JPH1198847A - 整流回路 - Google Patents
整流回路Info
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- JPH1198847A JPH1198847A JP26133297A JP26133297A JPH1198847A JP H1198847 A JPH1198847 A JP H1198847A JP 26133297 A JP26133297 A JP 26133297A JP 26133297 A JP26133297 A JP 26133297A JP H1198847 A JPH1198847 A JP H1198847A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直流出力電圧が低くくてもＡＣＬ電流を電流不
連続状態にできる整流回路を実現する。 【解決手段】ＡＣＬへの入力電流をスイッチング周期毎
に共振波形で取り入れる。 【効果】従来回路方式に共振用コンデンサと共振用リア
クトル各一個を追加するだけで、出力電圧が低い場合で
も高力率・高調波抑制動作が可能となる。
連続状態にできる整流回路を実現する。 【解決手段】ＡＣＬへの入力電流をスイッチング周期毎
に共振波形で取り入れる。 【効果】従来回路方式に共振用コンデンサと共振用リア
クトル各一個を追加するだけで、出力電圧が低い場合で
も高力率・高調波抑制動作が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相あるいは単相
交流電源に接続され、電源電流の高調波低減または力率
特性改善機能を有する整流回路に関する。
交流電源に接続され、電源電流の高調波低減または力率
特性改善機能を有する整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源から直流電源を得る手段とし
て、コンデンサ入力形整流回路が広く利用されている
が、この方式は力率が低く、また系統電源からの入力電
流に高調波を多く含むことから系統電源への悪影響が指
摘されている。そこで、コンデンサ入力形整流回路の上
記の問題点をチョッパ回路を応用した簡単な回路構成で
解決する手法として、特開平２−106171 号公報に記載
の方法が知られている。
て、コンデンサ入力形整流回路が広く利用されている
が、この方式は力率が低く、また系統電源からの入力電
流に高調波を多く含むことから系統電源への悪影響が指
摘されている。そこで、コンデンサ入力形整流回路の上
記の問題点をチョッパ回路を応用した簡単な回路構成で
解決する手法として、特開平２−106171 号公報に記載
の方法が知られている。
【０００３】この回路は、その一端が入力電源に接続さ
れた低域通過フィルタと、低域通過フィルタの他端に一
端が接続されたＡＣリアクトル（以後ＡＣＬと略す）
と、ＡＣＬの他端に接続された整流ダイオード回路と、
整流ダイオード回路の直流出力に接続されたスイッチン
グ素子と、スイッチング素子に並列に接続された出力電
圧平滑用コンデンサと、スイッチング素子と出力電圧平
滑用コンデンサとの間に直列に接続された逆流阻止用ダ
イオードとから構成される。ここで、スイッチング素子
を一定の周波数、一定の通流率（スイッチング周期に対
するスイッチング素子の通電時間の比）でオン・オフす
ることで交流電源をＡＣＬを介して短絡する時間（オン
時）と開放する時間（オフ時）とを設ける。短絡時の各
相ＡＣＬには、入力電圧をｖin、入力電流をｉin、ＡＣ
Ｌの値をＬacl としたとき、ｄｉin／ｄｔ＝ｖin／Ｌ
acl の関係から、その立ち上がりの傾斜が電源電圧に比
例し、ＡＣＬのインダクタンスに反比例した急峻な電流
が流れる。このため、短絡期間には各相のＡＣＬには、
各相の入力電圧に比例した電流エネルギーが蓄えられ
る。これに対して開放時には、逆流阻止用ダイオードが
オンすることにより、ＡＣＬに蓄えられた電流エネルギ
ーは全て平滑用コンデンサに移動し、ＡＣＬ電流は零ま
で減少する。このときの電源電圧波形を図７に、ＡＣＬ
の電流波形を図８に示す。
れた低域通過フィルタと、低域通過フィルタの他端に一
端が接続されたＡＣリアクトル（以後ＡＣＬと略す）
と、ＡＣＬの他端に接続された整流ダイオード回路と、
整流ダイオード回路の直流出力に接続されたスイッチン
グ素子と、スイッチング素子に並列に接続された出力電
圧平滑用コンデンサと、スイッチング素子と出力電圧平
滑用コンデンサとの間に直列に接続された逆流阻止用ダ
イオードとから構成される。ここで、スイッチング素子
を一定の周波数、一定の通流率（スイッチング周期に対
するスイッチング素子の通電時間の比）でオン・オフす
ることで交流電源をＡＣＬを介して短絡する時間（オン
時）と開放する時間（オフ時）とを設ける。短絡時の各
相ＡＣＬには、入力電圧をｖin、入力電流をｉin、ＡＣ
Ｌの値をＬacl としたとき、ｄｉin／ｄｔ＝ｖin／Ｌ
acl の関係から、その立ち上がりの傾斜が電源電圧に比
例し、ＡＣＬのインダクタンスに反比例した急峻な電流
が流れる。このため、短絡期間には各相のＡＣＬには、
各相の入力電圧に比例した電流エネルギーが蓄えられ
る。これに対して開放時には、逆流阻止用ダイオードが
オンすることにより、ＡＣＬに蓄えられた電流エネルギ
ーは全て平滑用コンデンサに移動し、ＡＣＬ電流は零ま
で減少する。このときの電源電圧波形を図７に、ＡＣＬ
の電流波形を図８に示す。
【０００４】図８のＡＣＬ電流のピーク値を結ぶ包絡線
は電源電圧波形に相似な正弦波状となる。ＡＣＬと交流
電源との間には低域通過フィルタが接続されているた
め、交流電源から整流回路への入力電流は、スイッチン
グに伴う高周波成分が除去された系統周波数の正弦波電
流となる。
は電源電圧波形に相似な正弦波状となる。ＡＣＬと交流
電源との間には低域通過フィルタが接続されているた
め、交流電源から整流回路への入力電流は、スイッチン
グに伴う高周波成分が除去された系統周波数の正弦波電
流となる。
【０００５】しかしながら、特開平2−106171 号公報に
記載の方法では出力の直流電圧の大きさを入力電源電圧
の相電圧実効値の約２倍以上に設定しないと、入力電流
波形の高調波成分を低減できないという問題点がある。
出力の直流電圧が低い場合のＡＣＬ電流波形を図９に示
す。スイッチをオフした時のＡＣＬ電流の立ち下がりの
傾斜は入力電圧の瞬時値に対する出力直流電圧の大きさ
によって決まるため、出力直流電圧が低い場合は傾斜が
緩慢になり、ＡＣＬ電流がスイッチング周期内に零まで
達することなく次のスイッチング周期でオンされる。こ
の零まで下がり切れなかった電流によるエネルギーはス
イッチングの度にＡＣＬに蓄積され、ＡＣＬの電流を図
９のように増大させる。このため、ＡＣＬに流れる電流
の平均値は電源電圧の瞬時値に比例しなくなり電源電流
が正弦波波形からひずむ。
記載の方法では出力の直流電圧の大きさを入力電源電圧
の相電圧実効値の約２倍以上に設定しないと、入力電流
波形の高調波成分を低減できないという問題点がある。
出力の直流電圧が低い場合のＡＣＬ電流波形を図９に示
す。スイッチをオフした時のＡＣＬ電流の立ち下がりの
傾斜は入力電圧の瞬時値に対する出力直流電圧の大きさ
によって決まるため、出力直流電圧が低い場合は傾斜が
緩慢になり、ＡＣＬ電流がスイッチング周期内に零まで
達することなく次のスイッチング周期でオンされる。こ
の零まで下がり切れなかった電流によるエネルギーはス
イッチングの度にＡＣＬに蓄積され、ＡＣＬの電流を図
９のように増大させる。このため、ＡＣＬに流れる電流
の平均値は電源電圧の瞬時値に比例しなくなり電源電流
が正弦波波形からひずむ。
【０００６】ここで、図９のようにスイッチング周期内
にＡＣＬ電流が零値をとらない動作状態のことをＡＣＬ
電流連続状態と呼び、反対に図８のようにスイッチング
周期毎に必ず零値をとる動作状態のことをＡＣＬ電流不
連続状態と呼ぶことにする。このようなスイッチング動
作により入力電流波形を図７のような正弦波状とするに
はＡＣＬ電流を不連続状態で動作させることが必須であ
る。
にＡＣＬ電流が零値をとらない動作状態のことをＡＣＬ
電流連続状態と呼び、反対に図８のようにスイッチング
周期毎に必ず零値をとる動作状態のことをＡＣＬ電流不
連続状態と呼ぶことにする。このようなスイッチング動
作により入力電流波形を図７のような正弦波状とするに
はＡＣＬ電流を不連続状態で動作させることが必須であ
る。
【０００７】そこで、出力の直流電圧を低い電圧に設定
した場合でもＡＣＬ電流の不連続状態を実現できるよう
にした方式として、平成８年電気学会産業応用部門全国
大会講演論文集「入力波形を改善したスイッチング三相
整流回路の一方式」に記載の方法が提案されている。こ
の方式は、特開平2−106171 号公報に記載の構成におけ
る平滑用コンデンサと負荷との間に、降圧チョッパ回路
を設け、スイッチング素子側のコンデンサの直流電圧は
高い電圧で動作させ、降圧チョッパ回路の出力の直流電
圧は所望の低電圧出力を得られるようにしたものであ
る。
した場合でもＡＣＬ電流の不連続状態を実現できるよう
にした方式として、平成８年電気学会産業応用部門全国
大会講演論文集「入力波形を改善したスイッチング三相
整流回路の一方式」に記載の方法が提案されている。こ
の方式は、特開平2−106171 号公報に記載の構成におけ
る平滑用コンデンサと負荷との間に、降圧チョッパ回路
を設け、スイッチング素子側のコンデンサの直流電圧は
高い電圧で動作させ、降圧チョッパ回路の出力の直流電
圧は所望の低電圧出力を得られるようにしたものであ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術のような、出力の直流電圧値を低く設定した状態で
ＡＣＬ電流を電流不連続状態化することができる整流回
路を提供することにある。
技術のような、出力の直流電圧値を低く設定した状態で
ＡＣＬ電流を電流不連続状態化することができる整流回
路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を達成するた
め、整流器（例えばダイオード）回路の直流出力間に接
続されたスイッチング素子に並列に共振用コンデンサを
接続し、共振用コンデンサと平滑用コンデンサとの間に
直列に共振用リアクトルを接続する。
め、整流器（例えばダイオード）回路の直流出力間に接
続されたスイッチング素子に並列に共振用コンデンサを
接続し、共振用コンデンサと平滑用コンデンサとの間に
直列に共振用リアクトルを接続する。
【００１０】具体的には、本発明による整流回路は、交
流電源を入力する低域通過フィルタと、低域通過フィル
タの出力に一端が接続される交流リアクトルと、交流リ
アクトルの他端に接続される整流器回路と、整流器回路
の一対の直流出力の一方の直流出力及び他方の直流出力
に、それぞれ一方の主電極及び他方の主電極が接続され
るスイッチング素子と、スイッチング素子の前記一方の
主電極に一端が接続されるダイオードと、を有する。さ
らに、本発明による整流回路においては、ダイオードの
他端及び前記スイッチング素子の他方の主電極に、それ
ぞれ一端及び他端が接続される共振用コンデンサと、共
振用コンデンサの一端に、一端が接続される共振用リア
クトルと、からなる共振回路部を有し、共振用リアクト
ルの他端及び共振用コンデンサの他端に、それぞれ一端
及び他端が接続される平滑用コンデンサを有することが
特徴的である。
流電源を入力する低域通過フィルタと、低域通過フィル
タの出力に一端が接続される交流リアクトルと、交流リ
アクトルの他端に接続される整流器回路と、整流器回路
の一対の直流出力の一方の直流出力及び他方の直流出力
に、それぞれ一方の主電極及び他方の主電極が接続され
るスイッチング素子と、スイッチング素子の前記一方の
主電極に一端が接続されるダイオードと、を有する。さ
らに、本発明による整流回路においては、ダイオードの
他端及び前記スイッチング素子の他方の主電極に、それ
ぞれ一端及び他端が接続される共振用コンデンサと、共
振用コンデンサの一端に、一端が接続される共振用リア
クトルと、からなる共振回路部を有し、共振用リアクト
ルの他端及び共振用コンデンサの他端に、それぞれ一端
及び他端が接続される平滑用コンデンサを有することが
特徴的である。
【００１１】上記構成において、交流電源は、三相交流
電源及び単相交流電源のどちらでも良い。特に、単相交
流電源においては、交流リアクトルの替わりに、整流器
回路を低域通過フィルタの出力に接続し、整流器回路の
一対の直流出力の一方の直流出力に一端が接続されるリ
アクトルを用い、このリアクトルの他端及び他方の直流
出力に、それぞれスイッチング素子の一方の主電極及び
他方の主電極を接続しても良い。
電源及び単相交流電源のどちらでも良い。特に、単相交
流電源においては、交流リアクトルの替わりに、整流器
回路を低域通過フィルタの出力に接続し、整流器回路の
一対の直流出力の一方の直流出力に一端が接続されるリ
アクトルを用い、このリアクトルの他端及び他方の直流
出力に、それぞれスイッチング素子の一方の主電極及び
他方の主電極を接続しても良い。
【００１２】スイッチング素子オン時にＡＣＬに流れて
いた電流はスイッチング素子をオフすることで共振用コ
ンデンサに流れ込む。ここで、共振用コンデンサの容量
は平滑コンデンサの容量に比べて小さく設定されるた
め、共振用コンデンサ電圧を出力直流電圧である以上に
充電できる。共振用コンデンサと平滑コンデンサとの間
には共振用リアクトルが接続されているため、共振用コ
ンデンサの電圧変化に関わらず、平滑コンデンサの直流
電圧は所望の一定値となる。この結果、平滑コンデンサ
の直流電圧を高く設定することなく、共振コンデンサの
電圧のみをスイッチング動作のタイミングで、スイッチ
ング素子がオフ時を中心に高くできるので、ＡＣＬの電
流をスイッチング素子のオフ時に零になるまで減少させ
ることができる。ここで、共振用コンデンサと共振用リ
アクトルの値で決まる共振周波数は、スイッチング素子
のスイッチング周波数の近傍で、その値以下に設定す
る。これにより、負荷の大きさによらず、常に、共振用
リアクトルに流れる電流を、整流器から共振用コンデン
サに流れ込む電流と逆位相にできるため、スイッチング
素子オフ時の共振用コンデンサ電圧を高められる。
いた電流はスイッチング素子をオフすることで共振用コ
ンデンサに流れ込む。ここで、共振用コンデンサの容量
は平滑コンデンサの容量に比べて小さく設定されるた
め、共振用コンデンサ電圧を出力直流電圧である以上に
充電できる。共振用コンデンサと平滑コンデンサとの間
には共振用リアクトルが接続されているため、共振用コ
ンデンサの電圧変化に関わらず、平滑コンデンサの直流
電圧は所望の一定値となる。この結果、平滑コンデンサ
の直流電圧を高く設定することなく、共振コンデンサの
電圧のみをスイッチング動作のタイミングで、スイッチ
ング素子がオフ時を中心に高くできるので、ＡＣＬの電
流をスイッチング素子のオフ時に零になるまで減少させ
ることができる。ここで、共振用コンデンサと共振用リ
アクトルの値で決まる共振周波数は、スイッチング素子
のスイッチング周波数の近傍で、その値以下に設定す
る。これにより、負荷の大きさによらず、常に、共振用
リアクトルに流れる電流を、整流器から共振用コンデン
サに流れ込む電流と逆位相にできるため、スイッチング
素子オフ時の共振用コンデンサ電圧を高められる。
【００１３】このように共振用コンデンサと共振用リア
クトルを新たに設けることにより、平滑コンデンサの直
流電圧を高く設定することなく、スイッチング素子オフ
時の共振用コンデンサ電圧を高くすることができる。こ
れによって、ＡＣＬの電流が減衰する向きにＡＣＬ端子
間に高い電圧を印加することが可能となり、ＡＣＬ電流
を速やかに零まで減衰させることができる。この結果、
低出力電圧時にもACL電流を不連続状態で動作させるこ
とができ、電源電流の高調波抑制や力率改善の機能を達
成できる。
クトルを新たに設けることにより、平滑コンデンサの直
流電圧を高く設定することなく、スイッチング素子オフ
時の共振用コンデンサ電圧を高くすることができる。こ
れによって、ＡＣＬの電流が減衰する向きにＡＣＬ端子
間に高い電圧を印加することが可能となり、ＡＣＬ電流
を速やかに零まで減衰させることができる。この結果、
低出力電圧時にもACL電流を不連続状態で動作させるこ
とができ、電源電流の高調波抑制や力率改善の機能を達
成できる。
【００１４】また、共振用コンデンサと共振用リアクト
ルを用い、その共振周波数がスイッチング素子をオン・
オフするスイッチング周波数の近傍で、且つ、その値よ
り小さくなるよう共振用コンデンサと共振用リアクトル
の定数を設定することで、負荷の大きさによらず平滑コ
ンデンサの直流電圧を高くすることなく電流不連続状態
で動作できる。このため降圧チョッパを付加してコンデ
ンサの電圧を降圧しなくても、所望の直流電圧出力を得
ることができる。
ルを用い、その共振周波数がスイッチング素子をオン・
オフするスイッチング周波数の近傍で、且つ、その値よ
り小さくなるよう共振用コンデンサと共振用リアクトル
の定数を設定することで、負荷の大きさによらず平滑コ
ンデンサの直流電圧を高くすることなく電流不連続状態
で動作できる。このため降圧チョッパを付加してコンデ
ンサの電圧を降圧しなくても、所望の直流電圧出力を得
ることができる。
【００１５】
実施例１ 本発明の第一の実施例を図１，図１１を参照して説明す
る。
る。
【００１６】本発明の実施例の構成は、図１に示すよう
に、交流電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに一端が接続された低
域通過フィルタと、低域通過フィルタの他端に一端が接
続されたＡＣＬ４ａ，４ｂ，４ｃと、ＡＣＬの他端に接
続された整流ダイオード回路と、整流ダイオード回路の
直流出力間に接続されたスイッチング素子６ａと、スイ
ッチング素子６ａのゲート入力端子に接続されたゲート
駆動回路１７と、ゲート駆動回路１７に接続された方形
波発生器１８と、スイッチング素子６ａに並列に接続さ
れた共振用コンデンサ８と、共振用コンデンサ８とスイ
ッチング素子６ａとの間に直列に接続された逆流阻止用
ダイオード７と、負荷に並列に接続された平滑用コンデ
ンサ１０と、平滑用コンデンサと共振用コンデンサ８と
の間の電源ライン間に直列に接続された共振用リアクト
ル９からなる。
に、交流電源入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに一端が接続された低
域通過フィルタと、低域通過フィルタの他端に一端が接
続されたＡＣＬ４ａ，４ｂ，４ｃと、ＡＣＬの他端に接
続された整流ダイオード回路と、整流ダイオード回路の
直流出力間に接続されたスイッチング素子６ａと、スイ
ッチング素子６ａのゲート入力端子に接続されたゲート
駆動回路１７と、ゲート駆動回路１７に接続された方形
波発生器１８と、スイッチング素子６ａに並列に接続さ
れた共振用コンデンサ８と、共振用コンデンサ８とスイ
ッチング素子６ａとの間に直列に接続された逆流阻止用
ダイオード７と、負荷に並列に接続された平滑用コンデ
ンサ１０と、平滑用コンデンサと共振用コンデンサ８と
の間の電源ライン間に直列に接続された共振用リアクト
ル９からなる。
【００１７】上記構成において入力電源１ａ，１ｂ，１
ｃは振幅が１６３.３Ｖ ，周波数が５０Ｈｚの正弦波電
源でそれぞれ１２０度の位相差をもっている。ＡＣＬ４
ａ，４ｂ，４ｃは全て４０μＨ、共振用リアクトル９は
ＡＣＬと同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μ
Ｆ 、平滑用コンデンサ１０は２８００μＦで、スイッ
チング素子６ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）を使用している。ダイオード６ｂにはＩＧ
ＢＴに内蔵のものを使用している。方形波発生器１８は
周波数が２０ｋＨｚの方形波を発振している。
ｃは振幅が１６３.３Ｖ ，周波数が５０Ｈｚの正弦波電
源でそれぞれ１２０度の位相差をもっている。ＡＣＬ４
ａ，４ｂ，４ｃは全て４０μＨ、共振用リアクトル９は
ＡＣＬと同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μ
Ｆ 、平滑用コンデンサ１０は２８００μＦで、スイッ
チング素子６ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）を使用している。ダイオード６ｂにはＩＧ
ＢＴに内蔵のものを使用している。方形波発生器１８は
周波数が２０ｋＨｚの方形波を発振している。
【００１８】次に本実施例の動作説明をする。図１１は
本実施例の動作波形を示しており、電流の向きは図１の
構成図において左から右に流れる電流を正とした。図１
において、方形波発生器１８のパルスがHighの期間だけ
IGBT6aがオンしＡＣＬの電流が直線的に急増する。方形
波発生器１８のパルスがLow になるとIGBT6aはオフし、
それまでＡＣＬに流れていた電流は共振用コンデンサ８
に流れ込み、共振用コンデンサ８の端子間電圧Ｖｏ１が
上昇する。Ｖｏ１の上昇に伴って各相ＡＣＬ端子間には
それまでＡＣＬに流れていた電流を減衰させる方向に電
圧が印加されＡＣＬ電流はやがて零に達する。このとき
共振用リアクトル９にも共振電流ILrが流れており、そ
の波形はｆｓｗ（IGBT6aのスイッチング周波数）＞ｆｒ
（共振用リアクトル９と共振用コンデンサ８からなる共
振回路の共振周波数）の条件下では、整流ダイオード回
路の出力電流Irecとほぼ逆位相となり、ＩＬｒの交流成
分は共振用コンデンサ８に流れ込む。すなわち、共振用
リアクトル９を流れる電流もまた、ＡＣＬ電流と同様IG
BT6aオフ時のＡＣＬ電流を減衰させる働きをする。この
結果、共振用コンデンサ８と共振用リアクトル９を用い
ない場合には、ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう
出力電圧の大きさであっても、ＡＣＬ電流を不連続化で
きる。これにより、出力電圧を大きくすることなくスイ
ッチング素子を一個用いた回路によって電源電流の高調
波を抑制し、力率を改善できる。以上、述べたように本
実施例によれば、簡単な回路で電源高調波を抑制し、力
率改善できるという効果がある。
本実施例の動作波形を示しており、電流の向きは図１の
構成図において左から右に流れる電流を正とした。図１
において、方形波発生器１８のパルスがHighの期間だけ
IGBT6aがオンしＡＣＬの電流が直線的に急増する。方形
波発生器１８のパルスがLow になるとIGBT6aはオフし、
それまでＡＣＬに流れていた電流は共振用コンデンサ８
に流れ込み、共振用コンデンサ８の端子間電圧Ｖｏ１が
上昇する。Ｖｏ１の上昇に伴って各相ＡＣＬ端子間には
それまでＡＣＬに流れていた電流を減衰させる方向に電
圧が印加されＡＣＬ電流はやがて零に達する。このとき
共振用リアクトル９にも共振電流ILrが流れており、そ
の波形はｆｓｗ（IGBT6aのスイッチング周波数）＞ｆｒ
（共振用リアクトル９と共振用コンデンサ８からなる共
振回路の共振周波数）の条件下では、整流ダイオード回
路の出力電流Irecとほぼ逆位相となり、ＩＬｒの交流成
分は共振用コンデンサ８に流れ込む。すなわち、共振用
リアクトル９を流れる電流もまた、ＡＣＬ電流と同様IG
BT6aオフ時のＡＣＬ電流を減衰させる働きをする。この
結果、共振用コンデンサ８と共振用リアクトル９を用い
ない場合には、ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう
出力電圧の大きさであっても、ＡＣＬ電流を不連続化で
きる。これにより、出力電圧を大きくすることなくスイ
ッチング素子を一個用いた回路によって電源電流の高調
波を抑制し、力率を改善できる。以上、述べたように本
実施例によれば、簡単な回路で電源高調波を抑制し、力
率改善できるという効果がある。
【００１９】本実施例において、共振用リアクトル９と
共振用コンデンサ８からなる共振回路の共振周波数ｆｒ
はIGBT6aのスイッチング周波数の近傍で、その値以下に
設定する。いま、共振用リアクトル９をＡＣＬ２ａ〜２
ｃと同一の値である４０μＨに設定する。共振用コンデ
ンサ８の値を
共振用コンデンサ８からなる共振回路の共振周波数ｆｒ
はIGBT6aのスイッチング周波数の近傍で、その値以下に
設定する。いま、共振用リアクトル９をＡＣＬ２ａ〜２
ｃと同一の値である４０μＨに設定する。共振用コンデ
ンサ８の値を
【００２０】
【数１】
【００２１】(Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタン
ス、Ｃｒ：共振用コンデンサの容量)の関係から、共振
周波数ｆｒがスイッチング周波数近傍となるように設定
すると、Ｃｒ＝１.６μＦ となる。そのときの共振用コ
ンデンサ８の端子間電圧Ｖｏ１を図１２に示す。このと
き、IGBT6aがオンする以前にＶｏ１が電源電圧の波高値
である２８０Ｖ以下に低下している。このため、整流用
ダイオード５ａ〜５ｂが順バイアスされ、IGBT6aのオン
・オフに関係なく電源から回路に電流が流れ込む現象が
発生し、通流率による出力制御が不可能となる。これを
防ぐ為に、本実施例では、共振用コンデンサ８の容量を
共振周波数がスイッチング周波数と等しくなる値よりも
大きく設定する。これにより、共振周波数はスイッチン
グ周波数より小さくなり、Ｖｏ１の電圧位相を、ＩＧＢ
Ｔのスイッチング位相に対して図１３のように遅らせる
ことができる。ここで、Ｌｒ＝４０μＨでＣｒ＝２.２
μFとするとｆｒ＝１７ｋＨｚとなりスイッチング周波
数に対する比は０.８５ となる。この結果、IGBT6aがオ
ンする以前のＶｏ１を２８０Ｖ以上にでき、負荷の大き
さによって通流率を変化させた場合でも常にこの条件を
満足させることができる。
ス、Ｃｒ：共振用コンデンサの容量)の関係から、共振
周波数ｆｒがスイッチング周波数近傍となるように設定
すると、Ｃｒ＝１.６μＦ となる。そのときの共振用コ
ンデンサ８の端子間電圧Ｖｏ１を図１２に示す。このと
き、IGBT6aがオンする以前にＶｏ１が電源電圧の波高値
である２８０Ｖ以下に低下している。このため、整流用
ダイオード５ａ〜５ｂが順バイアスされ、IGBT6aのオン
・オフに関係なく電源から回路に電流が流れ込む現象が
発生し、通流率による出力制御が不可能となる。これを
防ぐ為に、本実施例では、共振用コンデンサ８の容量を
共振周波数がスイッチング周波数と等しくなる値よりも
大きく設定する。これにより、共振周波数はスイッチン
グ周波数より小さくなり、Ｖｏ１の電圧位相を、ＩＧＢ
Ｔのスイッチング位相に対して図１３のように遅らせる
ことができる。ここで、Ｌｒ＝４０μＨでＣｒ＝２.２
μFとするとｆｒ＝１７ｋＨｚとなりスイッチング周波
数に対する比は０.８５ となる。この結果、IGBT6aがオ
ンする以前のＶｏ１を２８０Ｖ以上にでき、負荷の大き
さによって通流率を変化させた場合でも常にこの条件を
満足させることができる。
【００２２】次に、図１４に共振用コンデンサ８の容量
値Ｃｒに対するＩＧＢＴがオンする直前のＶｏ１である
Ｖｏｎと、Ｖｏ１のピーク電圧Ｖｐの関係を示す。図１
４より、Ｃｒを大きくして共振周波数をスイッチング周
波数の近傍で、その値より小さく設定することで、Ｖｏ
ｎを２８０Ｖ以上に設定できることがわかる。しかし、
一方で、Ｃｒを大きくすることで、Ｖｏ１のピーク値で
あるＶｐが低下するために、共振によるＡＣＬ電流の不
連続領域拡大効果は薄れてしまう。そこで、Ｖｏｎを２
８０Ｖ以上、且つＶｐをなるべく大きくするＣｒを選定
する必要がある。本実施例では、その結果としてＣｒ＝
２.２μＦ に選定している。
値Ｃｒに対するＩＧＢＴがオンする直前のＶｏ１である
Ｖｏｎと、Ｖｏ１のピーク電圧Ｖｐの関係を示す。図１
４より、Ｃｒを大きくして共振周波数をスイッチング周
波数の近傍で、その値より小さく設定することで、Ｖｏ
ｎを２８０Ｖ以上に設定できることがわかる。しかし、
一方で、Ｃｒを大きくすることで、Ｖｏ１のピーク値で
あるＶｐが低下するために、共振によるＡＣＬ電流の不
連続領域拡大効果は薄れてしまう。そこで、Ｖｏｎを２
８０Ｖ以上、且つＶｐをなるべく大きくするＣｒを選定
する必要がある。本実施例では、その結果としてＣｒ＝
２.２μＦ に選定している。
【００２３】実施例２ 本発明の第二の実施例を図２を用いて説明する。実施例
２は実施例１の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧Ｖｏ２＊と
実際の出力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３
の出力端子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ
回路１４の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接
続されている。比較器１５の他方の入力端子には周波数
２０ｋＨｚの三角波発生回路１６の出力が接続されてい
る。その結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧
によって通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波
形となる。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動
回路１７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート
駆動回路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接
続されている。その結果、負荷電流が変動した場合で
も、上記のフィードバック制御機構によりIGBT6aの通流
率が変化し、出力電圧は所定の一定値に制御される。
２は実施例１の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧Ｖｏ２＊と
実際の出力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３
の出力端子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ
回路１４の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接
続されている。比較器１５の他方の入力端子には周波数
２０ｋＨｚの三角波発生回路１６の出力が接続されてい
る。その結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧
によって通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波
形となる。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動
回路１７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート
駆動回路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接
続されている。その結果、負荷電流が変動した場合で
も、上記のフィードバック制御機構によりIGBT6aの通流
率が変化し、出力電圧は所定の一定値に制御される。
【００２４】以上のように構成することにより、共振用
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合には
ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう出力電圧の大き
さであっても、出力電圧を一定に保った状態でＡＣＬ電
流を不連続化することにより電源高調波を抑制し、力率
を改善できる。
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合には
ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう出力電圧の大き
さであっても、出力電圧を一定に保った状態でＡＣＬ電
流を不連続化することにより電源高調波を抑制し、力率
を改善できる。
【００２５】実施例３ 本発明の第三の実施例を図３を参照して説明する。実施
例第三は一端が単相入力電源１に接続された低域通過フ
ィルタと、低域通過フィルタの他端に直列に一端が接続
されたＡＣＬと、ＡＣＬの他端に接続された整流ダイオ
ード回路と、整流ダイオード回路の直流出力間に接続さ
れたスイッチング素子６ａと、スイッチング素子６ａの
ゲート入力端子に接続されたゲート駆動回路１７と、ゲ
ート駆動回路１７に接続された方形波発生器１８と、ス
イッチング素子６ａに並列に接続された共振用コンデン
サ８と、共振用コンデンサ８とスイッチング素子６ａと
の間に直列に接続された逆流阻止用ダイオード７と、負
荷１１に並列に接続された平滑用コンデンサ１０と、平
滑用コンデンサと共振用コンデンサ８との間の電源ライ
ン間に直列に接続された共振用リアクトル９からなる構
成である。
例第三は一端が単相入力電源１に接続された低域通過フ
ィルタと、低域通過フィルタの他端に直列に一端が接続
されたＡＣＬと、ＡＣＬの他端に接続された整流ダイオ
ード回路と、整流ダイオード回路の直流出力間に接続さ
れたスイッチング素子６ａと、スイッチング素子６ａの
ゲート入力端子に接続されたゲート駆動回路１７と、ゲ
ート駆動回路１７に接続された方形波発生器１８と、ス
イッチング素子６ａに並列に接続された共振用コンデン
サ８と、共振用コンデンサ８とスイッチング素子６ａと
の間に直列に接続された逆流阻止用ダイオード７と、負
荷１１に並列に接続された平滑用コンデンサ１０と、平
滑用コンデンサと共振用コンデンサ８との間の電源ライ
ン間に直列に接続された共振用リアクトル９からなる構
成である。
【００２６】上記構成において単相入力電源１は振幅が
１４１.４Ｖ ，周波数が５０Ｈｚの正弦波交流電源であ
る。ＡＣＬ４は４０μＨ、共振用リアクトル９はＡＣＬ
と同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μＦ 、平
滑用コンデンサ１０は2800μＦで、スイッチング素子６
ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）を、
ダイオード６ｂにはＩＧＢＴに内蔵のものを使用してい
る。方形波発生器１８は周波数２０ｋＨｚの方形波を発
振している。
１４１.４Ｖ ，周波数が５０Ｈｚの正弦波交流電源であ
る。ＡＣＬ４は４０μＨ、共振用リアクトル９はＡＣＬ
と同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μＦ 、平
滑用コンデンサ１０は2800μＦで、スイッチング素子６
ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）を、
ダイオード６ｂにはＩＧＢＴに内蔵のものを使用してい
る。方形波発生器１８は周波数２０ｋＨｚの方形波を発
振している。
【００２７】本実施例によれば、単相電源の場合でも三
相電源の場合と同様に、共振用コンデンサ８と共振用リ
アクトル９を用いることにより、出力電圧を大きく設定
することなくスイッチング素子を一個用いた簡単な回路
によって電源高調波を抑制し、力率改善できるという効
果がある。
相電源の場合と同様に、共振用コンデンサ８と共振用リ
アクトル９を用いることにより、出力電圧を大きく設定
することなくスイッチング素子を一個用いた簡単な回路
によって電源高調波を抑制し、力率改善できるという効
果がある。
【００２８】実施例４ 本発明の第四の実施例を図４を用いて説明する。実施例
４は実施例３の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧と実際の出
力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３の出力端
子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ回路１４
の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接続されて
いる。比較器１５の他方の入力端子には周波数２０ｋＨ
ｚの三角波発生回路１６の出力が接続されている。その
結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧によって
通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波形とな
る。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動回路１
７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート駆動回
路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接続され
ている。この結果、第二の実施例の場合と同様に、単相
電源の場合でも負荷電流によらず出力電圧を一定に制御
できる。
４は実施例３の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧と実際の出
力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３の出力端
子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ回路１４
の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接続されて
いる。比較器１５の他方の入力端子には周波数２０ｋＨ
ｚの三角波発生回路１６の出力が接続されている。その
結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧によって
通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波形とな
る。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動回路１
７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート駆動回
路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接続され
ている。この結果、第二の実施例の場合と同様に、単相
電源の場合でも負荷電流によらず出力電圧を一定に制御
できる。
【００２９】以上のように構成することにより、共振用
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合には
ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう出力電圧の大き
さであっても、ＡＣＬ電流を不連続化することにより電
源高調波を抑制し、力率を改善できる。さらに、負荷電
流が変動した場合でも、上記のフィードバック制御機構
によりIGBT6aの通流率が変化し、出力電圧は所定の一定
値に制御される。
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合には
ＡＣＬの電流が連続状態となってしまう出力電圧の大き
さであっても、ＡＣＬ電流を不連続化することにより電
源高調波を抑制し、力率を改善できる。さらに、負荷電
流が変動した場合でも、上記のフィードバック制御機構
によりIGBT6aの通流率が変化し、出力電圧は所定の一定
値に制御される。
【００３０】実施例５ 本発明の第五の実施例を図５を参照して説明する。実施
例第五は、一端が単相入力電源１に接続された低域通過
フィルタと、低域通過フィルタの他端に接続された整流
ダイオード回路と、整流ダイオード回路の直流出力間に
接続されたスイッチング素子６ａと、整流ダイオード回
路と前記スイッチング素子６ａとの間の電源ラインに直
列に接続されたリアクトル４と、スイッチング素子６ａ
のゲート入力端子に接続されたゲート駆動回路１７と、
ゲート駆動回路１７に接続された方形波発生器１８と、
スイッチング素子６ａに並列に接続された共振用コンデ
ンサ８と、共振用コンデンサ８と前記スイッチング素子
６ａとの間に直列に接続された逆流阻止用ダイオード７
と、負荷１１に並列に接続された平滑用コンデンサ１０
と、平滑用コンデンサと共振用コンデンサ８との間の電
源ライン間に直列に接続された共振用リアクトル９から
なる構成である。
例第五は、一端が単相入力電源１に接続された低域通過
フィルタと、低域通過フィルタの他端に接続された整流
ダイオード回路と、整流ダイオード回路の直流出力間に
接続されたスイッチング素子６ａと、整流ダイオード回
路と前記スイッチング素子６ａとの間の電源ラインに直
列に接続されたリアクトル４と、スイッチング素子６ａ
のゲート入力端子に接続されたゲート駆動回路１７と、
ゲート駆動回路１７に接続された方形波発生器１８と、
スイッチング素子６ａに並列に接続された共振用コンデ
ンサ８と、共振用コンデンサ８と前記スイッチング素子
６ａとの間に直列に接続された逆流阻止用ダイオード７
と、負荷１１に並列に接続された平滑用コンデンサ１０
と、平滑用コンデンサと共振用コンデンサ８との間の電
源ライン間に直列に接続された共振用リアクトル９から
なる構成である。
【００３１】上記構成において単相入力電源１は振幅が
１４１.４Ｖ 、周波数が５０Ｈｚの正弦波電源である。
リアクトル４は４０μＨ、共振用リアクトル９はリアク
トル４と同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μ
Ｆ 、平滑用コンデンサ１０は２８００μＦで、スイッ
チング素子６ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）を、ダイオード６ｂにはＩＧＢＴに内蔵の
ものを使用している。方形波発生器１８は周波数２０ｋ
Ｈｚの方形波を発振している。
１４１.４Ｖ 、周波数が５０Ｈｚの正弦波電源である。
リアクトル４は４０μＨ、共振用リアクトル９はリアク
トル４と同じ４０μＨ、共振用コンデンサ８は２.２μ
Ｆ 、平滑用コンデンサ１０は２８００μＦで、スイッ
チング素子６ａには絶縁ゲートバイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）を、ダイオード６ｂにはＩＧＢＴに内蔵の
ものを使用している。方形波発生器１８は周波数２０ｋ
Ｈｚの方形波を発振している。
【００３２】単相電源の場合は交流側に設けたリアクト
ルと整流ダイオード回路の出力側に設けたリアクトルと
は同じ働きをすることから、本実施例の動作は、図３，
図４の実施例におけるＡＣＬ４の働きを本実施例５のリ
アクトル４の働きに置き換えることで説明できる。すな
わち共振用コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いな
い場合には、リアクトル４の電流が連続状態となってし
まう出力電圧の大きさであっても、本実施例によりリア
クトル４の電流を不連続化できる。これより、出力電圧
を大きくすることなくスイッチング素子を一個用いた回
路によって電源電流の高調波を抑制し、力率を改善でき
る。
ルと整流ダイオード回路の出力側に設けたリアクトルと
は同じ働きをすることから、本実施例の動作は、図３，
図４の実施例におけるＡＣＬ４の働きを本実施例５のリ
アクトル４の働きに置き換えることで説明できる。すな
わち共振用コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いな
い場合には、リアクトル４の電流が連続状態となってし
まう出力電圧の大きさであっても、本実施例によりリア
クトル４の電流を不連続化できる。これより、出力電圧
を大きくすることなくスイッチング素子を一個用いた回
路によって電源電流の高調波を抑制し、力率を改善でき
る。
【００３３】以上、述べたように本実施例によれば、簡
単な回路で電源高調波を抑制し、力率改善できるという
効果がある。
単な回路で電源高調波を抑制し、力率改善できるという
効果がある。
【００３４】実施例６ 本発明の第六の実施例を図６を用いて説明する。実施例
６は実施例５の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧と実際の出
力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３の出力端
子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ回路１４
の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接続されて
いる。比較器１５の他方の入力端子には周波数２０ｋＨ
ｚの三角波発生回路１６の出力が接続されている。その
結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧によって
通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波形とな
る。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動回路１
７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート駆動回
路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接続され
ている。この結果、負荷電流が変動した場合でも、上記
のフィードバック制御機構によりIGBT6aの通流率が変化
し、出力電圧は所定の一定値に制御される。
６は実施例５の高力率整流回路に出力電圧制御機能を付
加したものである。すなわち、本実施例では出力電圧Ｖ
ｏ２を電圧検出器により検出し、このＶｏ２検出信号を
差動増幅器１３の一方の入力端子に接続している。差動
増幅器１３の他方の入力端子には出力電圧を設定する為
の基準電圧源１２が接続されており設定電圧と実際の出
力電圧との偏差を求めている。差動増幅器１３の出力端
子はＰＩ回路１４の入力端子に接続され、ＰＩ回路１４
の出力端子は比較器１５の一方の入力端子に接続されて
いる。比較器１５の他方の入力端子には周波数２０ｋＨ
ｚの三角波発生回路１６の出力が接続されている。その
結果、比較器１５の出力はＰＩ回路からの電圧によって
通流率が変化する周波数２０ｋＨｚのＰＷＭ波形とな
る。比較器１５の出力端子はＩＧＢＴゲート駆動回路１
７の入力端子に接続されている。ＩＧＢＴゲート駆動回
路１７の出力端子はIGBT6aのゲート入力端子に接続され
ている。この結果、負荷電流が変動した場合でも、上記
のフィードバック制御機構によりIGBT6aの通流率が変化
し、出力電圧は所定の一定値に制御される。
【００３５】以上のように構成することにより、共振用
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合に
は、リアクトル４の電流が連続状態となってしまう出力
電圧の大きさであっても、出力電圧を一定に保った状態
でリアクトル４の電流を不連続化することにより電源高
調波を抑制し、力率を改善できる。
コンデンサ８と共振用リアクトル９を用いない場合に
は、リアクトル４の電流が連続状態となってしまう出力
電圧の大きさであっても、出力電圧を一定に保った状態
でリアクトル４の電流を不連続化することにより電源高
調波を抑制し、力率を改善できる。
【００３６】実施例７ 本発明を空気調和機に適用した実施例を図１５を用いて
説明する。本実施例７は、実施例１の高力率整流回路の
負荷１１に相当するインバータ回路２６，インバータ回
路２６において、三相交流出力を作るための素子をモジ
ュール化したトランジスタモジュール１８，トランジス
タモジュール１８をＰＷＭ制御するインバータ制御手段
２１，インバータ回路２６の三相交流出力に接続される
電動機１９，電動機１９により駆動される圧縮機２０か
ら構成される。
説明する。本実施例７は、実施例１の高力率整流回路の
負荷１１に相当するインバータ回路２６，インバータ回
路２６において、三相交流出力を作るための素子をモジ
ュール化したトランジスタモジュール１８，トランジス
タモジュール１８をＰＷＭ制御するインバータ制御手段
２１，インバータ回路２６の三相交流出力に接続される
電動機１９，電動機１９により駆動される圧縮機２０か
ら構成される。
【００３７】空気調和機は冷暖房の負荷の大きさによっ
てインバータ２６により圧縮機２０を可変速駆動する。
インバータ２６は直流電圧を所望の周波数と大きさの電
圧に変換し、これにより圧縮機２０の回転速度を制御で
きる。ここで、インバータに対する直流電圧を供給する
ための整流回路として本発明の高力率整流回路を用い
る。
てインバータ２６により圧縮機２０を可変速駆動する。
インバータ２６は直流電圧を所望の周波数と大きさの電
圧に変換し、これにより圧縮機２０の回転速度を制御で
きる。ここで、インバータに対する直流電圧を供給する
ための整流回路として本発明の高力率整流回路を用い
る。
【００３８】これにより、インバータ負荷の大きさによ
らず常にＡＣＬの電流を電流不連続状態で動作できるの
で電源電流の高調波を抑制できる。
らず常にＡＣＬの電流を電流不連続状態で動作できるの
で電源電流の高調波を抑制できる。
【００３９】本実施例によれば空気調和機のように負荷
の大きさが大きく変化する場合でも、整流回路への入力
電流を常に正弦波状に制御できるという効果がある。
の大きさが大きく変化する場合でも、整流回路への入力
電流を常に正弦波状に制御できるという効果がある。
【００４０】本実施例ではさらに、図１５に示すように
外部要求信号受信手段２５を備える。高調波電流の抑制
は設置者の要求により行われるものであり、場合によっ
ては必要のないことも有り得る。高調波抑制中はコンバ
ータ部でも損失が発生しているので、不要の場合は任意
に高調波抑制制御を解除できるようにしておく必要があ
る。外部要求信号受信手段２５に信号を入力することに
より、任意に高調波抑制制御を停止できる。
外部要求信号受信手段２５を備える。高調波電流の抑制
は設置者の要求により行われるものであり、場合によっ
ては必要のないことも有り得る。高調波抑制中はコンバ
ータ部でも損失が発生しているので、不要の場合は任意
に高調波抑制制御を解除できるようにしておく必要があ
る。外部要求信号受信手段２５に信号を入力することに
より、任意に高調波抑制制御を停止できる。
【００４１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば従来回路方
式に共振用コンデンサと共振用リアクトルを追加するだ
けで、出力電圧が低い場合でも高力率・高調波抑制動作
が可能となる。
式に共振用コンデンサと共振用リアクトルを追加するだ
けで、出力電圧が低い場合でも高力率・高調波抑制動作
が可能となる。
【図１】本発明の第一の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図２】本発明の第二の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図３】本発明の第三の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図４】本発明の第四の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図５】本発明の第五の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図６】本発明の第六の実施例である高力率整流回路の
構成図。
構成図。
【図７】入力電源電圧の波形。
【図８】ＡＣＬ電流不連続状態でＡＣＬに流れる電流波
形。
形。
【図９】ＡＣＬ電流連続状態でＡＣＬに流れる電流波
形。
形。
【図１０】電流不連続状態でＡＣＬに流れる電流波形。
【図１１】第一の実施例における回路各部の動作波形を
示す。
示す。
【図１２】第一の実施例における共振用コンデンサ８の
電圧波形（調整前）を示す。
電圧波形（調整前）を示す。
【図１３】第一の実施例における共振用コンデンサ８の
電圧波形（調整後）を示す。
電圧波形（調整後）を示す。
【図１４】第一の実施例における、共振コンデンサの容
量とそのピーク電圧の関係と、共振コンデンサの容量と
ＩＧＢＴオン時の共振用コンデンサの端子間電圧の関係
を示す。
量とそのピーク電圧の関係と、共振コンデンサの容量と
ＩＧＢＴオン時の共振用コンデンサの端子間電圧の関係
を示す。
【図１５】本発明を空気調和機に適用した場合の実施例
を示す。
を示す。
１ａ，１ｂ，１ｃ…交流入力電源、２ａ，２ｂ，２ｃ…
低域通過フィルタ用リアクトル、３ａ，３ｂ，３ｃ…低
域通過フィルタ用コンデンサ、４ａ，４ｂ，４ｃ…ＡＣ
Ｌ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ…整流用ダイ
オード、６ａ…スイッチング素子、６ｂ…逆並列ダイオ
ード、７…逆流阻止用ダイオード、８…共振用コンデン
サ、９…共振用リアクトル、１０…平滑用コンデンサ、
１１…負荷、１２…基準電圧源、１３…差動増幅器、１
４…ＰＩ回路、１５…比較器、１６…三角波発生回路、
１７…スイッチング素子駆動回路、Ｖｏ１…共振コンデ
ンサ端子間電圧、Ｖｏ２…コンバータ出力電圧、Ｉｏ…
負荷電流、Ｒ，Ｓ，Ｔ…交流電源入力端子、Irec…整流
器出力電流、ＩＬｒ…共振用リアクトル９を流れる電
流。
低域通過フィルタ用リアクトル、３ａ，３ｂ，３ｃ…低
域通過フィルタ用コンデンサ、４ａ，４ｂ，４ｃ…ＡＣ
Ｌ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ…整流用ダイ
オード、６ａ…スイッチング素子、６ｂ…逆並列ダイオ
ード、７…逆流阻止用ダイオード、８…共振用コンデン
サ、９…共振用リアクトル、１０…平滑用コンデンサ、
１１…負荷、１２…基準電圧源、１３…差動増幅器、１
４…ＰＩ回路、１５…比較器、１６…三角波発生回路、
１７…スイッチング素子駆動回路、Ｖｏ１…共振コンデ
ンサ端子間電圧、Ｖｏ２…コンバータ出力電圧、Ｉｏ…
負荷電流、Ｒ，Ｓ，Ｔ…交流電源入力端子、Irec…整流
器出力電流、ＩＬｒ…共振用リアクトル９を流れる電
流。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 誠 静岡県清水市村松390番地 株式会社日立 製作所空調システム事業部内
Claims (8)
- 【請求項１】交流電源を入力する低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタの出力に一端が接続される交流リ
アクトルと、 前記交流リアクトルの他端に接続される整流器回路と、 前記整流器回路の一対の直流出力の一方の直流出力及び
他方の直流出力に、それぞれ一方の主電極及び他方の主
電極が接続されるスイッチング素子と、 前記スイッチング素子の前記一方の主電極に一端が接続
されるダイオードと、 前記ダイオードの他端及び前記スイッチング素子の他方
の主電極に、それぞれ一端及び他端が接続される共振用
コンデンサと、 前記共振用コンデンサの一端に、一端が接続される共振
用リアクトルと、 前記共振用リアクトルの他端及び前記共振用コンデンサ
の他端に、それぞれ一端及び他端が接続されると共に、
両端が負荷に接続される平滑用コンデンサと、 前記スイッチング素子の制御電極にオン・オフ制御信号
を与える駆動回路と、を有することを特徴とする整流回
路。 - 【請求項２】請求項１記載の整流回路において、前記共
振用リアクトルと前記共振用コンデンサからなる共振回
路の共振周波数ｆｒを、 【数１】 (Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス、Ｃｒ：共
振用コンデンサの容量)で与えたとき、スイッチング素
子に対するオン・オフ制御信号のスイッチング周波数ｆ
ｓｗと前記共振周波数ｆｒとの関係が、 【数２】 ｆsw＞ｆr …（ｂ）
であることを特徴とする整流回路。 - 【請求項３】請求項１に記載の整流回路において、スイ
ッチング素子に対するオン・オフ制御信号のオン時間と
スイッチング周期との比の大きさに関わらず、スイッチ
ング素子がオンするときの共振用コンデンサの端子間電
圧が、電源電圧の線間電圧波高値近傍となることを特徴
とする整流回路。 - 【請求項４】請求項１記載の整流回路において、前記平
滑用コンデンサの電圧を検出し、得られた電圧検出信号
と基準電圧を差動増幅器に入力し、前記差動増幅器によ
り得られた出力電圧と基準電圧との偏差を比例積分補償
器に入力し、前記比例積分補償器の出力と三角波発生器
の出力を比較器に入力し、前記比較器の出力を前記駆動
回路に入力し、前記駆動回路が出力するＰＷＭ制御信号
をスイッチング素子の制御電極に与えることを特徴とす
る整流回路。 - 【請求項５】請求項１において、前記交流電源が三相交
流電源であることを特徴とする整流回路。 - 【請求項６】請求項１において、前記交流電源が単相交
流電源であることを特徴とする整流回路。 - 【請求項７】単相交流電源を入力する低域通過フィルタ
と、 前記低域通過フィルタの出力に接続される整流器回路
と、 前記整流器回路の一対の直流出力の一方の直流出力に一
端が接続されるリアクトルと、 前記リアクトルの他端及び他方の直流出力に、それぞれ
一方の主電極及び他方の主電極が接続されるスイッチン
グ素子と、 前記スイッチング素子の前記一方の主電極に一端が接続
されるダイオードと、 前記ダイオードの他端及び前記スイッチング素子の他方
の主電極に、それぞれ一端及び他端が接続される共振用
コンデンサと、 前記共振用コンデンサの一端に、一端が接続される共振
用リアクトルと、 前記共振用リアクトルの他端及び前記共振用コンデンサ
の他端に、それぞれ一端及び他端が接続されると共に、
両端が負荷に接続される平滑用コンデンサと、 前記スイッチング素子の制御電極にオン・オフ制御信号
を与える駆動回路と、を有することを特徴とする整流回
路。 - 【請求項８】請求項７記載の整流回路において、前記平
滑用コンデンサの電圧を検出し、得られた電圧検出信号
と基準電圧を差動増幅器に入力し、前記差動増幅器によ
り得られた出力電圧と基準電圧との偏差を比例積分補償
器に入力し、前記比例積分補償器の出力と三角波発生器
の出力を比較器に入力し、前記比較器の出力を前記駆動
回路に入力し、前記駆動回路が出力するＰＷＭ制御信号
をスイッチング素子の制御電極に与えることを特徴とす
る整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26133297A JP3509495B2 (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26133297A JP3509495B2 (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 整流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198847A true JPH1198847A (ja) | 1999-04-09 |
| JP3509495B2 JP3509495B2 (ja) | 2004-03-22 |
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ID=17360352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26133297A Expired - Fee Related JP3509495B2 (ja) | 1997-09-26 | 1997-09-26 | 整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3509495B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005117777A (ja) * | 2003-10-07 | 2005-04-28 | Toshiba Elevator Co Ltd | エレベータの電力変換装置 |
| EP2020737A2 (en) | 2007-07-31 | 2009-02-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
| JP2011030315A (ja) * | 2009-07-23 | 2011-02-10 | Panasonic Corp | 電力変換装置 |
| JP2012115139A (ja) * | 2010-11-25 | 2012-06-14 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | 制御された電流源を備え且つ単相モードで接続された電力変換器 |
| CN108023469A (zh) * | 2016-10-28 | 2018-05-11 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 一种低通滤波电路、直流电源和家用电器 |
| WO2023061010A1 (zh) * | 2021-10-15 | 2023-04-20 | 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 | 电压驱动电路、系统及家电设备 |
-
1997
- 1997-09-26 JP JP26133297A patent/JP3509495B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005117777A (ja) * | 2003-10-07 | 2005-04-28 | Toshiba Elevator Co Ltd | エレベータの電力変換装置 |
| EP2020737A2 (en) | 2007-07-31 | 2009-02-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
| JP2011030315A (ja) * | 2009-07-23 | 2011-02-10 | Panasonic Corp | 電力変換装置 |
| JP2012115139A (ja) * | 2010-11-25 | 2012-06-14 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | 制御された電流源を備え且つ単相モードで接続された電力変換器 |
| CN108023469A (zh) * | 2016-10-28 | 2018-05-11 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 一种低通滤波电路、直流电源和家用电器 |
| WO2023061010A1 (zh) * | 2021-10-15 | 2023-04-20 | 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 | 电压驱动电路、系统及家电设备 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3509495B2 (ja) | 2004-03-22 |
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