JP4560710B2

JP4560710B2 - 発電システム

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Publication number: JP4560710B2
Application number: JP2004158547A
Authority: JP
Inventors: 章夫鳥羽; 光悦藤田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-05-28
Filing date: 2004-05-28
Publication date: 2010-10-13
Anticipated expiration: 2024-05-28
Also published as: JP2005341740A

Description

本発明は、永久磁石や界磁巻線からなる界磁子を有する交流発電機と、この界磁付き交流発電機による発電電力を制御する電力変換器とを備えた発電システムに関する。

図８はこの種の発電システムの従来技術を示している。図において、１０は界磁付き交流発電機、２０は発電機１０の三相交流出力側に接続された電力変換器、３０は電力変換器２０の直流出力側に接続されたコンデンサ、４０は負荷、５０は前記コンデンサ３０の両端の直流電圧部である。
上記構成において、発電機１０には動力源（図示せず）により回転力が与えられ、その界磁は永久磁石または界磁巻線によって構成されている。
また、電力変換器２０は、発電機１０の端子電圧を適切に制御しながら電力変換を行い、直流電圧部５０に所定の直流電圧を発生させて負荷４０に直流電力を供給している。

ここで、発電機１０の発電電力と負荷４０の消費電力とが等しい場合、コンデンサ３０の両端電圧、すなわち直流電圧部５０の電圧は一定に維持される。従って、電力変換器２０の制御は、コンデンサ３０の両端電圧が一定になるように発電機１０の発電電力を調整することが基本となる。

次に、図９は上記従来技術における電力変換器２０の代表的な構成を示す回路図である。
この電力変換器２０は、いわゆる三相電圧形インバータであり、三相フルブリッジ接続された半導体スイッチング素子（図ではＩＧＢＴ）２１と、各スイッチング素子２１に逆並列接続されたダイオード（還流ダイオード）２２とから構成されている。
この種の電力変換器２０において、発電機１０の発電電力をきめ細かく制御したい場合、特に電流波形の高調波や発電機１０のトルク脈動を低減したい場合には、ＰＷＭ制御を行うことが一般的である。このＰＷＭ制御を行うための制御回路の構成やその動作は周知であるため、ここでは説明を省略する。
電力変換器としては、図９の三相電圧形インバータ以外に種々の形態の電力変換器を用いることができ、その相数も三相に限定されるものではない。

なお、図８に示したような発電システムは、例えば以下の特許文献１に開示されている。

特開平１１−４６４５６号公報（請求項１、図１、図２等）

電力変換器をＰＷＭ制御する場合、数［ｋＨｚ］ないし１０［ｋＨｚ］前後の高周波で各スイッチング素子のオン・オフを繰り返すため、スイッチング損失が顕著になることがよく知られている。
一方、発電システムでは効率が重視されるため、スイッチング損失の低減が強く望まれる。そして、発生損失が小さくなれば、それだけスイッチング素子からの発熱量も少なくため、冷却構造を簡素化でき、システム全体を小型・軽量化できるという利点も生まれる。

そこで本発明の解決課題は、電力変換器のスイッチング損失を低減して効率を向上させ、システム全体の小型・軽量化を可能にした発電システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
前記直流電圧部には、この直流電圧部に電流が流入する極性のダイオードを介して直流電源が接続され、前記発電機の線間無負荷誘起電圧の振幅が前記直流電源の電圧振幅以上である場合に、前記電力変換器を、第１モード及び第２モードの併用、または第２モードのみによって動作させるものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記直流電源の電圧を制御可能であることを特徴とする。

請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、前記電力変換器を第２モードで運転中に第１モードに切り替えて発電機の発電電力を制御するものである。

請求項４に記載した発明は、半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
第１モードから第２モードへ切り替える前に、前記直流電圧部の電圧を、第２モードへ切り替えた後の定常状態の値に近付けるように変化させるものである。

請求項５に記載した発明は、半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
第１モードでは前記発電機の回転子位置検出値を用いずに前記電力変換器を制御し、かつ、第２モードから第１モードへ切り替える際には、前記発電機に流れる電流に基づいて前記発電機の回転子位置を推定し、この推定値に基づいて前記電力変換器の制御を開始するものである。

請求項６に記載した発明は、請求項５において、第２モードから第１モードへ切り替える際には、前記発電機に流れる電流の位相に基づいて前記発電機の回転子位置を推定するものである。

請求項１〜３に記載した発明によれば、電力変換器のスイッチング損失を低減して効率を向上させ、同時に冷却構造の簡素化によりシステム全体の小型・軽量化を図ることができる。また、必要に応じて発電機の発電電力をきめ細かく制御可能な発電システムを実現可能である。
請求項４〜６に記載した発明によれば、第１モードから第２モードへ切り替える際の突入電流を回避して素子の過熱や発電機、機械系等への負担を軽減し、直流電圧部の電圧変動を抑制して制御の不安定化を防止することができる。また、第２モードから第１モードへ切り替える際には、回転子位置を適切に推定可能として位置センサレス制御により電力変換器を円滑に起動させ、過大なトルクや電流を発生させない高信頼性の発電システムを提供することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。

図１において、２００は電力変換器であり、界磁付き交流発電機１０の発電電力を直流電力に変換して負荷４０に供給するものである。この電力変換器２００は、前記図９と同一の構成でも良いし、後述する図２の構成、またはこれら以外の構成であっても良い。
また、６０はスイッチングパターン生成部、７０はモード切替部、８０はスイッチである。スイッチングパターン生成部６０は、電力変換器２００の半導体スイッチング素子に対するスイッチングパターンを生成して出力する。モード切替部７０は、上記スイッチングパターンによりスイッチング素子をオン・オフ制御して発電機１０の発電電力を調整する第１モードと、全てのスイッチング素子をオフさせる第２モードとを切り替えるための制御信号を出力する。そして、スイッチ８０は、上記制御信号によりスイッチングパターン生成部６０の出力信号（スイッチングパターン）と全オフ信号とを切り替えて電力変換器２００に供給するためのものである。

さて、前記図９に示した電力変換器２０では、スイッチング素子２１を全てオフ状態にした場合、実質的にスイッチング素子２１には電流が流れなくなるため、各スイッチング素子２１に逆並列に接続されたダイオード２２のみが電流を通流し得ることが分かる。これはすなわち、発電機１０と直流電圧部５０とが、実質的にダイオード整流器を介して結合されることを意味する。

界磁付き交流発電機１０は無負荷誘起電圧を発生するため、その線間電圧振幅が直流電圧部５０の電圧振幅よりも大きくなれば、電力変換器内のダイオードがオンして発電動作をすることができる。このとき、電力変換器においてスイッチング損失は発生しないため、電力変換器の効率を大幅に高めることが可能となる。
一方、無負荷誘起電圧が低い場合や、無負荷誘起電圧が高い場合であって発電電力をきめ細かく制御したい場合には、電力変換器のスイッチング素子を所定のスイッチングパターンに従ってオン・オフ制御することにより、発電電力を調整することが可能である。
上記の点に着目し、本発明では、電力変換器２００の動作モードとして、スイッチング素子のオン・オフを制御して発電電力を調整する第１モードと、全てのスイッチング素子をオフする第２モードとを有し、これらの両方を使い分けることにより、発電電力の制御及び発電システム全体の効率向上を可能にしている。

上述した原理に基づく具体的な動作は、以下の通りである。
まず、電力変換器２００の負荷４０が、例えば抵抗などの受動素子である場合、負荷４０への供給電力は直流電圧部５０の電圧の二乗に比例する。また、発電機１０の発電電力は、無負荷誘起電圧の振幅と直流電圧部５０の電圧振幅との差に対して単調増加する（すなわち、電圧の差が大きいほど発電電力が大きい）。無負荷誘起電圧は発電機１０の回転子の速度に比例するため、回転速度が高いほど大きな発電電力が得られる。
従って、前述した第２モードにおいて負荷４０への供給電力を制御するためには、発電機１０の回転速度を制御すればよいことになる。

一方、負荷４０が例えばインバータのように能動的である場合、負荷４０の電力はインバータ自体によって制御され、このとき、インバータが必要とする電力は直流電圧部５０から吸収されることになる。
なお、インバータは、直流電圧部５０の電圧が変化しても、出力電力が所望の値となるように制御されることが多い。一方、発電機１０の発電電力については、前述したように、無負荷誘起電圧の振幅と直流電圧部５０の電圧振幅との差に対して単調増加する。
従って、第２モードにおいて、直流電圧部５０の電圧は、インバータにより吸収される電力と発電機１０の発電電力とが一致する値に自動的に収束する。

以上の動作は、電力変換器２００が図９に示したような三相電圧形インバータである場合だけでなく、例えば図２に示すような中性点クランプ形多レベルインバータである場合にも同様に成り立つ。図２に示す電力変換器は３レベルインバータであり、半導体スイッチング素子２０１〜２１２、ダイオード２２１〜２３２，２４１〜２４６から構成されている。なお、コンデンサ３１，３２は図１のコンデンサ３０に相当する。
この種の中性点クランプ形３レベルインバータの動作は、例えば特許第３２８７１３７号公報「３レベルインバータのＰＷＭ制御方法」、同第３２４８３２１号公報「３レベルインバータの制御回路」等により公知であるため、説明を割愛する。
すなわち、本発明は、スイッチング素子を全てオフした場合に、界磁付き発電機が、実質的にダイオード整流器として動作する電力変換器を介して直流電圧部に結合される発電システム全てに適用可能であり、電力変換器の形態や相数に制約されるものではない。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図である。
図３において、９０は図１の直流電圧部５０に接続された直流電源であり、直流電圧部５０の電圧はこの直流電源９０の電圧によって規制されている。
この実施形態において、第２モードにおける発電機１０の発電電力は、前述したように無負荷誘起電圧の振幅と直流電圧部の電圧振幅との差に対して単調増加するため、直流電圧部５０の電圧が一定の場合、無負荷誘起電圧が高いほど、すなわち発電機１０の回転速度が高いほど発電電力が大きくなる。

負荷４０の電力に対して発電電力が大きい場合、余剰の電力は直流電源９０に与えられる。例えば、直流電源９０がバッテリーである場合、このバッテリーは余剰の電力によって充電される。逆に、発電電力が負荷４０の電力よりも小さければ、不足分の電力が直流電源９０から供給されることになる。

なお、直流電源９０に出入りする電力（電力変換器２００との間で授受される電力）を制御したい場合には、第２モードを止めて第１モードへ移行し、電力変換器２００により発電機１０の発電電力を制御することによって間接的に実施可能である。すなわち、直流電源９０と電力変換器２００との間で授受される電力をＰ_Ｓ、発電機１０の発電電力をＰ_Ｇ、負荷電力をＰ_Ｌとした場合、数式１の関係が成り立つため、負荷電力Ｐ_Ｌに応じて発電電力Ｐ_Ｇを制御すれば、電力Ｐ_Ｓを所定の値に制御することができる。
［数式１］
Ｐ_Ｓ＝Ｐ_Ｇ−Ｐ_Ｌ

このように、直流電源９０が接続される場合にも本システムは適用可能であり、通常はモード切替部７０により第２モードを選択することによって図１の実施形態と同様に電力変換器２００のスイッチング損失を低減することができる。そして、発電機１０の電力を調整する必要が生じた場合には、モード切替部７０により第１モードに切り替えてスイッチングパターン生成部６０のスイッチングパターンにより、スイッチング素子をオン・オフ制御すれば良い。

なお、直流電源９０の電圧を制御可能である場合には、前述のように発電機１０の発電電力が直流電圧部（直流電源９０）の電圧に依存するため、第２モードにより電力変換器２００のスイッチングを行わない状態で発電機１０の発電電力を制御することができる。
ただし、発電機１０の回転速度が高くなって無負荷誘起電圧が高くなり、これに対して直流電源９０の電圧の制御上限が決まっている場合には、発電電力を抑制できなくなる。その場合には、電力変換器２００を第１モードに移行させれば発電機１０の発電電力を制御することが可能である。

次に、図４は本発明の第３実施形態を示す構成図である。
この実施形態は、前述した図３における直流電源９０と直流電圧部５０との間にダイオード１００を図示の極性（直流電源９０から直流電圧部５０に電流が流入する極性）で接続したものである。
本実施形態において、直流電圧部５０の電圧が直流電源９０の電圧よりも高い場合には、ダイオード１００の作用によって電流が阻止されるため、直流電源９０と直流電圧部５０または電力変換器２００との間の電力の授受は理論的にゼロになる。このような構成では、電力変換器２００によって直流電圧部５０の電圧を直流電源９０の電圧よりも高くなるように制御することにより、全ての負荷電力を発電機１０から電力変換器２００を介して供給することができる。そして、負荷電力が大きい場合、または発電機１０の発電電力を減らしたい場合に、直流電圧部５０の電圧を下げるように電力変換器２００を制御すれば、不足分の電力だけが直流電源９０からダイオード１００を介して供給されるようになる。

ここで、通常の動作条件として、発電機１０の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電源９０の電圧振幅よりも高くなるように発電機１０の回転速度を決めれば、電力変換器２００を第２モードにしてスイッチングを行わせずに負荷４０へ電力を供給することができる。この場合には、負荷電力が所定値の場合に、発電機１０から所定の電力が得られ、しかも直流電圧部５０の電圧が適切な値となるように発電機１０の特性及び回転速度を設計する必要がある。

また、負荷４０がインバータのような能動負荷の場合には、第２モードにおいて負荷電力が減少すれば、負荷４０が直流電圧部５０から吸収する電力が少なくなって負荷４０へ流れる電流が減少し、発電機１０から電力変換器２００を介して供給される電力が負荷電力を上回ることになる。このため、直流電圧部５０の電圧が自動的に上昇し、その結果、発電機１０の発電電力が低下して適当な値に収束する。そして、負荷電力がゼロになれば、いわゆる発電機１０からのピーク充電により、直流電圧部５０の電圧は発電機１０の線間無負荷誘起電圧の振幅まで上昇して安定する。

なお、電力変換器２００が第２モードで動作中に、発電機１０の発電電力を低下させる必要が生じる場合がある。
すなわち、発電機１０の駆動源が例えば水車であって、水車の別の負荷（例：ポンプ）に与える軸出力を増大させたい場合、発電機１０の発電電力を低減させればその分を別の負荷に与えることができる。しかし、回転速度及び負荷電力が一定の場合、発電機１０の発電電力は第２モードでは制御不能である。
そこで、このような場合には第１モードに切り替え、電力変換器２００によって発電機１０の発電電力を低減するように制御すればよい。第１モードに移行後、負荷電力が発電機１０の発電電力を上回っている場合、直流電圧部５０の電圧が低下して直流電源９０の電圧に至り、不足分の電力が直流電源９０から供給されるようになる。
以上をまとめれば、通常時は電力変換器２００を第２モードで運転し、発電機１０の軸トルクまたは発電電力を制御する必要が生じた場合にのみ第１モードに切り替えることにより、通常時にはスイッチング損失を少なくして発電効率を高めつつ、必要に応じて発電電力の制御も可能な発電システムを構成することができる。

以上の動作は、図４における直流電源９０及びダイオード１００の代わりに、例えば図５に示す如く交流電源１１０及びダイオード整流器１２０を組み合わせた構成に対しても同様に成り立つ。この場合、交流電源１１０の線間電圧振幅または実効値が、図４の直流電源９０の電圧に対応しており、動作は図４の場合と同様になる。

次いで、本発明の第４実施形態を説明する。
前述したように、第２モードでは、発電機１０の発電電力は直流電圧部５０の電圧及び発電機１０の回転速度によって一義的に決まる。例えば図４の構成において、電力変換器２００を第２モードで運転し、発電機１０から全ての負荷電力を供給している場合には、直流電圧部５０の電圧は発電機１０の発電電力が負荷電力に一致する値に収束する。

一方、第１モードでは、負荷４０がインバータ等の能動的負荷である場合に、直流電圧部５０の電圧として様々な値を選定し得る。すなわち、直流電圧部５０の電圧が変化しても、負荷４０がインバータ等の電力変換器を含む能動的な回路構成であれば、負荷電力を任意に調整することが可能であり、また、発電機１０の発電電力も上記負荷４０を構成するインバータ等の制御によって制御可能である。

この場合、第１モードから第２モードへの切替時の直流電圧部５０の電圧について、第１モードにおける電圧Ｅ_ｄｃ１と第２モードにおいて収束する電圧Ｅ_ｄｃ２とが異なっているという状況が発生する可能性がある。
ここで、Ｅ_ｄｃ１＜Ｅ_ｄｃ２という関係がある場合、第１モードにて直流電圧Ｅ_ｄｃ１で動作中に急に電力変換器２００のスイッチング素子を全オフして第２モードに切り替えると、無負荷誘起電圧がＥ_ｄｃ１に対して過大になるため、発電機１０から大きな電流が電力変換器２００を介して直流電圧部５０に突入する。この時は、第２モードへの切替によってスイッチング素子が全オフになっているため、過大電流が流れてもこれを制御できない事態となる。
これにより、回路素子の過熱を招くだけでなく、直流電圧部５０の大きな電圧変動によって能動負荷の制御が不安定になるという悪影響を及ぼす。また、発電機１０の界磁が永久磁石により構成されている場合には、過電流によって永久磁石を減磁してしまうおそれもある。

そこで、図６に示すように、第１モードにおいて直流電圧部５０の電圧がＥ_ｄｃ１で運転中の場合には、第２モードへ切り替える前に、時間ｔ_１〜ｔ_２の間に直流電圧を徐々に上昇させて電圧Ｅ_ｄｃ２に変更しておき、その後に第２モードに移行させることにより、突入電流の発生を防いで直流電圧部５０の電圧の急変を防止することができる。
なお、第２モードへ移行する際に直流電圧部５０の電圧がＥ_ｄｃ２に一致していなくても、Ｅ_ｄｃ１より大きく、かつＥ_ｄｃ２に近い値であれば、突入電流の抑制効果をある程度期待することができる。
また、Ｅ_ｄｃ１＞Ｅ_ｄｃ２の場合には、第１モードから第２モードへの切替時に過電流が発生することはないものの、直流電圧部５０の電圧変動が制御系への外乱となるので、これを回避するために、切替前にある程度の時間をかけてＥ_ｄｃ１をＥ_ｄｃ２に等しくまたはこれに近い値にまで減少させておくことは有益である。

次に、本発明の第５実施形態を説明する。
発電機１０として界磁付き同期発電機を用いる場合、その駆動時には、回転子における界磁極の位置に応じて巻線電流を適切に制御する必要があるため、通常は回転子位置検出器が用いられている。しかし、この位置検出器は一般に高価であり、また、温度条件や機械的な制約が発電機本体よりも大きいため、その取り付けによって装置全体としての耐環境性が低下したり、回転子位置検出信号を制御回路に送るための配線が煩雑になる等の問題がある。

これに対し、回転子位置検出器を用いずに界磁付き電動機または発電機を駆動する、いわゆる位置センサレス駆動方法が各種提案されている。その具体的方法は、例えば、Watanabe他,“DC-Brushless Servo System without Rotor Position and Speed Sensor”,Proceedings of IEEE International Conference on Industrial Electronics, Control, and Instrumentation (IECON)'87, pp.228-234 (1987)等に詳述されているため説明を省略するが、基本的には、発電機の電流検出値と、発電機の端子電圧検出値（または電力変換器が発電機に印加する電圧の指令値によって代用）とに基づいて発電機のインピーダンス特性から回転子位置を割り出している。
特に、電圧指令値を用いる方法では電圧検出器も不要になり、検出器としては電流検出器のみでよいため、低コストのシステムを構築することが可能である。
このような位置センサレス駆動方法は、本発明で言えば、電力変換器２００を第１モードにより運転する場合に用いられ得る技術である。

しかし、本発明のように電力変換器２００のスイッチング素子をオン・オフさせて発電機１０の発電電力をきめ細かく制御する第１モードと、スイッチング素子を全オフしてダイオード整流器を介し発電する第２モードとの両方を用いる場合、第２モードから第１モードへの移行時には電流は流れているものの正弦波ではなく、かつ電力変換器２００が動作していないため電圧指令値も利用できない。更に、第２モードで運転時に回転速度が低下して発電機１０の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電圧部５０の電圧振幅を下回った場合には、電力変換器２００が有するダイオードによる整流動作が行われず、電流がゼロになるため、電流情報も得られなくなる。
このため、本発明において第２モードから第１モードに切り替えるためには第１モードで使用する前述の一般的な位置センサレス駆動方法以外の技術を用いて回転子位置を推定することが必要になる。

界磁付き発電機（電動機）の位置センサレス駆動において、回転子が空転中に電力変換器を起動する方法については、例えば特開平１１−７５３９４号公報記載の「交流回転機用電力変換装置」等が存在する。
この公知発明は、回転子が空転中にスイッチング素子をオンし、これによって流れる電動機の電流から回転子の位置、速度及び回転方向を割り出すものであり、一般に回転子の位置、速度及び回転方向が分かれば、回転子の空転状態から電力変換器を起動して位置センサレス運転を開始することができる。

但し、上記の公知発明は、回転子が空転中の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電圧部の電圧振幅未満である場合を想定したものであり、本発明における第２モードのように、電力変換器がダイオード整流モードで動作している場合の発電機の位置センサレス駆動には適用することができない。

そこで、本発明の第５実施形態では、第２モードから第１モードへ切り替える場合に、次のような方法により回転子位置を推定するようにした。
１）回転子が空転中の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電圧部の電圧振幅未満である場合には、前記特開平１１−７５３９４号公報記載の公知発明のようにスイッチング素子をオンして発電機に電流を流し、その電流に基づいて回転子位置を割り出す。
２）回転子が空転中の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電圧部の電圧振幅以上である場合には、発電機に断続的または連続的に電流が流れているため、その電流に基づいて回転子位置を割り出す。

図７は、上記２）の場合における発電機の無負荷誘起電圧波形及び各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）電流波形の一例を示している。
図示するように、発電機電流は正弦波ではないが、無負荷誘起電圧の位相に依存した、つまり回転子位置に依存した交流電流となる。よって、この電流に基づいて回転子位置を推定することが可能である。

上記２）の方法に関して、更に具体的に述べると以下の通りである。
界磁付き発電機（電動機）では、無負荷誘起電圧の位相と回転子位置との関係は常に固定されているため、無負荷誘起電圧の位相が分かれば回転子位置を判別することができる。また、無負荷誘起電圧の周波数は回転子の回転速度に比例するため（比例定数は回転子の極対数）、無負荷誘起電圧の周波数が分かれば回転速度を検出することができ、更に、回転子の回転方向は多相の無負荷誘起電圧の相順から判別することができる。

第２モードにおいて発電中の発電電力が、直流電圧部５０の電圧及び回転速度によって一義的に決まることは前述した通りである。また、図７に示したように、発電機１０の電流波形と、無負荷誘起電圧に対する電流の位相も、直流電圧部５０の電圧及び回転速度によって一義的に決まる。その理由は、直流電圧部５０の電圧及び回転速度が一定の場合、発電機１０、電力変換器２００（第２モードでは実質的にダイオード整流器）及び直流電圧部５０からなる回路は、周波数及び振幅が一定の無負荷誘起電圧、発電機１０のインピーダンス、ダイオード整流器及び電圧一定の直流電源によって構成されるため、定常状態は一義的に定まるからである。なお、この場合、周囲温度は一定としている。

無負荷誘起電圧の周波数は発電機電流の周波数に一致するので、検出した発電機電流の周波数から無負荷誘起電圧の周波数がわかり、比例関係にある回転速度を検出することができる。
また、直流電圧部５０の電圧を検出しているのであれば、その電圧と上記回転速度から発電機電流波形が分かり、この発電機電流と無負荷誘起電圧との位相関係も既知であるため、回転子位置が判明する。
更に、発電機電流の相順は無負荷誘起電圧の相順と一致するので、回転方向の判別も可能である。
以上のことから、回転子が空転中の線間無負荷誘起電圧の振幅が直流電圧部の電圧以上である場合にも、電力変換器２００を起動して位置センサレス駆動を開始するために必要な回転子位置、速度及び回転方向といった情報を得ることができる。

なお、発電機電流の位相は、発電機電流検出値を低域通過フィルタに通すか、または周波数分析により抽出した基本波の位相を検出しても良いし、更に簡単に電流がゼロとなる時点から検出しても良い。
無負荷誘起電圧と発電機電流との位相関係は、直流電圧部５０の電圧や回転子の回転速度によって変化するものの、その変化は比較的小さいため、直流電圧部５０の電圧や回転速度を参照せずに発電機電流の位相のみから回転子位置を推定することも可能である。その場合、回転子位置の推定値と実際値との間に誤差があったとしても、位置センサレス駆動を開始することでその誤差が小さくなるように制御系が動作し、やがて通常動作に移行させることができる。
また、三相のうち二相の発電機電流について、同じ位相値（例えばゼロ位相）となる時刻をそれぞれ測定し、その時間差と二相間の電気角（三相の場合には１２０°または２４０°）とから回転速度を求めることもできる。

以上説明した各実施形態では、電力変換器２００と発電機１０とを組み合わせた発電システムについて説明したが、これらをインバータと電動機との組み合わせとして考えることも可能であり、その場合には、インバータの交流出力電力により電動機を駆動して軸出力を得ることも可能である。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。図１における電力変換器の一例を示す構成図である。本発明の第２実施形態を示す構成図である。本発明の第３実施形態を示す構成図である。第３実施形態の変形例を示す図である。本発明の第４実施形態における動作説明図である。本発明の第５実施形態における発電機の無負荷誘起電圧及び電流の波形図である。従来技術を示す構成図である。図８における電力変換器の代表的な構成図である。

符号の説明

１０：界磁付き交流発電機
３０：コンデンサ
４０：負荷
５０：直流電圧部
６０：スイッチングパターン生成部
７０：モード切替部
８０：スイッチ
９０：直流電源
１００：ダイオード
１１０：交流電源
１２０：ダイオード整流器
２００：電力変換器

Claims

半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
前記直流電圧部には、この直流電圧部に電流が流入する極性のダイオードを介して直流電源が接続され、
前記発電機の線間無負荷誘起電圧の振幅が前記直流電源の電圧振幅以上である場合に、前記電力変換器を、第１モード及び第２モードの併用、または第２モードのみによって動作させることを特徴とする発電システム。
請求項１に記載した発電システムにおいて、
前記直流電源の電圧を制御可能であることを特徴とする発電システム。
請求項１または２に記載した発電システムにおいて、
前記電力変換器を第２モードで運転中に第１モードに切り替えて発電機の発電電力を制御することを特徴とする発電システム。
半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
第１モードから第２モードへ切り替える前に、前記直流電圧部の電圧を、第２モードへ切り替えた後の定常状態の値に近付けるように変化させることを特徴とする発電システム。
半導体スイッチング素子及びダイオードを有する電力変換器と、この電力変換器に接続された界磁付き交流発電機とを備え、前記電力変換器の変換動作によりその直流電圧部と前記発電機との間で電力を授受する発電システムであって、
前記電力変換器の動作モードとして、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御して前記発電機の発電電力を調整する第１モードと、半導体スイッチング素子を全てオフして前記ダイオードの整流作用により発電する第２モードとを有し、これらの第１モード、第２モードを切替可能とした発電システムにおいて、
第１モードでは前記発電機の回転子位置検出値を用いずに前記電力変換器を制御し、かつ、第２モードから第１モードへ切り替える際には、前記発電機に流れる電流に基づいて前記発電機の回転子位置を推定し、この推定値に基づいて前記電力変換器の制御を開始することを特徴とする発電システム。
請求項５に記載した発電システムにおいて、
第２モードから第１モードへ切り替える際には、前記発電機に流れる電流の位相に基づいて前記発電機の回転子位置を推定することを特徴とする発電システム。