JP4656298B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、モ−タの可変速駆動をおこなうインバ−タ・サ−ボドライブ、系統連系する電力変換装置、スピ−カやボイスコイルモ−タを駆動するアンプなどの電力変換装置に関し、特にソフトスイッチングの電力変換装置に関する。

スイッチ素子により直流電圧をオン、オフ制御し、負荷に電流を流す電力変換装置では、スイッチングロスを低減するためソフトスイッチングが求められている。
従来のソフトスイッチング電力変換装置は、特許文献１のようにインバ−タブリッジの出力端にインダクタ（Ｌ）とスイッチ素子を直列に接続した回路を備えたもの、特許文献２のように直流母線に共振用の回路を持つもの、特許文献３、４、５のようにインバ−タブリッジの相間に転流回路を持つもの、特許文献６のようにインバ−タブリッジの出力端にインダクタ(Ｌ)とキャパシタ(Ｃ)の直列回路を備えたものなどが提案されてきた。

特許文献１で提案されている電力変換装置は、転流回路によってスイッチ素子に流れる電流を調整しスイッチング損失を低減するものである。
また、特許文献２で提案されている電力変換装置は、インバ−タブリッジにかかる電圧を共振動作によって零となるようにして、その零電圧時にスイッチングすることでスイッチング損失を低減するものである。
また、特許文献３、４、５で提案されている電力変換装置は、相間にある転流回路によってスイッチ素子に流れる電流を調整しスイッチング損失を低減するものである。
また、特許文献６で提案されている電力変換装置は、ＬＣ直列回路にＰＷＭ周期に同期した脈動電流を流すことで、スイッチ素子に還流電流を流しソフトスイッチングを実現し、スイッチング損失を低減するものである。
この特許文献６で提案されている電力変換装置は、特許文献１〜５のような補助スイッチを持たず、補助スイッチの制御駆動回路の必要もないので、構造が簡単で部品点数が少なく、低コストである。

以下、特許文献６で提案されている電力変換装置の構成および動作について図を用いて説明する。
図１４は、従来技術を示す電力変換装置の構成図である。図１４において、１はモ−タなどの負荷装置、２はインダクタ、３はキャパシタ、４は直流（ＤＣ）電圧源、５はインバ−タブリッジ、５１、５２、５３、５４はスイッチ素子、８（８Ｂ）は制御回路、８０はキャリア信号発生回路、８１は出力電圧指令発生回路、８２は指令キャリア比較回路、８３はスイッチ素子駆動回路、８４は電圧平均値制御回路、９は出力端子間に設けられたインダクタ２とキャパシタ３から成るＬＣ直列回路である。
以下、図１４を用いて、従来技術の電力変換装置の構成を説明する。
スイッチ素子５１、５２、５３、５４から成るインバ−タブリッジを有し、インバ−タブリッジの入力は直流電圧源４に接続されており、出力の一端にはインダクタ２とキャパシタ３からなるＬＣ直列回路９が接続されている。出力の他端はインダクタ２とキャパシタ３の中点と接続されている。キャパシタ３の両端には負荷装置１が接続されている。スイッチ素子５１、５２、５３、５４は制御回路８Ｂに接続されている。制御回路８Ｂは、キャリア信号発生回路８０、出力電圧指令発生回路８１、指令キャリア比較回路８２から成る電圧平均値制御回路８４を内蔵しており、この制御回路８ＢによってＰＷＭ変調され、インバ−タブリッジの出力ＶａおよびＶｂを制御している。

また、図１５は、従来技術を示すＰＷＭ発生方法の説明図であり、（ａ）は正の電流の場合、（ｂ）は負の電流の場合を示している。
次に、図１５を用いて従来技術の電力変換装置の動作を詳細説明する。
出力電圧指令発生回路８１からの出力電圧指令Ｖａ＊およびＶｂ＊は、キャリア信号発生回路８０により発生された（一般的に三角波が利用される）キャリア波（搬送波）と指令キャリア比較回路８２により比較され、その大小関係によって、スイッチ素子駆動回路８３はスイッチ素子５１〜５４をオン・オフし、出力電圧Ｖａ、Ｖｂとして矩形波の電圧が出力される。負荷装置１とＬＣ直列回路９には、ＶａおよびＶｂの差分の電圧（線間電圧）が印加され、その差分値Ｖａ−Ｖｂによって電流Ｉａが流れる。負荷装置１がモ−タやスピ−カなどの誘導性負荷の場合、出力電流Ｉａは、図１５に示すようにＶａ−Ｖｂの瞬時電圧（矩形波）に応じた、ＰＷＭ周期に同期した脈動電流とＶａ−Ｖｂの平均値に応じた出力電流平均値との和が流れ、負荷電流は出力電流平均値となる。制御回路８ＢはＶａ−Ｖｂの平均値をＰＷＭによって調整し、出力電圧平均値・出力電流平均値を制御することにより、負荷装置１に電力を供給している。モ−タを駆動する電力変換装置では出力電流の平均値（負荷電流）を制御することが一般的であり、スピ−カを駆動する電力変換装置では出力電圧の平均値(負荷電圧)を制御することが一般的である。ＬＣ回路９の共振周波数とキャリア周波数が近くなると、ＬＣ直列回路９に流れる脈動電流の成分が大きくなる。このＬＣ直列回路９の脈動電流振幅が出力電流平均値よりも大きくなると、脈動電流に同期してＩａは正負の値を取るようになり、スイッチ素子５１〜５４のソフトスイッチングが可能となる。

この特許文献６で提案されている技術では、前述のように補助スイッチを必要とせず、補助スイッチの制御駆動回路も不要なので、構造が簡単で部品点数が少なく低コストであるが、ＬＣ直列回路に流れる脈動電流による導通損失が問題となる。
この問題に対して、特許文献６では、キャリア周波数を変える周波数変調を行なうことで、Ｖａ−Ｖｂの出力電圧平均値を変えずに、Ｖａ−Ｖｂの瞬時電圧を変化させ、脈動電流の振幅を制御することにより効率を改善していた。
特開平７−０４６８５３号公報（第４頁、第２図） 特開平８−０９８５８８号公報（第５頁、第４図） 特開２０００−３０８３６９号公報（第１頁、第１図） 特開２０００−３５０４７７号公報（第１頁、第１図） 特開２００１−１８６７７７号公報（第２頁、第１図） 特開平６−２４５５３８号公報（第１頁、第１−７図）

しかしながら、特許文献６で提案されている従来技術は、転流回路が無く、部品点数の増加や制御の複雑化は無いものの、周波数変調を利用するので、スイッチング周波数が変化しノイズ対策が難しいという問題があった。更に、３相化した場合には、相毎に周波数変調することができないので、それぞれのＬＣ直列回路に流れる脈動電流も、相毎に制御できず、常に脈動電流を負荷電流の振幅値以上にしなれければならず、スイッチ素子の導通損失が増えてしまうという問題があった。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、部品点数の増加を最低限に抑え、周波数変調を利用せずに動作するとともに、制御を簡単化し、３相化した場合でも相毎にＬＣ直列回路に流れる脈動電流を制御してスイッチ素子の導通損失の増加を抑制することができ、効率を向上することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、２相構成のインバータブリッジを有し、該出力にインダクタとキャパシタから成る直列回路と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段を有する制御回路と、を備えた電力変換装置において、
前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調においてキャリアの立ち上がりと立ち下がりで電圧指令を変え線間電圧として正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段を備え、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項２に記載の発明は、３相以上で構成されたインバータブリッジを有し、該出力にインダクタとキャパシタから成る直列回路と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段を有する制御回路と、を備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調においてキャリアの立ち上がりと立ち下がりで電圧指令を変え線間電圧として正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段を備え、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項３に記載の発明は、３値レベルを出力するインバータブリッジを有し、該出力にインダクタとキャパシタから成る直列回路と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段を有する制御回路と、を備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調において正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段を備え、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項４に記載の発明は、２相以上で構成され３値レベルを出力するインバータブリッジを有し、該出力にインダクタとキャパシタから成る直列回路と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段を有する制御回路と、を備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ 変調において正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段を備え、前記制御回路は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置において、前記制御回路は、前記電力変換装置の出力電流を監視し、前記出力電流の平均値が予め設定された値より小さくなった時は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の制御を停止する脈動電流停止手段を備えたことを特徴としている。

また、請求項６に記載の発明は、請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置において、前記制御回路は、前記電力変換装置の出力電圧の平均値の振幅値が母線電圧の１／２よりも高い場合には、前記電力変換装置の出力電流の平均値を、前記直列回路に流すことのできるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅に応じて制限する脈動電流制限手段を備えたことを特徴としている。

請求項１および３に記載の発明によると、周波数変調を行なわない為、部品点数の増加を最低限に抑えられ制御を簡単化でき、電力変換装置の出力電圧の平均値を各相ＰＷＭ変調の電圧平均値または出力電流の平均値で制御し、ＬＣ直列回路に流れる脈動電流成分をＰＷＭ変調の瞬時電圧で制御するので、出力電流に応じて、ＬＣ直列回路の脈動電流成分を増減することができ、スイッチング損失を低減できる。

また、請求項２および４に記載の発明によると、請求項１および３に記載の発明の効果に加え、３相化した場合でも相毎にＬＣ直列回路に流れる脈動電流を制御してスイッチ素子の導通損失の増加を抑制することができ、効率を向上することができる。

また、請求項５に記載の発明によると、出力電流の平均値が少なく、スイッチング損失の低減がＬＣ直列回路の脈動電流成分を流すことによる、導通損失の増加よりも小さい場合には、ＬＣ直列回路の脈動電流成分の制御を止めることで、電力変換装置の効率を向上することができる。

また、請求項６に記載の発明によると、出力電圧の平均値の振幅が母線電圧の１／２よりも高い場合には、出力電流の平均値の制限値を、ＬＣ直列回路に流すことのできるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅に応じて制限することで、スイッチング損失を低減しつつ電力変換装置の効率を向上することができる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明の第１実施例を示す電力変換装置の構成図であり、図２はそのバリエ−ションの構成図である。図１と図２の相違する点は、負荷装置１が、図１ではＬＣ直列回路９のキャパシタ３とインダクタ２の間に接続されているのに対し、図２では、インバ−タの出力に接続されている点である。なお、本発明の構成要素が従来技術と同じものについてはその説明を省略し、異なる点のみ説明する。
図１、２において、８（８Ａ）は制御回路、８５は瞬時電圧制御回路、８６は振幅制御回路、８７は力率制御回路、８８は脈動電流停止回路、８９は脈動電流制限回路である。
本発明が従来技術である図９と異なる点は以下のとおりである。
すなわち、制御回路８Ａは、キャリア周期内で指令電圧を調整し、線間電圧(Ｖａ−Ｖｂ)として正または負の瞬時電圧を発生する瞬時電圧制御回路８５、ＬＣ直列回路９に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を電力変換装置の出力電流の平均値に応じて制御する振幅制御回路８６または出力電圧の平均値と出力電流の平均値の力率に応じて制御する力率制御回路８７、電力変換装置の出力電流の平均値が少ない時はＬＣ直列回路９に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の制御を停止する脈動電流停止回路８８、電力変換装置の出力電圧の平均値の振幅値が母線電圧の１／２よりも高い場合には出力電流の平均値をＬＣ直列回路９に流すことのできるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅に応じて制限する脈動電流制限回路８９を備えるようにしている点である。

以下、本発明の電力変換装置の動作について図を用いて説明する。
図３は、本発明の第１実施例を示す電力変換装置の動作説明図であり、図１、２に共通である。
先ず、本発明の瞬時電圧制御回路８５の動作について説明する。
図３に示すようにキャリア周期内でキャリアの立ち上がりとたち下がりで指令電圧Ｖａ＊、Ｖｂ＊を変えて調整する瞬時電圧制御回路８５を備えることにより、線間電圧(Ｖａ−Ｖｂ)として正または負の瞬時電圧を発生する。このようにすると、脈動電流は正および負の電圧に対応して流れ、負荷に流れる出力電流の平均値は正および負電圧の出力電圧の平均値に応じた電流となる。正または負の瞬時電圧は、ＰＷＭ周期中に出力電流Ｉａが反転するように調整することでソフトスイッチングが実現できる。指令電圧Ｖａ＊、Ｖｂ＊の変え方は、瞬時電圧発生時間Ｔ1ａ、Ｔ1ｂを求めることで決定される。すなわち、脈動電流成分を流すのに必要な瞬時電圧の総発生時間Ｔ1（＝Ｔ1ａ+Ｔ1ｂ）を、ＬＣ直列回路９のインダクタ２のインダクタンスＬと出力電圧の平均値Ｖｏ、母線電圧Ｖｄｃ、出力電流の平均値Ｉｏから Ｔ1≧２・Ｉｏ・Ｌ／（Ｖｄｃ−Ｖｏ）のように概略計算し、これと出力電圧平均値Ｖｏ＝Ｖｄｃ（Ｔ1ａ−Ｔ1ｂ）の関係、および、誤差要素から、脈動電流の振幅をなるだけ低く、且つＰＷＭ周期中にＩａの極性が反転するよう瞬時電圧発生時間Ｔ1ａ、Ｔ1ｂを最終的に決定する。
以上のように、出力電流に応じて脈動電流の振幅を制御することにより、スイッチング損失を低減しつつ、スイッチの導通損失も低減できる。

次に、脈動電流成分の振幅と電圧デュ−ティの関係および本発明の脈動電流制限回路８９の動作について説明する。
脈動電流成分の振幅は、電流が正の方向へ向かって流れる期間と負の方向に向かって流れる期間が等しくなる条件で最大となるので、正または負の電圧デュ−ティが５０％の時の振幅を最大とすると、正の電圧デュ−ティ５０％、負の電圧デュ−ティ０％で振幅最大（このときＶｏ＝０．５・Ｖｄｃ）、正の電圧デュ−ティ０％、負の電圧デュ−ティ５０％でも振幅最大（このときＶｏ=−０．５・Ｖｄｃ）、正の電圧デュ−ティ５０％、負の電圧デュ−ティ５０％でも振幅最大（このときＶｏ＝０）となる。従って、本発明では、出力電圧の平均値が±０．５・Ｖｄｃ以下であれば、脈動電流の振幅を最大まで制御できることが判る。一方、電圧デュ−ティが５０％を超えると電流脈動の振幅は減少する。そこで、出力電圧の平均値および主回路電圧出力電圧の平均値を検出し、主回路電圧出力電圧の平均値が主回路電圧の半分以上の電圧となった場合は、出力電流の平均値を、その電圧デュ−ティで流すことのできる脈動電流成分の振幅に応じて制限する脈動電流制限回路８９を設ければよい。このようにすることによって、出力電流の平均値は制限されるが、出力電圧の平均値を高く、且つソフトスイッチングを行なうことができ、高回転時のトルクを必要としないモ−タの用途(工作機用モ−タ)に利用することで、装置を高効率化することができる。

次に、本発明の力率制御回路８７の動作について説明する。
ここで、出力電流の平均値に応じて脈動電流成分を制御するには、出力電流の平均値を計測し、瞬時電圧を演算する必要があり、高性能のＣＰＵと高速の電流検出センサを有する振幅制御回路８６が必要となりコスト高となる問題がある。そこで、負荷電流の大まかな力率から脈動電流成分の振幅の最低レベルを決め、瞬時電圧の最低レベルを調整する力率制御回路８７を用いることで、高速のＣＰＵや電流センサを必要とせず低コスト化が実現できる。

次に、本発明の脈動電流停止回路８８の動作について説明する。
電力変換装置の出力電流の平均値が小さくなるとスイッチング損失も少なくなるので、脈動電流を流すことによるスイッチング損失の低減効果が、脈動電流を流すことによる導通損失の増加よりも下回る場合が発生する。
この場合は脈動電流を流さない方がト−タルの損失を減らすことができるので、スイッチング損失の低減効果が、脈動電流を流すことによる導通損失の増加よりも下回る時の出力電流の平均値を予め設定しておき、電力変換装置の出力電流を監視し、出力電流の平均値が設定された値より小さくなった時は、脈動電流を流す制御を停止する脈動電流停止回路８８を備えることで導通損失を低減できる。

図４は、本発明の第２実施例を示す電力変換装置の構成図である。また、図５、６、７は本発明の第２実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図である。なお、本発明の構成要素が第１実施例と同じものについてはその説明を省略し、異なる点のみ説明する。
図４、５、６、７において５５、５６はスイッチ素子である。
本実施例が第１実施例と異なる点は、第１実施例のインバ−タブリッジが２相（単相）で構成されているのに対し、本実施例は３相で構成している点である。

また、図８は、本発明の第２実施例を示す電力変換装置の動作説明図である。なお、 図４〜７で動作は同じであるので、以下、図４、８を用いて、本実施例の電力変換装置の動作を説明する。
図４に示すように出力電圧をＶａ、Ｖｂ、Ｖｃ、出力電流をＩａ、Ｉｂ、Ｉｃとし、指令電圧を図８のように調整すると、線間電圧(Ｖａ−ＶｂおよびＶａ−Ｖｃ)は正および負の瞬時電圧を発生する。Ｖａの電圧指令Ｖａ＊を基準にＶｂ＊とＶｃ０＊を調整すればＶａ−ＶｂとＶａ−Ｖｃは独立して調整可能であるので、３相構成にしてもＩｂ、Ｉｃの脈動電流成分と出力電圧の平均値は独立して調整できる。３相負荷の場合、３相電流は平衡しているのでＩａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０の条件が成り立ち、Ｉａ＝−(Ｉｂ＋Ｉｃ)となる。Ｖａの切り替わり点でのＩｂ、Ｉｃの電流極性は同じなのでＩａの電流極性はＩｂ、Ｉｃの振幅状態には依存せず、Ｖａのインバ−タブリッジもソフトスイッチングの条件を満たす。

図９は、本発明の第３実施例を示す３レベルインバ−タの構成図であり、図１０はそのバリエ−ションの構成図である。図９と１０で相違する点は、負荷装置の接続個所であり、図７では、インバ−タの出力に接続されているのに対し、図８ではＬＣ直列回路９のキャパシタ３とインダクタ２の間に接続されている点である。なお、本発明の構成要素が第１、２実施例と同じものについてはその説明を省略し、異なる点のみ説明する。
図９、１０において、４１、４２は直流（ＤＣ）電圧源、６１、６２は整流素子である。
本実施例が第１、２実施例と異なる点は、本実施例のインバ−タは、直流電圧源４１、４２および整流素子６１、６２を備え、相電圧に３値を出力できる３レベルインバ−タで構成している点である。

また、図１１は、本発明の第３実施例を示す電力変換装置の動作説明図である
以下、図１１を用いて本実施例の電力変換装置の動作を説明する。
1相で正および負の瞬時電圧を発生できるので、３レベルインバ−タにおいても正および負の瞬時電圧と平均電圧を独立に制御することで、脈動電流成分と出力電圧の平均値を調整しソフトスイッチングを実現できる。
なお、図９、１０で示した３レベルインバ−タは１相で構成しているが、２相以上で構成した場合も同様にソフトスイッチングを実現できる。

図１２は、本発明の第４実施例を示す電力変換装置の構成図であり、図１３はそのバリエ−ションの構成図である。図１２と１３で相違する点は、負荷装置１の接続個所であり、図１２では、インバ−タの出力に接続されているのに対し、図１３ではＬＣ直列回路のインダクタ２１、２２、２３と抵抗７１、７２、７３の間に接続されている点である。なお、本発明の構成要素が第１、２実施例と同じものについてはその説明を省略し、異なる点のみ説明する。
図１２、１３において、２１、２２、２３はインダクタ、３１、３２、３３はキャパシタ、７１、７２、７３は抵抗である。
本実施例が第２実施例と異なる点は、第２実施例に示すインダクタ２２、２３、２４とキャパシタ３１、３２、３３から成るＬＣ直列回路と直列に抵抗７１、７２、７３を追加し備えるようにしている点である。

以下、図１２、１３を用いて本実施例の電力変換装置の動作について説明する。
抵抗抵抗７１、７２、７３は、ＬＣ直列回路に流れる電流に対してのみ抵抗として働くので、スイッチ素子５１〜５６に流れる電流の脈動成分の流れすぎを抑制し、スイッチ素子の導通ロスとインダクタおよびキャパシタが持つ導通ロス成分を低減できる。
またキャリア周波数とＬＣ直列回路の共振周波数が近い場合には、ＬＣ回路の共振による脈動電流の流れすぎも抑制できるので、抵抗７１、７２、７３が無い場合に比べてト−タルの導通ロスを低減できる。また、出力電圧が急激に変化するような過渡状態時には、ＬＣ直列回路の共振周波数成分の電流も多く流れてしまい、出力電圧が不安定になるが、この共振周波数成分の電流も抵抗７１、７２、７３によって、抑制することができ電力変換装置の安定性を向上できる。なお、図１２、図１３では、キャパシタ３１、３２、３３それぞれに抵抗７１、７２、７３を設けた例を示しているが、キャパシタの接続状態から電気的に直列となる抵抗を設ければ良いので、抵抗の数や配置は特に限定されるものではない。

尚、本発明の実施例１乃至４に係る電力変換装置のスイッチ５１、５２、５３、５４、５５、５６としてはＦＥＴなどが使用されるが、高耐圧且つ低導通損失のＳｉＣ（炭化ケイ素）デバイスを用いることで、更なる高効率化が実現できる。

また、本発明の実施例１乃至４に係る電力変換装置は、スイッチング損失を低減でき、高効率であるので、直流電圧源４、４１、４２として電気二重層やリチウムイオン２次電池などのバッテリを用いることで、バッテリの電力利用効率を向上させることができ、バッテリの稼働時間を長くすることができる。

以上述べたように、本発明の実施例１乃至４に係る電力変換装置は、ＰＷＭ変調において出力電圧の瞬時値と平均値を個別に制御するようにしているので、負荷の電圧および電流の制御と脈動電流の制御を個別に行なうことにより、特許文献６の従来技術と同様にスイッチング損失の低減を実現できる。さらに、低損失化によってスイッチ素子の温度上昇も低く抑えることができるので、スイッチ素子の信頼性と寿命を向上することができ、モ−タ等の高温環境内へ電力変換装置を組み込むことも容易となる。また、高効率であるのでバッテリを電源とすることでバッテリの稼働時間を伸ばすことができる。
また、本発明では周波数変調を用いないので、部品点数の増加を最低限に抑えられ制御を簡単化できるだけでなく、スイッチング周波数と脈動電流の周波数が変化しないので、放射ノイズ、誘導ノイズの対策は固定キャリアのインバ−タと同等の手段で対応でき、低ノイズ、低コストを実現できる。

産業用のモ−タ駆動装置から民生のスピ−カアンプ、さらにバッテリを主電源とするポ−タブル機器などの用途にも適用できる。

本発明の第１実施例を示す電力変換装置の構成図 本発明の第１実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図 本発明の第１実施例を示す電力変換装置の動作説明図 本発明の第２実施例を示す電力変換装置の構成図 本発明の第２実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図 本発明の第２実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図 本発明の第２実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図 本発明の第２実施例を示す電力変換装置の動作説明図 本発明の第３実施例を示す３レベルインバ−タの構成図 本発明の第３実施例を示す３レベルインバ−タのバリエ−ションの構成図 本発明の第３実施例を示す電力変換装置の動作説明図 本発明の第４実施例を示す電力変換装置の構成図 本発明の第４実施例を示す電力変換装置のバリエ−ションの構成図 従来技術を示す電力変換装置の構成図 従来技術を示すＰＷＭ発生方法の説明図 （ａ）正の電流の場合、（ｂ）負の電流の場合

符号の説明

１ 負荷装置
２、２１、２２、２３ インダクタ
３、３１、３２、３３ キャパシタ
４、４１、４２ 直流電圧源
５ インバ−タブリッジ
５１、５２、５３、５４、５５、５６スイッチ素子
６１、６２ 整流素子
７１、７２、７３ 抵抗
８、８Ａ、８Ｂ 制御回路
８０ キャリア信号発生回路
８１ 出力電圧指令発生回路
８２ 指令キャリア比較回路
８３ スイッチ素子駆動回路
８４ 電圧平均値制御回路
８５ 瞬時電圧制御回路
８６ 振幅制御回路
８７ 力率制御回路
８８ 脈動電流停止手段
８９ 脈動電流制限手段
９ ＬＣ直列回路

Claims (6)

1. ２相構成のインバータブリッジを有し、該出力にインダクタ（２）とキャパシタ（３）から成る直列回路（９）と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段（８４）を有する制御回路（８）と、を備えた電力変換装置において、
   前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調においてキャリアの立ち上がりと立ち下がりで電圧指令を変え線間電圧として正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段（８５）を備え、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段（８６）を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. ３相以上で構成されたインバータブリッジを有し、該出力にインダクタ（２１、２２、２３）とキャパシタ（３１、３２ 、３３）から成る直列回路（９）と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段（８４）を有する制御回路（８）と、を備えた電力変換装置において、
   前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調においてキャリアの立ち上がりと立ち下がりで電圧指令を変え線間電圧として正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段（８５）を備え、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段（８６）を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. ３値レベルを出力するインバータブリッジを有し、該出力にインダクタ（２）とキャパシタ（３）から成る直列回路（９）と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段（８４）を有する制御回路（８）と、を備えた電力変換装置において、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ変調において正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段（８５）を備え、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段（８６）を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. ２相以上で構成され３値レベルを出力するインバータブリッジを有し、該出力にインダクタ（２）とキャパシタ（３）から成る直列回路（９）と、前記インバータブリッジの出力電圧または出力電流の平均値を各相のＰＷＭ変調の電圧平均値で制御する平均電圧制御手段（８４）を有する制御回路（８）と、を備えた電力変換装置において、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分を前記各相のＰＷＭ 変調において正および負の瞬時電圧をキャリア周期中に発生することによって制御する瞬時電圧制御手段（８５）を備え、前記制御回路（８）は、前記直列回路（９）に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅を、前記電力変換装置の出力電流の平均値に応じて前記インバータブリッジの出力電流の極性が反転するよう制御する振幅制御手段（８６）を備えたことを特徴とする電力変換装置。
5. 前記制御回路（８）は、前記電力変換装置の出力電流を監視し、前記出力電流の平均値が予め設定された値より小さくなった時は、前記直列回路に流れるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の制御を停止する脈動電流停止手段（８８）を備えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路（８）は、前記電力変換装置の出力電圧の平均値の振幅値が母線電圧の１／２よりも高い場合には、前記電力変換装置の出力電流の平均値を、前記直列回路（９）に流すことのできるＰＷＭ周期に同期した脈動電流成分の振幅に応じて制限する脈動電流制限手段（８９）を備えたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の電力変換装置。

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