にあったため、モードＣに遷移す
る瞬間の時刻ｔ2 には、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 の両
端電圧は図９（ｄ）に示すように略ゼロであるととも
に、スイッチング素子Ｑ 2,Ｑ3 に流れる電流ｉQ2, ｉQ3
もゼロから徐々に立ち上がるからである。このようなス
イッチング方式は、通常、ソフトスイッチングと呼ばれ
る。
【００１７】この場合、仮に、モードＢの期間中にスイ
ッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にオン指令が与
えられていなければ、共振用チョークコイルＬz に流れ
る電流ｉLZの向きが負方向になった時点でスイッチング
素子Ｑ2,Ｑ3 ではなく、ダイオードＤ1,Ｄ4 がオンする
こと（モードＤの状態）になる。ダイオードＤ1,Ｄ4が
オンになった後に、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲート
Ｇ2,Ｇ3 にオン指令を与えれば、スイッチング素子Ｑ2,
Ｑ3 のターンオンはハードスイッチング動作になってし
まい瞬間的にターンオン損失を発生してしまう。つま
り、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のターンオンをソフトス
イッチング動作にするためには、モードＢの期間中にス
イッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にオン指令を
与えておく必要がある。
ッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にオン指令が与
えられていなければ、共振用チョークコイルＬz に流れ
る電流ｉLZの向きが負方向になった時点でスイッチング
素子Ｑ2,Ｑ3 ではなく、ダイオードＤ1,Ｄ4 がオンする
こと（モードＤの状態）になる。ダイオードＤ1,Ｄ4が
オンになった後に、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲート
Ｇ2,Ｇ3 にオン指令を与えれば、スイッチング素子Ｑ2,
Ｑ3 のターンオンはハードスイッチング動作になってし
まい瞬間的にターンオン損失を発生してしまう。つま
り、スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のターンオンをソフトス
イッチング動作にするためには、モードＢの期間中にス
イッチング素子Ｑ2,Ｑ3 のゲートＧ2,Ｇ3 にオン指令を
与えておく必要がある。
【００１８】スイッチング素子Ｑ2,Ｑ3 がターンオフし
た時点ｔ3 からモードＤへ遷移する。但し、このときの
ターンオフ動作は、モードＡの場合と同様にハードスイ
ッチング動作になる。
た時点ｔ3 からモードＤへ遷移する。但し、このときの
ターンオフ動作は、モードＡの場合と同様にハードスイ
ッチング動作になる。
【００１９】〔モードＤ〕この期間は、図８（ｄ）に示
すようにインバータブリッジ回路１のダイオードＤ1,Ｄ
4 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ3 〜ｔ4 の期間に対応する。
すようにインバータブリッジ回路１のダイオードＤ1,Ｄ
4 に電流が流れる期間であり、図９（ｊ）における時刻
ｔ3 〜ｔ4 の期間に対応する。
【００２０】さて、モードＣの状態で、スイッチング素
子Ｑ2,Ｑ3 がターンオフしても、共振用チョークコイル
Ｌz に流れる電流ｉLZはモードＣの状態のときと同じ負
方向に流れ続けようとするため、この期間では、図８
（ｄ）に示すように、ダイオードＤ1,Ｄ4 に電流が流れ
る。その結果、共振用チョークコイルＬz に蓄えられた
電磁エネルギーの放電が行われて直流電源Ｅに回生され
るため、共振用チョークコイルＬz に流れる電流ｉ
LZは、図９（ｅ）に示す時刻ｔ3 〜ｔ4 の期間のよう
に、略直線的に減少する。そして、共振用チョークコイ
ルＬz に流れる電流ｉLZの流れる方向が逆転して正方向
になった時点でモードＡに遷移する。
子Ｑ2,Ｑ3 がターンオフしても、共振用チョークコイル
Ｌz に流れる電流ｉLZはモードＣの状態のときと同じ負
方向に流れ続けようとするため、この期間では、図８
（ｄ）に示すように、ダイオードＤ1,Ｄ4 に電流が流れ
る。その結果、共振用チョークコイルＬz に蓄えられた
電磁エネルギーの放電が行われて直流電源Ｅに回生され
るため、共振用チョークコイルＬz に流れる電流ｉ
LZは、図９（ｅ）に示す時刻ｔ3 〜ｔ4 の期間のよう
に、略直線的に減少する。そして、共振用チョークコイ
ルＬz に流れる電流ｉLZの流れる方向が逆転して正方向
になった時点でモードＡに遷移する。
【００２１】ここで、モードＤの期間中に、スイッチン
グ素子Ｑ1,Ｑ4 のゲートＧ1,Ｇ4 には、インバータ制御
回路４からオン指令が与えられる。何故ならば、スイッ
チング素子Ｑ1,Ｑ4 のターンオンをソフトスイッチング
動作にするためである。
グ素子Ｑ1,Ｑ4 のゲートＧ1,Ｇ4 には、インバータ制御
回路４からオン指令が与えられる。何故ならば、スイッ
チング素子Ｑ1,Ｑ4 のターンオンをソフトスイッチング
動作にするためである。
【００２２】上述のような従来のゼロ電流ターンオン形
ＰＷＭインバータ装置では、ＬＣ共振回路２の共振用チ
ョークコイルＬz に流れる電流ｉLZのリップルのピーク
値は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 またはスイッチング素
子Ｑ2,Ｑ3 がオンである期間中の、共振用チョークコイ
ルＬz の両端電圧によって決定され、電流ｉLZのリップ
ルのピーク値が高ければ高いほど、共振用チョークコイ
ルＬz の導通損失、インバータブリッジ回路１内のスイ
ッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失、およびターンオフ
損失が、大きくなるという性質がある。
ＰＷＭインバータ装置では、ＬＣ共振回路２の共振用チ
ョークコイルＬz に流れる電流ｉLZのリップルのピーク
値は、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 またはスイッチング素
子Ｑ2,Ｑ3 がオンである期間中の、共振用チョークコイ
ルＬz の両端電圧によって決定され、電流ｉLZのリップ
ルのピーク値が高ければ高いほど、共振用チョークコイ
ルＬz の導通損失、インバータブリッジ回路１内のスイ
ッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失、およびターンオフ
損失が、大きくなるという性質がある。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来のゼ
ロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置にあっては、
ゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置からの出力
電流が小さい場合、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 またはス
イッチング素子Ｑ2,Ｑ3 がオンである期間中、共振用チ
ョークコイルＬz の両端電圧が大きくなるため、共振用
チョークコイルＬ z に流れる電流ｉLZのピーク値が大き
くなる。従って、ゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置からの出力電流が小さい場合、共振用チョークコ
イルＬz の導通損失、インバータブリッジ回路１内のス
イッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失、およびターンオ
フ損失が大きくなる。その結果、ゼロ電流ターンオン形
ＰＷＭインバータ装置からの出力電流が小さいときに
は、直流から交流への電力変換効率が低下するという問
題点があった。
ロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置にあっては、
ゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置からの出力
電流が小さい場合、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ4 またはス
イッチング素子Ｑ2,Ｑ3 がオンである期間中、共振用チ
ョークコイルＬz の両端電圧が大きくなるため、共振用
チョークコイルＬ z に流れる電流ｉLZのピーク値が大き
くなる。従って、ゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置からの出力電流が小さい場合、共振用チョークコ
イルＬz の導通損失、インバータブリッジ回路１内のス
イッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失、およびターンオ
フ損失が大きくなる。その結果、ゼロ電流ターンオン形
ＰＷＭインバータ装置からの出力電流が小さいときに
は、直流から交流への電力変換効率が低下するという問
題点があった。
【００２４】本発明は、上記の問題点を解決するために
なされたもので、その目的とするところは、出力電流が
小さくても直流から交流への電力変換効率の低下しない
高効率なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置を
提供することにある。
なされたもので、その目的とするところは、出力電流が
小さくても直流から交流への電力変換効率の低下しない
高効率なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置を
提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の問題点を
解決するため、請求項１記載のゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置にあっては、ＰＷＭ駆動されるイン
バータブリッジ回路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑
するキャリア周波数成分除去フィルタと、前記インバー
タブリッジ回路と前記キャリア周波数成分除去フィルタ
との間にあってインバータブリッジ回路内のスイッチン
グ素子をゼロ電流スイッチングするＬＣ共振回路とを有
するゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置におい
て、インバータの出力電流を検出するインバータ出力電
流検出手段を設け、インバータ出力電流検出手段の検出
する出力電流が大きいときはＬＣ共振回路のインダクタ
ンスを小さく、出力電流が小さいときはＬＣ共振回路の
インダクタンスを大きくするように可変することを特徴
とする。
解決するため、請求項１記載のゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置にあっては、ＰＷＭ駆動されるイン
バータブリッジ回路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑
するキャリア周波数成分除去フィルタと、前記インバー
タブリッジ回路と前記キャリア周波数成分除去フィルタ
との間にあってインバータブリッジ回路内のスイッチン
グ素子をゼロ電流スイッチングするＬＣ共振回路とを有
するゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置におい
て、インバータの出力電流を検出するインバータ出力電
流検出手段を設け、インバータ出力電流検出手段の検出
する出力電流が大きいときはＬＣ共振回路のインダクタ
ンスを小さく、出力電流が小さいときはＬＣ共振回路の
インダクタンスを大きくするように可変することを特徴
とする。
【００２６】請求項２記載のゼロ電流ターンオン形ＰＷ
Ｍインバータ装置にあっては、前記インバータ出力電流
検出手段はインバータの出力電流の実効値を逐次検出す
るものであり、該実効値に基づいて前記ＬＣ共振回路の
インダクタンスを逐次可変することを特徴とする。
Ｍインバータ装置にあっては、前記インバータ出力電流
検出手段はインバータの出力電流の実効値を逐次検出す
るものであり、該実効値に基づいて前記ＬＣ共振回路の
インダクタンスを逐次可変することを特徴とする。
【００２７】請求項３記載のゼロ電流ターンオン形ＰＷ
Ｍインバータ装置にあっては、前記インバータ出力電流
検出手段はインバータの出力電流の瞬時値を逐次検出す
るものであり、該瞬時値に基づいて前記ＬＣ共振回路の
インダクタンスを逐次可変することを特徴とする。
Ｍインバータ装置にあっては、前記インバータ出力電流
検出手段はインバータの出力電流の瞬時値を逐次検出す
るものであり、該瞬時値に基づいて前記ＬＣ共振回路の
インダクタンスを逐次可変することを特徴とする。
【００２８】請求項４記載のゼロ電流ターンオン形ＰＷ
Ｍインバータ装置にあっては、ＰＷＭ駆動されるインバ
ータブリッジ回路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑す
るキャリア周波数成分除去フィルタと、前記インバータ
ブリッジ回路と前記キャリア周波数成分除去フィルタと
の間にあってインバータブリッジ回路内のスイッチング
素子をゼロ電流スイッチングするＬＣ共振回路とを有す
るゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置におい
て、インバータの出力電流を検出するインバータ出力電
流検出手段とＰＷＭのキャリア周波数可変手段とを設
け、インバータ出力電流検出手段の検出する出力電流が
大きいときはＬＣ共振回路のインダクタンスを小さくす
るとともにキャリア周波数を低くし、出力電流が小さい
ときはＬＣ共振回路のインダクタンスを大きくするとと
もにキャリア周波数を高くするように可変することを特
徴とする。
Ｍインバータ装置にあっては、ＰＷＭ駆動されるインバ
ータブリッジ回路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑す
るキャリア周波数成分除去フィルタと、前記インバータ
ブリッジ回路と前記キャリア周波数成分除去フィルタと
の間にあってインバータブリッジ回路内のスイッチング
素子をゼロ電流スイッチングするＬＣ共振回路とを有す
るゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置におい
て、インバータの出力電流を検出するインバータ出力電
流検出手段とＰＷＭのキャリア周波数可変手段とを設
け、インバータ出力電流検出手段の検出する出力電流が
大きいときはＬＣ共振回路のインダクタンスを小さくす
るとともにキャリア周波数を低くし、出力電流が小さい
ときはＬＣ共振回路のインダクタンスを大きくするとと
もにキャリア周波数を高くするように可変することを特
徴とする。
【００２９】請求項５記載のゼロ電流ターンオン形ＰＷ
Ｍインバータ装置にあっては、前記ＰＷＭ駆動されるイ
ンバータブリッジ回路内のスイッチング素子の両端にコ
ンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
Ｍインバータ装置にあっては、前記ＰＷＭ駆動されるイ
ンバータブリッジ回路内のスイッチング素子の両端にコ
ンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置の、第１の実施の形態を
図１〜図３に基づいて、第２の実施の形態を図４および
図５に基づいて、それぞれ詳細に説明する。
ンオン形ＰＷＭインバータ装置の、第１の実施の形態を
図１〜図３に基づいて、第２の実施の形態を図４および
図５に基づいて、それぞれ詳細に説明する。
【００３１】〔第１の実施の形態〕図１はゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図、
図２はインバータ制御回路を示すブロック図である。図
３はＬＣ共振回路の共振用チョークコイルの構成を示す
回路図であり、図３（ａ）は分割した共振用チョークコ
イルを並列接続制御した状態を示し、図３（ｂ）は分割
した共振用チョークコイルを直列接続制御した状態を示
している。
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図、
図２はインバータ制御回路を示すブロック図である。図
３はＬＣ共振回路の共振用チョークコイルの構成を示す
回路図であり、図３（ａ）は分割した共振用チョークコ
イルを並列接続制御した状態を示し、図３（ｂ）は分割
した共振用チョークコイルを直列接続制御した状態を示
している。
【００３２】なお、図１〜図３において、従来の技術に
て説明したゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置
と実質的に同等の箇所には同じ符号を付してある。
て説明したゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置
と実質的に同等の箇所には同じ符号を付してある。
【００３３】図１に示すゼロ電流ターンオン形ＰＷＭイ
ンバータ装置は、インバータブリッジ回路１と、ＬＣ共
振回路２と、キャリア周波数成分除去フィルタ３と、イ
ンバータ制御回路４と、インバータ出力電流検出手段に
相当するインバータ出力電流検出回路５と、共振用チョ
ークコイル制御回路６とを備える。
ンバータ装置は、インバータブリッジ回路１と、ＬＣ共
振回路２と、キャリア周波数成分除去フィルタ３と、イ
ンバータ制御回路４と、インバータ出力電流検出手段に
相当するインバータ出力電流検出回路５と、共振用チョ
ークコイル制御回路６とを備える。
【００３４】直流電源Ｅは直流電力を供給する。インバ
ータブリッジ回路１は、トランジスタなどのスイッチン
グ素子Ｑ1,…Ｑ4 と、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆
方向に並列接続するダイオードＤ1,…Ｄ4 とを備え、直
流電源Ｅの供給する直流をＰＷＭ矩形波状の交流に変換
する。
ータブリッジ回路１は、トランジスタなどのスイッチン
グ素子Ｑ1,…Ｑ4 と、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆
方向に並列接続するダイオードＤ1,…Ｄ4 とを備え、直
流電源Ｅの供給する直流をＰＷＭ矩形波状の交流に変換
する。
【００３５】ＬＣ共振回路２は、共振用チョークコイル
ＬZ と共振用コンデンサＣZ との直列回路として構成さ
れ、共振用チョークコイルＬZ と共振用コンデンサＣZ
との適切な定数設定で、インバータブリッジ回路１の出
力部に接続することにより、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオン損失を改善する。共振用チョークコイル
ＬZ は、共振用チョークコイル制御回路６からの指示を
受けることによってインダクタンスを可変する。共振用
チョークコイルＬZ は、これに限定されるものではない
が、例えば図３に示すように分割したチョークコイルＬ
Z1, …ＬZnにて構成するとともに、共振用チョークコイ
ル制御回路６からの指示に基づいて、この分割したチョ
ークコイルＬZ1, …ＬZnの接続関係を直並列組み合せて
様々に変化することによって所望のインダクタンスを得
るようにされている。
ＬZ と共振用コンデンサＣZ との直列回路として構成さ
れ、共振用チョークコイルＬZ と共振用コンデンサＣZ
との適切な定数設定で、インバータブリッジ回路１の出
力部に接続することにより、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオン損失を改善する。共振用チョークコイル
ＬZ は、共振用チョークコイル制御回路６からの指示を
受けることによってインダクタンスを可変する。共振用
チョークコイルＬZ は、これに限定されるものではない
が、例えば図３に示すように分割したチョークコイルＬ
Z1, …ＬZnにて構成するとともに、共振用チョークコイ
ル制御回路６からの指示に基づいて、この分割したチョ
ークコイルＬZ1, …ＬZnの接続関係を直並列組み合せて
様々に変化することによって所望のインダクタンスを得
るようにされている。
【００３６】キャリア周波数成分除去フィルタ３は、フ
ィルタ用コイルＬF とフィルタ用コンデンサＣF との直
列回路として構成され、共振用コンデンサＣZ に並列に
接続して、ＰＷＭのキャリア周波数成分を除去する。フ
ィルタ用コンデンサＣF の両端には負荷Ｒが並列に接続
する。
ィルタ用コイルＬF とフィルタ用コンデンサＣF との直
列回路として構成され、共振用コンデンサＣZ に並列に
接続して、ＰＷＭのキャリア周波数成分を除去する。フ
ィルタ用コンデンサＣF の両端には負荷Ｒが並列に接続
する。
【００３７】インバータ制御回路４は、インバータブリ
ッジ回路１のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 を駆動するも
のであり、具体的には図２に示すように、インバータ出
力指令値演算回路４a と、三角波発生回路４b と、ＰＷ
Ｍ比較回路４c と、デッドタイム生成回路４d と、ドラ
イバ回路４e と、キャリア周波数可変手段に相当する周
波数指令演算回路４f とから構成される。
ッジ回路１のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 を駆動するも
のであり、具体的には図２に示すように、インバータ出
力指令値演算回路４a と、三角波発生回路４b と、ＰＷ
Ｍ比較回路４c と、デッドタイム生成回路４d と、ドラ
イバ回路４e と、キャリア周波数可変手段に相当する周
波数指令演算回路４f とから構成される。
【００３８】周波数指令演算回路４f は、インバータ出
力電流に応じてインバータ出力電流検出回路５が出力す
る信号に基づいて、三角波発生回路４b の周波数すなわ
ちキャリア周波数を可変するものであり、インバータ出
力電流が大きい場合にはキャリア周波数を低く、インバ
ータ出力電流が小さい場合にはキャリア周波数を高くす
るようにされている。
力電流に応じてインバータ出力電流検出回路５が出力す
る信号に基づいて、三角波発生回路４b の周波数すなわ
ちキャリア周波数を可変するものであり、インバータ出
力電流が大きい場合にはキャリア周波数を低く、インバ
ータ出力電流が小さい場合にはキャリア周波数を高くす
るようにされている。
【００３９】インバータ出力電流検出回路５は、負荷Ｒ
に流れる電流すなわちインバータ出力電流を検出して、
この検出したインバータ出力電流に応じた信号を、イン
バータ制御回路４の周波数指令演算回路４f と、共振用
チョークコイル制御回路６とに出力する。なお、インバ
ータ出力電流検出回路５の出力するインバータ出力電流
に応じた信号は、インバータ出力電流の実効値に応じた
信号であっても良いが、インバータ出力電流の瞬時値に
応じた信号であることが好ましい。
に流れる電流すなわちインバータ出力電流を検出して、
この検出したインバータ出力電流に応じた信号を、イン
バータ制御回路４の周波数指令演算回路４f と、共振用
チョークコイル制御回路６とに出力する。なお、インバ
ータ出力電流検出回路５の出力するインバータ出力電流
に応じた信号は、インバータ出力電流の実効値に応じた
信号であっても良いが、インバータ出力電流の瞬時値に
応じた信号であることが好ましい。
【００４０】共振用チョークコイル制御回路６は、イン
バータ出力電流検出回路５の検出するインバータ出力電
流に基づいて、分割したチョークコイルＬZ1, …ＬZnか
らなる共振用チョークコイルＬZ に制御指示を与えるも
のであり、インバータ出力電流が大きいときにはインダ
クタンスを小さく、インバータ出力電流が小さいときに
はインダクタンスを大きくするように指示を与える。
バータ出力電流検出回路５の検出するインバータ出力電
流に基づいて、分割したチョークコイルＬZ1, …ＬZnか
らなる共振用チョークコイルＬZ に制御指示を与えるも
のであり、インバータ出力電流が大きいときにはインダ
クタンスを小さく、インバータ出力電流が小さいときに
はインダクタンスを大きくするように指示を与える。
【００４１】すなわち、上述の説明から明らかなよう
に、図１に示すゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ
装置が従来のものと異なり特徴となるのは、次の構成で
ある。すなわち、周波数指令演算回路４f とインバータ
出力電流検出回路５と共振用チョークコイル制御回路６
とを付加するとともに、共振用チョークコイルＬZ を共
振用チョークコイル制御回路６からの指示によりインダ
クタンスを可変し得るようにし、インバータ出力電流が
大きい場合、キャリア周波数を低くするとともに共振用
チョークコイルＬZ のインダクタンスを小さく、インバ
ータ出力電流が小さい場合、キャリア周波数を高くする
とともに共振用チョークコイルＬZ のインダクタンスを
大きくする構成である。
に、図１に示すゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ
装置が従来のものと異なり特徴となるのは、次の構成で
ある。すなわち、周波数指令演算回路４f とインバータ
出力電流検出回路５と共振用チョークコイル制御回路６
とを付加するとともに、共振用チョークコイルＬZ を共
振用チョークコイル制御回路６からの指示によりインダ
クタンスを可変し得るようにし、インバータ出力電流が
大きい場合、キャリア周波数を低くするとともに共振用
チョークコイルＬZ のインダクタンスを小さく、インバ
ータ出力電流が小さい場合、キャリア周波数を高くする
とともに共振用チョークコイルＬZ のインダクタンスを
大きくする構成である。
【００４２】なお、インバータ出力電流に応じての、キ
ャリア周波数と共振用チョークコイルＬZ のインダクタ
ンスとの制御は同時に共になされる必要はなく、キャリ
ア周波数あるいは共振用チョークコイルＬZ のインダク
タンスのいずれか一方のみを単独に可変するようにして
あっても良い。
ャリア周波数と共振用チョークコイルＬZ のインダクタ
ンスとの制御は同時に共になされる必要はなく、キャリ
ア周波数あるいは共振用チョークコイルＬZ のインダク
タンスのいずれか一方のみを単独に可変するようにして
あっても良い。
【００４３】従って、上述の図１に示すゼロ電流ターン
オン形ＰＷＭインバータ装置にあっては次のように動作
する。すなわち、インバータ出力電流が小さい場合には
共振用チョークコイルＬZ に流れる電流のピーク値を低
く抑えることができ、共振用チョークコイルＬZ の導通
損失、インバータブリッジ回路１内のスイッチング素子
Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失およびターンオフ損失を低減する
ことができる。
オン形ＰＷＭインバータ装置にあっては次のように動作
する。すなわち、インバータ出力電流が小さい場合には
共振用チョークコイルＬZ に流れる電流のピーク値を低
く抑えることができ、共振用チョークコイルＬZ の導通
損失、インバータブリッジ回路１内のスイッチング素子
Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失およびターンオフ損失を低減する
ことができる。
【００４４】また、インバータ出力電流検出回路５にお
いてインバータ出力電流を実効値ではなく瞬時値で検出
するようにし、時々刻々と変化するインバータ出力電流
に対応して前記瞬時値を以てキャリア周波数と共振用チ
ョークコイルＬZ のインダクタンスとを可変すれば、共
振用チョークコイルＬZ の導通損失、インバータブリッ
ジ回路１内のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失お
よびターンオフ損失を更に低減することができ、インバ
ータ出力電流が正弦波ではなく高調波成分を含んだ波形
になる場合でも、共振用チョークコイルＬZ の導通損
失、インバータブリッジ回路１内のスイッチング素子Ｑ
1,…Ｑ4 の導通損失およびターンオフ損失を低減するこ
とができる。
いてインバータ出力電流を実効値ではなく瞬時値で検出
するようにし、時々刻々と変化するインバータ出力電流
に対応して前記瞬時値を以てキャリア周波数と共振用チ
ョークコイルＬZ のインダクタンスとを可変すれば、共
振用チョークコイルＬZ の導通損失、インバータブリッ
ジ回路１内のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4 の導通損失お
よびターンオフ損失を更に低減することができ、インバ
ータ出力電流が正弦波ではなく高調波成分を含んだ波形
になる場合でも、共振用チョークコイルＬZ の導通損
失、インバータブリッジ回路１内のスイッチング素子Ｑ
1,…Ｑ4 の導通損失およびターンオフ損失を低減するこ
とができる。
【００４５】〔第２の実施の形態〕図４はゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図、
図５はターンオフスイッチング波形を示す説明図であ
り、図５（ａ）は電流、図５（ｂ）は電圧、図５（ｃ）
はスイッチング損失を示している。なお、図４におい
て、前述の第１の実施の形態のゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置と実質的に同等の箇所には同じ符号
を付してある。
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図、
図５はターンオフスイッチング波形を示す説明図であ
り、図５（ａ）は電流、図５（ｂ）は電圧、図５（ｃ）
はスイッチング損失を示している。なお、図４におい
て、前述の第１の実施の形態のゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置と実質的に同等の箇所には同じ符号
を付してある。
【００４６】図４に示すように、このゼロ電流ターンオ
ン形ＰＷＭインバータ装置が特徴となるのは、スイッチ
ング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆方向に並列接続するダイオード
Ｄ1,…Ｄ4 と並列に、損失改善コンデンサに相当するコ
ンデンサＣ1,…Ｃ4 を接続した構成である。
ン形ＰＷＭインバータ装置が特徴となるのは、スイッチ
ング素子Ｑ1,…Ｑ4 に逆方向に並列接続するダイオード
Ｄ1,…Ｄ4 と並列に、損失改善コンデンサに相当するコ
ンデンサＣ1,…Ｃ4 を接続した構成である。
【００４７】第１の実施の形態のものにあってはスイッ
チング素子Ｑ1,…Ｑ4 のターンオン損失を改善するもの
であり、ターンオフ損失を改善するものではなかった。
しかしながら、この図４に示すゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置にあっては、ターンオフ損失につい
ても改善できるものである。
チング素子Ｑ1,…Ｑ4 のターンオン損失を改善するもの
であり、ターンオフ損失を改善するものではなかった。
しかしながら、この図４に示すゼロ電流ターンオン形Ｐ
ＷＭインバータ装置にあっては、ターンオフ損失につい
ても改善できるものである。
【００４８】なぜならば、スイッチング素子Ｑ1,…Ｑ4
に逆方向に並列接続するダイオードＤ1,…Ｄ4 と並列
に、コンデンサＣ1,…Ｃ4 を接続してあるので、図５に
示すように、ターンオフ時のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 の電圧上昇の傾きを緩やかにできる。その結果、図５
に示すように、ターンオフ損失の改善を何も施さない図
１０と比較して、電流と電圧との交わり部分Ｐが減少す
る。つまり、ターンオフ時のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオフ損失を小さく抑えることができる。
に逆方向に並列接続するダイオードＤ1,…Ｄ4 と並列
に、コンデンサＣ1,…Ｃ4 を接続してあるので、図５に
示すように、ターンオフ時のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 の電圧上昇の傾きを緩やかにできる。その結果、図５
に示すように、ターンオフ損失の改善を何も施さない図
１０と比較して、電流と電圧との交わり部分Ｐが減少す
る。つまり、ターンオフ時のスイッチング素子Ｑ1,…Ｑ
4 のターンオフ損失を小さく抑えることができる。
【００４９】すなわち、図４に示すゼロ電流ターンオン
形ＰＷＭインバータ装置にあっては、ターンオン損失の
みならずターンオフ損失も改善できる。
形ＰＷＭインバータ装置にあっては、ターンオン損失の
みならずターンオフ損失も改善できる。
【００５０】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、インバー
タ出力電流の小さい場合はＬＣ共振回路の共振用チョー
クコイルのインダクタンスを大きくし、インバータ出力
電流の大きい場合はＬＣ共振回路のインダクタンスを小
さくするので、インバータ出力電流が小さいときにＬＣ
共振回路のインダクタンスに流れる電流のピーク値を小
さく抑えることができ、インバータ出力電流が小さくて
も直流から交流への電力変換効率を低下させなくて済む
高効率な優れたゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ
装置を提供できるという効果を奏する。
タ出力電流の小さい場合はＬＣ共振回路の共振用チョー
クコイルのインダクタンスを大きくし、インバータ出力
電流の大きい場合はＬＣ共振回路のインダクタンスを小
さくするので、インバータ出力電流が小さいときにＬＣ
共振回路のインダクタンスに流れる電流のピーク値を小
さく抑えることができ、インバータ出力電流が小さくて
も直流から交流への電力変換効率を低下させなくて済む
高効率な優れたゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ
装置を提供できるという効果を奏する。
【００５１】請求項２記載の発明によれば、請求項１記
載の発明の効果に加えて更に、インバータ出力電流の実
効値に基づいてＬＣ共振回路のインダクタンスを可変す
るので、インダクタンス制御をそれほど高速に行う必要
がなく、実用的なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置を提供できるという効果を奏する。
載の発明の効果に加えて更に、インバータ出力電流の実
効値に基づいてＬＣ共振回路のインダクタンスを可変す
るので、インダクタンス制御をそれほど高速に行う必要
がなく、実用的なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置を提供できるという効果を奏する。
【００５２】請求項３記載の発明によれば、請求項１記
載の発明の効果に加えて更に、インバータ出力電流の瞬
時値に基づいてＬＣ共振回路のインダクタンスを可変す
るので、インダクタンス制御を高速に行う必要がある
が、更に高効率なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置を提供できるという効果を奏する。
載の発明の効果に加えて更に、インバータ出力電流の瞬
時値に基づいてＬＣ共振回路のインダクタンスを可変す
るので、インダクタンス制御を高速に行う必要がある
が、更に高効率なゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバー
タ装置を提供できるという効果を奏する。
【００５３】請求項４記載の発明によれば、インバータ
出力電流の小さい場合はＬＣ共振回路の共振用チョーク
コイルのインダクタンスを大きくするとともにＰＷＭキ
ャリア周波数を高くし、インバータ出力電流の大きい場
合はＬＣ共振回路のインダクタンスを小さくするととも
にＰＷＭキャリア周波数を低くするので、インバータ出
力電流が小さいときにＬＣ共振回路のインダクタンスに
流れる電流のピーク値を小さく抑えることができ、イン
バータ出力電流が小さくても直流から交流への電力変換
効率を低下させなくて済む高効率な優れたゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を提供できるという効果
を奏する。
出力電流の小さい場合はＬＣ共振回路の共振用チョーク
コイルのインダクタンスを大きくするとともにＰＷＭキ
ャリア周波数を高くし、インバータ出力電流の大きい場
合はＬＣ共振回路のインダクタンスを小さくするととも
にＰＷＭキャリア周波数を低くするので、インバータ出
力電流が小さいときにＬＣ共振回路のインダクタンスに
流れる電流のピーク値を小さく抑えることができ、イン
バータ出力電流が小さくても直流から交流への電力変換
効率を低下させなくて済む高効率な優れたゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を提供できるという効果
を奏する。
【００５４】請求項５記載の発明によれば、請求項１乃
至４記載の発明の効果に加えて更に、インバータブリッ
ジ回路内のスイッチング素子の両端にコンデンサを並列
に接続したので、スイッチング素子のターンオフ損失を
小さく抑えることができ、ターンオン損失のみならずタ
ーンオフ損失をも小さく抑えることが可能で、直流から
交流への電力変換効率が更に向上する優れたゼロ電流タ
ーンオン形ＰＷＭインバータ装置を提供できるという効
果を奏する。
至４記載の発明の効果に加えて更に、インバータブリッ
ジ回路内のスイッチング素子の両端にコンデンサを並列
に接続したので、スイッチング素子のターンオフ損失を
小さく抑えることができ、ターンオン損失のみならずタ
ーンオフ損失をも小さく抑えることが可能で、直流から
交流への電力変換効率が更に向上する優れたゼロ電流タ
ーンオン形ＰＷＭインバータ装置を提供できるという効
果を奏する。
【図１】本発明に係る第１の実施の形態のゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図で
ある。
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図で
ある。
【図２】上記装置のインバータ制御回路を示すブロック
図である。
図である。
【図３】上記装置のＬＣ共振回路の共振用チョークコイ
ルの構成を示す回路図である。
ルの構成を示す回路図である。
【図４】本発明に係る第２の実施の形態のゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図で
ある。
ンオン形ＰＷＭインバータ装置を示す回路ブロック図で
ある。
【図５】上記装置のターンオフスイッチング波形を示す
説明図である。
説明図である。
【図６】従来のゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ
装置を示す基本回路構成図である。
装置を示す基本回路構成図である。
【図７】上記装置のインバータ制御回路を示すブロック
図である。
図である。
【図８】上記装置のインバータブリッジ回路の動作を示
す説明図である。
す説明図である。
【図９】上記装置のインバータブリッジ回路の動作を示
す各部動作波形図である。
す各部動作波形図である。
【図１０】上記装置のターンオフスイッチング波形を示
す説明図である。
す説明図である。
１ インバータブリッジ回路 ２ ＬＣ共振回路 ３ キャリア周波数成分除去フィルタ ４f キャリア周波数可変手段 ５ インバータ出力電流検出手段 Ｃ 損失改善コンデンサ Ｑn スイッチング素子（但しｎは１，…４の整数）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ (72)発明者 大野 宏之 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 東浜 弘忠 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＷＭ駆動されるインバータブリッジ回
路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑するキャリア周波
数成分除去フィルタと、前記インバータブリッジ回路と
前記キャリア周波数成分除去フィルタとの間にあってイ
ンバータブリッジ回路内のスイッチング素子をゼロ電流
スイッチングするＬＣ共振回路とを有するゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置において、インバータの
出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段を設
け、インバータ出力電流検出手段の検出する出力電流が
大きいときはＬＣ共振回路のインダクタンスを小さく、
出力電流が小さいときはＬＣ共振回路のインダクタンス
を大きくするように可変することを特徴とするゼロ電流
ターンオン形ＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項２】 前記インバータ出力電流検出手段はイン
バータの出力電流の実効値を逐次検出するものであり、
該実効値に基づいて前記ＬＣ共振回路のインダクタンス
を逐次可変することを特徴とする請求項１記載のゼロ電
流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項３】 前記インバータ出力電流検出手段はイン
バータの出力電流の瞬時値を逐次検出するものであり、
該瞬時値に基づいて前記ＬＣ共振回路のインダクタンス
を逐次可変することを特徴とする請求項１記載のゼロ電
流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項４】 ＰＷＭ駆動されるインバータブリッジ回
路と、ＰＷＭのキャリア周波数を平滑するキャリア周波
数成分除去フィルタと、前記インバータブリッジ回路と
前記キャリア周波数成分除去フィルタとの間にあってイ
ンバータブリッジ回路内のスイッチング素子をゼロ電流
スイッチングするＬＣ共振回路とを有するゼロ電流ター
ンオン形ＰＷＭインバータ装置において、インバータの
出力電流を検出するインバータ出力電流検出手段とＰＷ
Ｍのキャリア周波数可変手段とを設け、インバータ出力
電流検出手段の検出する出力電流が大きいときはＬＣ共
振回路のインダクタンスを小さくするとともにキャリア
周波数を低くし、出力電流が小さいときはＬＣ共振回路
のインダクタンスを大きくするとともにキャリア周波数
を高くするように可変することを特徴とするゼロ電流タ
ーンオン形ＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項５】 前記ＰＷＭ駆動されるインバータブリッ
ジ回路内のスイッチング素子の両端に損失改善コンデン
サを並列に接続したことを特徴とする請求項１乃至４記
載のゼロ電流ターンオン形ＰＷＭインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9012108A JPH10210757A (ja) | 1997-01-27 | 1997-01-27 | ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9012108A JPH10210757A (ja) | 1997-01-27 | 1997-01-27 | ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10210757A true JPH10210757A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=11796380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9012108A Pending JPH10210757A (ja) | 1997-01-27 | 1997-01-27 | ゼロ電流ターンオン形ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10210757A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US8308254B2 (en) | 2008-02-21 | 2012-11-13 | Seiko Epson Corporation | Liquid jet apparatus |
| US8336979B2 (en) | 2007-01-12 | 2012-12-25 | Seiko Epson Corporation | Liquid jetting device |
| US8430466B2 (en) | 2006-01-17 | 2013-04-30 | Seiko Epson Corporation | Head drive device of inkjet printer and ink jet printer |
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-
1997
- 1997-01-27 JP JP9012108A patent/JPH10210757A/ja active Pending
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