WO2024057633A1 - 電源回生コンバータ - Google Patents

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WO2024057633A1
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power
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inverter
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進 大類
正将 渡邉
俊祐 松永
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株式会社日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power regeneration converter, and in particular, to a power regeneration converter suitable for maintaining output DC voltage at an appropriate value, suppressing heat generation, and preventing deterioration of electric motors, etc. that form a load system.
  • regenerative energy is converted into heat and consumed by a regenerative discharge resistor connected to the DC section of the inverter, but a power regenerative converter returns this regenerative energy to the power source, thereby eliminating wasted energy consumption.
  • This is a device that can be reused.
  • Such a power regeneration converter generally performs control using the DC voltage after conversion from AC to DC as a control command.
  • the control command value of the DC voltage is preferably set so that the PWM modulation performed by the inverter connected to the power regeneration converter or the power regeneration converter itself on the grid side does not result in overmodulation, and the lower limit of this setting is set such that the power The entire converter is determined by the AC voltage to be output to the load side or input system side.
  • Patent Document 1 describes a technology that improves operating efficiency by enabling variable commands of DC voltage according to the rotational speed of a motor serving as a load in a power conversion device used in a drive system. ing.
  • the set value of the DC voltage is determined based on the value that maximizes the output AC voltage during regeneration, assuming various operating conditions.
  • a high value voltage is always applied with respect to the lower limit value that changes depending on the operating condition, which increases the switching loss of both the main elements of the converter and inverter, including the reactor. This causes increased heat generation in the filter and accelerated deterioration of the insulation of the equipment that serves as the load.
  • the purpose of the present invention is to provide power regeneration that maintains the output DC voltage at an appropriate value and reduces overmodulation, increase in noise, increase in switching loss, heat generation of filters including reactors, and increase in insulation deterioration of load equipment.
  • the purpose is to provide a converter.
  • the configuration of the power regeneration converter of the present invention is preferably arranged between an inverter that outputs three-phase AC to the electric motor and a three-phase AC power source serving as an input system, and performs bidirectional conversion between DC and AC by the converting section.
  • a power regeneration converter that regenerates induced electromotive force generated in an electric motor into a three-phase AC power source, the converter comprising: a filter section disposed between the converting section and the three-phase AC power source; and a three-phase AC power source serving as an input system.
  • An AC voltage detection unit that detects the three-phase AC voltage supplied from the three-phase AC power supply, an AC current detection unit that detects the three-phase AC current flowing to the power regeneration converter, and the power regeneration converter and the inverter.
  • a DC voltage detection unit that detects the DC voltage between the three-phase AC voltage detected by the AC voltage detection unit, a three-phase AC current detected by the AC current detection unit, and a power supply detected by the DC voltage detection unit. and a control unit that calculates a three-phase AC voltage target value for performing PWM modulation based on the DC voltage between the regenerative converter and the inverter, and the control unit calculates the calculated three-phase AC voltage target value. Based on this, the DC voltage between the power regeneration converter and the inverter is controlled.
  • power regeneration maintains the output DC voltage at an appropriate value and reduces overmodulation, increase in noise, increase in switching loss, heat generation of filters including reactors, and increase in insulation deterioration of devices serving as loads. It is possible to provide a power regeneration converter without providing a converter.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing detailed functions of a control section.
  • FIG. 7 is a diagram (part 1) showing the vector relationship among the power supply voltage, filter drop voltage, and converter input/output AC voltage, and the relationship expressed by the dq axes of the AC current.
  • FIG. 7 is a diagram showing a vector relationship among a power supply voltage, a filter drop voltage, a converter input/output AC voltage, and a relationship expressed by the dq axis of the AC current (Part 2).
  • FIG. 3 is a diagram showing the vector relationship between power supply voltage, filter drop voltage, converter input/output AC voltage, and the relationship expressed by the dq axis of AC current (part 3).
  • FIG. 4 is a diagram showing the vector relationship among the power supply voltage, filter drop voltage, and converter input/output AC voltage, and the relationship expressed by the dq axes of the AC current (Part 4).
  • FIG. 5 is a diagram showing the vector relationship between the power supply voltage, the filter drop voltage, the converter input/output AC voltage, and the relationship expressed by the dq axis of the AC current (Part 5).
  • FIG. 6 is a diagram showing the vector relationship among the power supply voltage, filter drop voltage, converter input/output AC voltage, and the relationship expressed by the dq axis of the AC current (part 6).
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment.
  • 3 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a third embodiment.
  • Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 3F.
  • the power conversion device 100 according to the first embodiment has a three-phase AC main power source 1 as an input, a three-phase AC operating motor 7 is connected as a load system, and a power regeneration converter 20.
  • This configuration has an inverter 6 and an inverter 6.
  • (/n) on the line indicates that it consists of n (n is an integer of 1 or more) physical lines.
  • the power regeneration converter 20 converts the three-phase AC input power from the main power supply 1 into DC during power running (the state in which power is supplied to the electric motor 7), and converts the input power of three-phase AC from the main power supply 1 into DC during regeneration (the electric motor 7 generates an induced electromotive force). (state), DC is converted to three-phase AC and power is discharged to the main power supply 1.
  • the power regeneration converter 20 includes a filter section 2, a control section 3, a converting section 4, a smoothing capacitor 5, a power phase detection transformer 8, a current detector 9, and a DC voltage detector 10.
  • the filter section 2 is connected to the main power supply 1 to reduce noise.
  • the converter 4 is a circuit that bidirectionally converts alternating current into direct current during power running, and bidirectionally converts direct current into alternating current during regeneration.
  • the power supply phase detection transformer 8 is a transformer for detecting the amplitude and phase of the power supply voltage.
  • the converter 4 converts the three-phase AC power supplied from the main power source 1 into variable-voltage DC power (voltage Vdc), and supplies the power to the inverter 6. Further, during regeneration, the feedback energy from the inverter 6, which is a load, is regenerated to the main power supply 1 side by PWM (Pulse Width Modulation) modulation.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the smoothing capacitor 5 is a capacitor element that stores capacitance for converting alternating current to direct current.
  • the current detector 9 is a circuit for detecting an inter-filter converting unit alternating current Iac between the filter unit 2 and the converting unit 4.
  • the DC voltage detector 10 is a circuit that detects the DC voltage Vdc, which is the voltage across the smoothing capacitor 5.
  • the converting section 4 is composed of, for example, six sets of main switching elements in which IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) elements and flywheel diodes (freewheel diodes) are connected in parallel.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • flywheel diodes freewheel diodes
  • IGBT is a type of power transistor, and is characterized by having both low saturation voltage and relatively fast switching characteristics.
  • the flywheel diode is a diode for releasing flyback voltage.
  • the control section 3 is a circuit that gives commands for voltage conversion to the converting section.
  • the control unit 3 receives the power supply voltage Vgrid via the power supply phase detection transformer 8, the AC current Iac between the filter converting parts detected by the current detector 9, and the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 10.
  • the control unit 3 receives the power supply voltage Vgrid via the power supply phase detection transformer 8, the AC current Iac between the filter converting parts detected by the current detector 9, and the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 10.
  • six sets of main switching elements each including an IGBT element and a flywheel diode connected in parallel in the converting section 4 are controlled by PWM control.
  • the inverter 6 converts the DC output from the power regeneration converter 20 into three-phase AC to be supplied to the load system, and during regeneration, the inverter 6 flows regenerative energy from the electric motor 7 to the power regeneration converter 20.
  • the pulse width is made narrower if the DC voltage is higher, and the pulse width is made wider if the DC voltage is lower. At this time, if the pulse interval cannot be maintained above a certain level, overmodulation occurs and accurate output becomes impossible. Therefore, the lower limit value of the DC voltage depends on the desired AC output voltage. In the case of the converter 4 shown in FIG. 1, specifically, the lower limit value of the DC voltage Vdc to be output depends on the converter input/output AC voltage Vac that the converter 4 outputs to the main power supply 1 side. It turns out.
  • the converter input/output AC voltage Vac to be outputted by the converter 4 is, for example, a higher AC voltage when the electric motor 7 is regenerating than when it is powering. required. This also applies when the load applied to the electric motor 7 changes and the required torque changes. In the case of a high load, a higher AC voltage is required than in the case of a low load. In this way, the required AC voltage changes depending on operating conditions such as power running and regeneration, and operating conditions such as load conditions. Therefore, the lower limit value of the DC voltage also changes depending on the operating situation.
  • An example of a control method for varying the DC voltage Vdc is a method of monitoring the voltage of the power supply and varying the DC voltage from the three-phase AC value of the power supply as the AC voltage to be output by the converter.
  • this method is applied to the example of the power conversion device 100 in FIG. is used to calculate the output DC voltage Vdc.
  • a part located between the main power supply 1 and the converter part 4, such as the filter part 2 is essential, so the power supply voltage Vgrid and the original calculation are A difference occurs between the necessary input and output alternating current voltages Vac of the converting section due to the filter drop voltage VL consumed in the filter section 2.
  • the control unit 3 of this embodiment eliminates this difference and calculates the truly necessary input/output AC voltage Vac of the converter unit.
  • control unit The operation of the control unit will be described below using FIGS. 2 to 3F.
  • the control unit 3 includes a PI control unit 11, an AC voltage control value calculation unit 12, and a PWM modulation unit 13.
  • the PI control unit 11 uses a subtracter to calculate the difference between the DC voltage control command value Vdc_ref and the DC voltage Vdc actually detected by the DC voltage detector 10, and calculates the target value Iq_ref of the q-axis current from the difference.
  • the AC voltage control value calculation unit 12 calculates dq from the target value Iq_ref of the q-axis current, the target value Id_ref of the d-axis current given separately, and the information on the AC current Iac between the filter unit converter unit detected by the current detector 9. Calculate the AC voltage control value Vacr in the axial coordinate system. Note that here, the target value Id_ref of the d-axis current is set to 0.
  • the d-axis and q-axis are coordinate axes in the d-q rotating coordinate system, which is a unique coordinate system used in the field of electric motors and generators, and are synchronized with the rotating magnetic field and rotor generated by three-phase alternating current. It is a coordinate axis that rotates while
  • the control unit 3 calculates a command value Vac_ref of the AC voltage output from the converter 4 based on the AC voltage control value Vacr and the power supply voltage Vgrid detected from the power supply phase detection transformer 8, and the PWM modulation unit 13 calculates the command value Vac_ref of the AC voltage output from the converter 4. Based on Vac_ref, PWM control is performed so that the AC voltage output Vac approaches the command value Vac_ref.
  • the power supply voltage Vgrid is detected by the power supply phase detection transformer 8, is a value that maintains the instantaneous voltage value of each of the three phases in the power supply voltage, and is input to the control unit 3.
  • This power supply voltage Vgrid is expressed as values Vd and Vq in a dq coordinate system by dq transformation.
  • the alternating current Iac between the filter and converter sections detected by the current detector 9 is a value that maintains the instantaneous current value of each of the three phases between the filter section 2 and the converter section 4, and using the voltage phase ⁇ , By performing dq transformation, it is expressed as a reactive current Id and an active current Iq on a DC coordinate system.
  • reactive current Id, active current Iq, q-axis current target value Iq_ref, and d-axis current target value Id_ref are input to the AC voltage control value calculation unit 12.
  • the AC voltage control value calculation unit 12 adds the filter drop voltage VL of the filter unit 2 as a filter compensation term, and then compares the command value and the detected value on each of the d and q axes to calculate the difference using proportional integral (PI). As a result, a d-axis voltage command vd and a q-axis voltage command vq are obtained.
  • PI proportional integral
  • the control unit 3 outputs a d-axis voltage command vd and a q-axis voltage command vq calculated by the AC voltage control value calculation unit 12, which are the d-axis value Vd and the q-axis value of the power supply voltage Vgrid, respectively.
  • Vq the d-axis output voltage command value Vd_ref and the q-axis Vq_ref are obtained.
  • a three-phase instantaneous AC voltage command value Vac_ref is obtained.
  • This instantaneous AC voltage command value Vac_ref is input to the PWM modulator 13 and compared with the carrier wave to obtain six PWM switching signals.
  • the instantaneous AC voltage command value Vac_ref is the calculated AC voltage value that the converter outputs to the main power supply 1 side. Since the value of the instantaneous AC voltage command value Vac_ref is a control command value for the converter input/output AC voltage Vac, the converter input/output AC voltage Vac becomes a value that approaches the instantaneous AC voltage command value Vac_ref.
  • the relationship between the converter input/output AC voltage Vac, the power supply voltage Vgrid, and the filter drop voltage VL of the filter unit 2 is expressed by the following (Equation 1).
  • Vgrid Vac+VL...(Formula 1)
  • the relationship expressed by (Formula 1) can be graphically expressed by the graphs shown in FIGS. 3A to 3F, depending on whether the active current Id and the reactive current Iq are positive or negative.
  • the AC voltage Vac to be output is variable, and the lower limit value of the DC voltage Vdc to be output is also variable.
  • the instantaneous AC voltage command value Vac_ref input to the PWM modulator 13 in the control unit 3 is used in the calculation instead of Vgrid, and the constant k Using , the DC voltage command value Vdc_ref can be expressed by the following (Formula 3).
  • Vdc_ref Vac_ref ⁇ k...(Formula 3)
  • the instantaneous AC voltage command value Vac_ref in (Formula 3) is a calculated value of the converter input/output AC voltage Vac, and therefore serves as a reference reference value for the converter input/output AC voltage Vac.
  • the converter outputs an alternating current to the direct current voltage command value Vdc_ref by following the changes in the values of the active current Iq and reactive current Id shown in FIGS. 3A to 3F in the same way as when Vac was measured and calculated using a measuring device. You can input the required command value to do so.
  • the present embodiment is a regenerative converter that is connected to an AC power source and can bidirectionally convert AC power to DC power and DC power to AC power. It is configured to control the AC voltage to be output based on the difference between the detected value of the DC voltage section, the detected value of the AC current, and the command voltage, and to issue a DC voltage command proportional to the AC voltage calculation value calculated in the control process. do.
  • Embodiment 2 of the present invention will be described below using FIG. 4.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment.
  • the configuration and functions of the power converter of this embodiment are almost the same as those of the power converter 100 of Embodiment 1 shown in FIG. 1, but as shown in FIG.
  • a converter input/output AC voltage detector 30 is added to the converter input/output AC voltage detector 30, and the converter input/output AC voltage Vac detected by the converter input/output AC voltage detector 30 is input.
  • Embodiment 3 of the present invention will be described below using FIG. 5.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 3.
  • the configuration and function of the power conversion device of this embodiment are almost the same as the power conversion device 100 of Embodiment 1 shown in FIG. 1, but as shown in FIG. 40 is attached, and the filter drop voltage VL is input.
  • the filter drop voltage VL By using the filter drop voltage VL, power supply voltage Vgrid, and AC current value Iac, the AC voltage value Vac output by the converter is calculated, and from that value, the DC voltage Vdc_ref to be output is calculated.
  • SYMBOLS 1 Main power supply, 2... Filter part, 3... Control part, 4... Conversion part, 5... Smoothing capacitor, 6... Inverter, 7... Electric motor, 8... Power supply phase detection transformer, 9... Current detector, 10... DC Voltage detector, 11... PI control section, 12... AC voltage control value calculation section, 13... PWM modulation section, 20...power regeneration converter, 30...Conversion part input/output AC voltage detector 40...Filter drop voltage detection circuit 100...Power converter device

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Abstract

電動機に三相交流を出力するインバータと入力系統とする三相交流電源との間に配置され、電動機に発生する誘導起電力を三相交流電源に回生する電源回生コンバータであって、制御部は、交流電圧検出部で検出した入力系統の三相の交流電圧と、交流電流検出部で検出した三相の交流電流と、直流電圧検出部で検出した電源回生コンバータとインバータ間の直流電圧とに基づいて、ＰＷＭ変調を行うための三相の交流電圧目標値を算出し、算出された三相の交流電圧目標値に基づいて、電源回生コンバータとインバータ間の直流電圧を制御する。これにより、電力変換装置において、出力する直流電圧を適切な値に保ち、過変調やノイズの増加、スイッチングロスの増加、リアクトルを含むフィルタの発熱、負荷となる装置の絶縁劣化の増加を低減させる。

Description

電源回生コンバータ
　本発明は、電源回生コンバータに係り、特に、出力する直流電圧を適切な値に保ち、発熱を押さえ、負荷系統となる電動機等の劣化を防止するのに好適な電源回生コンバータに関する
　三相交流を入力系統電源とし、コンバータとインバータの構成からなる電力変換装置を介して、負荷系統の電動機に電力を供給する電源系統システムにおいては、周波数設定を急激に下げたり、減速などの時にインバータの出力周波数よりも電動機の実速度のほうが大きくなった状態で運転すると、電動機からインバータへ電気エネルギーが戻ってくることがある。一般にこれを「回生」または「電源回生」という。
　通常、回生エネルギーはインバータの直流部に接続した回生放電抵抗器で熱に換えて消費させるが、電源回生コンバータは、この回生エネルギーを、電源側に戻すことにより、むだに消費していたエネルギーを再利用することができるようにした装置である。
　このような電源回生コンバータでは、一般的に、交流から直流への変換後の直流電圧を制御指令とする制御を行っている。直流電圧の制御指令値は、電源回生コンバータに接続されるインバータまたは電源回生コンバータ自身が系統側に対して行うＰＷＭ変調が過変調とならぬような設定が好ましく、この設定の下限値は、電力変換装置全体が負荷側または入力系統側に出力すべき交流電圧により決定される。
　これに関連して、特許文献１には、ドライブシステムに用いられ電力変換装置において、負荷となる電動機の回転速度に応じた直流電圧の可変指令を可能にし、運転効率を改善した技術が記載されている。
特開２０１４－３７４６号公報
　従来のコンバータとインバータ機能を有する電力変換装置では、様々な運転状況を想定し、回生時の出力交流電圧が最大となる値に基づいて直流電圧の設定値を決定していた。このような直流電圧の設定では、運転状態によって変化する下限値に対して常に高い値の電圧を印加することになるため、コンバータとインバータが有する双方の主素子のスイッチングロスの増加、リアクトルを含むフィルタの発熱増加や、負荷となる装置の絶縁劣化を早める原因となる。
　そのため、コンバータの出力する直流電圧を抑えるため、特許文献１に記載されているような直流電圧を可変させることで各所にかかる負荷を低減する技術を電源回生コンバータに適用することが考えられる。
　しかしながら、電源回生コンバータと系統電源との間には通常フィルタ等が設置されるため、電源回生コンバータが負荷系統側に出力する電圧と入力系統電圧とに差が生じる。そのため、電圧の変動により、電源回生コンバータがインバータ側に出力する直流電圧が想定とは異なる電圧となってしまい、過変調やスイッチングロスの増加、ノイズの増加等の課題が生じる。
　本発明の目的は、出力する直流電圧を適切な値に保ち、過変調やノイズの増加、スイッチングロスの増加、リアクトルを含むフィルタの発熱、負荷となる装置の絶縁劣化の増加を低減する電源回生コンバータを提供することにある。
　本発明の電源回生コンバータの構成は、好ましくは、電動機に三相交流を出力するインバータと入力系統とする三相交流電源との間に配置され、コンバート部により直流と交流の双方向変換を行い、電動機に発生する誘導起電力を三相交流電源に回生する電源回生コンバータであって、コンバート部と三相交流電源との間に配置されるフィルタ部と、入力系統とする三相交流電源と接続され、三相交流電源から供給される三相の交流電圧を検出する交流電圧検出部と、電源回生コンバータに流れる三相の交流電流を検出する交流電流検出部と、電源回生コンバータとインバータとの間の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、交流電圧検出部で検出した三相の交流電圧と、交流電流検出部で検出した三相の交流電流と、直流電圧検出部で検出した電源回生コンバータとインバータ間の直流電圧とに基づいて、ＰＷＭ変調を行うための三相の交流電圧目標値を算出する制御部とを有し、制御部は、算出された三相の交流電圧目標値に基づいて、電源回生コンバータとインバータ間の直流電圧を制御するようにしたものである。
　本発明によれば、出力する直流電圧を適切な値に保ち、過変調やノイズの増加、スイッチングロスの増加、リアクトルを含むフィルタの発熱、負荷となる装置の絶縁劣化の増加を低減する電源回生コンバータを提供することのない電源回生コンバータを提供することができる。
実施形態１に係る電力変換装置の回路構成図である。 制御部の詳細な機能を示すブロック図である。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その一）。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その二）。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その三）。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その四）。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その五）。 電源電圧、フィルタドロップ電圧、コンバート部入出力交流電圧のベクトル関係と、交流電流のｄｑ軸で表現の関係を示す図である（その六）。 実施形態２に係る電力変換装置の回路構成図である。 実施形態３に係る電力変換装置の回路構成図である。
　以下、本発明に係る各実施形態を、図１ないし図５を用いて説明する。
　〔実施形態１〕
　以下、本発明に係る実施形態１を、図１ないし図３Ｆを用いて説明する。
　先ず、図１を用いて実施形態１に係る電力変換装置の回路構成について説明する。
  実施形態１に係る電力変換装置１００は、図１に示されるように、三相交流の主電源１を入力として、負荷系統として、三相交流で動作する電動機７が接続され、電源回生コンバータ２０とインバータ６を有する形態である。
　図１の回路では、線上の（／ｎ）は、ｎ（ｎは、１以上の整数）本の物理的ラインからなることを示している。
　電源回生コンバータ２０は、力行時（電動機７に電力を供給している状態）では、主電源１からの三相交流の入力電源を直流に変換し、回生時（電動機７が誘導起電力を発生している状態）では、直流を三相交流に変換して、主電源１に電力を放電する。
　電源回生コンバータ２０は、フィルタ部２、制御部３、コンバート部４、平滑コンデンサ５、電源位相検出変圧器８、電流検出器９、直流電圧検出器１０を有する。
　フィルタ部２は、主電源１に接続されノイズを低減する。コンバート部４は、力行時に交流を直流に、また、回生時に直流を交流に双方向に変換する回路である。電源位相検出変圧器８は、電源電圧の振幅と位相を検出するため変圧器である。
　コンバート部４は、力行時には、主電源１から供給された三相交流電力を、電圧が可変可能な直流電力（電圧Ｖｄｃ）に変換し、インバータ６に電力を供給する。また、回生時には、負荷であるインバータ６からの帰還エネルギーをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調によって主電源１側に電源回生する。
　平滑コンデンサ５は、交流を直流に変換するための静電容量を蓄えるコンデンサ素子である。電流検出器９は、フィルタ部２とコンバート部４間のフィルタ部コンバート部間交流電流Ｉａｃを検出するための回路である。直流電圧検出器１０は、平滑コンデンサ５の両端の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出する回路である。
　コンバート部４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型トランジスタ）素子とフライホイールダイオード（還流ダイオード）が並列接続された６組分の主スイッチング素子からなる。ＩＧＢＴは、パワートランジスタの一種であり、低い飽和電圧と、比較的速いスイッチング特性を両立させたことに特徴がある。また、フライホイールダイオードは、フライバック電圧を逃がすためのダイオードである。
　制御部３は、コンバート部に対して電圧変換の指令を与える回路である。制御部３には、電源位相検出変圧器８を介して電源電圧Ｖｇｒｉｄと、電流検出器９から検出されたフィルタ部コンバート部間交流電流Ｉａｃと、直流電圧検出器１０から検出された直流電圧Ｖｄｃとが入力され、例えば、コンバート部４のＩＧＢＴ素子とフライホイールダイオードが並列接続された６組分の主スイッチング素子をＰＷＭ制御によって制御する。
　インバータ６は、力行時では、電源回生コンバータ２０の出力する直流を負荷系統に供給する三相交流に変換し、回生時では、電動機７からの回生エネルギーを、電源回生コンバータ２０に流す。
　以上の構成において、コンバート部４が運転を開始し平滑コンデンサ５の両端から直流電圧Ｖｄｃを出力する場合、インバータ６および電動機７の運転状況によって出力する直流電圧の下限値は変化する。以下では、その理由を説明する。
　種類を限定しない変換回路（「種類を限定しない」とは、コンバータまたはインバータのいずれも含まれるという意味）において、ＰＷＭ変調によって直流電圧から交流電圧波形を作る場合、パルスの幅を調整することにより、出力する交流電圧を調整する。これによって所望する交流電圧を得る場合、同じ出力を行う場合でも直流電圧が高ければパルスの幅を細く、直流電圧が低くなればパルス幅を太くすることで調整を行うことになる。このとき、パルスの間隔を一定以上に保つことができなくなると、過変調を引き起こし正確な出力が不可能となる。よって、直流電圧の下限値は所望する交流出力電圧に依存することになる。図１に示したコンバート部４の場合には、具体的には、出力すべき直流電圧Ｖｄｃの下限値は、コンバート部４が主電源１側へ出力するコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃに依存することになる。
　ところで、図１で示すような電力変換装置１００においては、コンバート部４が出力すべきコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃは、例えば、電動機７が回生時は、力行時と比較して高い交流電圧が要求される。これは、電動機７にかかる負荷が変化し、要求トルクが変化した場合なども同様であり、高負荷の場合には、低負荷の場合と比較して高い交流電圧が要求される。このように力行・回生などの運転条件や、負荷状況などの運転状態によって要求される交流電圧は変化する。そのため運転の状況に応じて直流電圧の下限値も変化することとなる。
　直流電圧Ｖｄｃは上記理由により、個々の運転状況に対して一定の下限値を設定することが困難であるため、想定される運転状況における最大となる直流電圧値で一定とする場合が多い。
　しかし、直流電圧Ｖｄｃを一定とした場合、運転状況によって大きな電圧を必要としない場合でも、常に最大値での出力を続けることになる。
　このような変換回路を用いた駆動の場合には、直流電圧が高くなると主素子スイッチングロスの増加、リアクトル含むフィルタの発熱量増加、電動機の絶縁劣化、ノイズの増加などの弊害や懸念がある。これらの観点から直流電圧Ｖｄｃは、運転状況によって変化するコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃとともに可変な適切な値にし、出力を低く保つことが望ましい。
　直流電圧Ｖｄｃを可変させる制御手法の一例としては、コンバータが出力すべき交流電圧として、電源の電圧を監視し電源の三相交流値から直流電圧を可変させる方法があげられる。この手法を、図１における電力変換装置１００の例に適用すると、制御部３が用いる入力量として、コンバート部４が主電源１側に出力するコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃではなく、電源電圧Ｖｇｒｉｄが用いられ、出力直流電圧Ｖｄｃが算出される。しかしながら、図１に示される電力変換装置１００の場合には、例えば、フィルタ部２のような主電源１とコンバート部４の間に位置する部分が必須となるため、電源電圧Ｖｇｒｉｄと本来計算に必要なコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃには、フィルタ部２で消費されるフィルタドロップ電圧ＶＬの分、差が生じてしまう。本実施形態の制御部３では、この差を解消し、真に必要となるコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃを算出するようにしたものである。
　以下では、図２ないし図３Ｆを用いて制御部の動作について説明する。
　制御部３は、ＰＩ制御部１１、交流電圧制御値算出部１２、ＰＷＭ変調部１３を有する。
　ＰＩ制御部１１は、直流電圧制御指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと実際に直流電圧検出器１０から検出される直流電圧Ｖｄｃの差分を減算器で算出し、その差分からｑ軸電流の目標値Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する。
　交流電圧制御値算出部１２は、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ＿ｒｅｆと、別途与えられるｄ軸電流の目標値Ｉｄ＿ｒｅｆと、電流検出器９で検出されたフィルタ部コンバート部間交流電流Ｉａｃの情報からｄｑ軸座標系での交流電圧制御値Ｖａｃｒを算出する。なお、ここでは、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ＿ｒｅｆ＝０とする。
　ｄ軸、ｑ軸とは、電動機、発電機の分野で用いられる固有の座標系であるｄ－ｑ回転座標系での座標軸であり、３相交流によって生じる回転磁界やロータ（回転子）と同期しながら回転する座標軸である。
　制御部３は、交流電圧制御値Ｖａｃｒと電源位相検出変圧器８から検出された電源電圧Ｖｇｒｉｄによりコンバート部４から出力される交流電圧の指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆを算出し、ＰＷＭ変調部１３は、指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆに基づき、交流電圧出力Ｖａｃが指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆに近づくようなＰＷＭ制御を行う。
　電源電圧Ｖｇｒｉｄは、電源位相検出変圧器８により検出され、電源電圧における三相各相の電圧瞬時値を保つ値であり、制御部３に入力される。この電源電圧Ｖｇｒｉｄは、ｄｑ変換によりｄｑ座標系への値ＶｄとＶｑとして表現される。
　また、電流検出器９で検出されたフィルタ部コンバート部間交流電流Ｉａｃは、フィルタ部２およびコンバート部４間における三相各相の電流瞬時値を保つ値であり、電圧位相θを用いて、ｄｑ変換されることにより、直流座標系上の無効電流Ｉｄと有効電流Ｉｑとして表現される。これらの無効電流Ｉｄ、有効電流Ｉｑ、およびｑ軸電流目標値Ｉｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＿ｒｅｆは、交流電圧制御値算出部１２に入力される。
　交流電圧制御値算出部１２は、フィルタ部２のフィルタドロップ電圧ＶＬを、フィルタ補償項として加算した上で、ｄｑ軸それぞれで指令値と検出値を比較し差分を比例積分（ＰＩ）算出することにより、ｄ軸の電圧指令ｖｄとｑ軸の電圧指令ｖｑを得る。
　制御部３は、交流電圧制御値算出部１２で算出されたｄ軸の電圧指令ｖｄとｑ軸の電圧指令ｖｑ、それぞれに電源電圧Ｖｇｒｉｄのｄ軸の値であるＶｄとｑ軸の値であるＶｑを加算することにより、ｄ軸の出力電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとｑ軸のＶｑ＿ｒｅｆを得る。これを逆ｄｑ変換することにより、三相の瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆを得る。この瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆをＰＷＭ変調部１３に入力し、キャリア波と比較することにより、六つのＰＷＭスイッチング信号を得る。
　瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆは、コンバータが主電源１側に出力する交流電圧計算値となる。瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆの値は、コンバート部入出力交流電圧Ｖａｃの制御指令値であるため、コンバート部入出力交流電圧Ｖａｃは、瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆに漸近していく値になる。
　ところでコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃと電源電圧Ｖｇｒｉｄ、フィルタ部２のフィルタドロップ電圧ＶＬの関係は、以下の（式１）で表現される。
    Ｖｇｒｉｄ＝Ｖａｃ＋ＶＬ　　　…（式１）
　（式１）が表現する関係は、図３Ａないし図３Ｆに示すグラフによって、有効電流Ｉｄと無効電流Ｉｑの正負の別に、図式的に表すことができる。なお、図では、ベクトル表現として、Ｉ＝（Ｉｄ，Ｉｑ）としている。電源電圧Ｖｇｒｉｄが一定であると仮定した場合、有効電流Ｉｄと無効電流Ｉｑの関係によって、ｄｑ軸上に表現されるコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃ、フィルタドロップ電圧ＶＬのベクトルは変化する。
　例えば、図３Ａないし図３Ｆのような関係が成り立つ場合において、出力すべき交流電圧Ｖａｃは可変であり、出力すべき直流電圧Ｖｄｃの下限値も可変する。
　従来技術による手法では、例えば、直流電圧制御指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの値を求める場合には、定数ｋを用いて、以下の（式２）により算出される。
    Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝Ｖｇｒｉｄ×ｋ　　…（式２）
　（式２）を、図３Ａと図３Ｃを例に考えると、出力するＶａｃの値が異なるため実際に必要となるＶｄｃ＿ｒｅｆは異なるが、Ｖｇｒｉｄは一定であるため、Ｖｄｃ＿ｒｅｆの値は、図３Ａと図３Ｃの両方の場合で同じ値となる。このため（式２）により直流電圧制御指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを算出する従来の手法では、Ｖａｃの変化に追従できず、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆに誤差が生じる。
　そこで、本実施形態のように、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを計算するために、制御部３においてＰＷＭ変調部１３に入力される瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆを、Ｖｇｒｉｄの代わりに計算に用い、定数ｋを用いると、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、以下の（式３）で表すことができる。
    Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝Ｖａｃ＿ｒｅｆ×ｋ　　…（式３）
　（式３）の瞬時交流電圧指令値Ｖａｃ＿ｒｅｆは、コンバート部入出力交流電圧Ｖａｃの計算値であるため、コンバート部入出力交流電圧Ｖａｃの参照基準値となる。よって図３Ａないし図３Ｆに示す有効電流Ｉｑおよび無効電流Ｉｄの値の変化にＶａｃを測定器を用いて測定し計算した時と同様に追従し、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆにコンバータが交流電流を出力するために必要な分の指令値を入力することができる。
　以上のように本実施形態は、交流電源に接続されて、交流電力を直流電力に直流電力を交流電力に双方向に変換可能な回生コンバータであって、回生コンバータは系統電源電圧の検出値と直流電圧部の検出値と交流電流の検出値と指令電圧との差分に基づいて出力する交流電圧を制御し、制御過程で算出された交流電圧計算値に比例した直流電圧指令を行うように構成する。
　これにより、交流電圧を出力するための直流電圧の値を運転状況による変化に対して適した値に保つことができるため、過変調やノイズの増加、スイッチングロスの増加、リアクトルを含むフィルタの発熱、負荷となる装置の絶縁劣化の増加を低減させることができる。
　しかも、本実施形態における電力変換装置で構築した電力変換装置の場合では、新規の信号の追加を必要としない。
　〔実施形態２〕
　以下、本発明に係る実施形態２を、図４を用いて説明する。
　図４は、実施形態２に係る電力変換装置の回路構成図である。
  本実施形態の電力変換装置の構成と機能は、図１で示した実施形態１の電力変換装置１００とほぼ同様であるが、図４に示さるように、フィルタ部２、コンバート部４の間に、コンバート部入出力交流電圧検出器３０を追加し、コンバート部入出力交流電圧検出器３０で検出されたコンバート部入出力交流電圧Ｖａｃが入力される構成になっている。
　内部計算において、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを計算するために、コンバート部入出力交流電圧Ｖａｃを用い、定数ｋを用いて、以下の（式４）で算出する。
    Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＝Ｖａｃ×ｋ　　…（式４）
　直流電圧Ｖｄｃと、指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの関係、その後の制御は、実施形態１と同様である。
　〔実施形態３〕
　以下、本発明に係る実施形態３を、図５を用いて説明する。
　図５は、実施形態３に係る電力変換装置の回路構成図である。
  本実施形態の電力変換装置の構成と機能は、図１で示した実施形態１の電力変換装置１００とほぼ同様であるが、図５に示されるように、フィルタ部２にフィルタドロップ電圧検出回路４０が取り付けられ、フィルタドロップ電圧ＶＬが入力される構成になっている。
　フィルタドロップ電圧ＶＬと電源電圧Ｖgridと、交流電流値Ｉａｃとを用いることでコンバータの出力している交流電圧値Ｖaｃを算出しその値から出力すべき直流電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを算出する。
　その後の指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆの取扱いは、実施形態１と同様である。
１…主電源、２…フィルタ部、３…制御部、４…コンバート部、５…平滑コンデンサ、６…インバータ、７…電動機、８…電源位相検出変圧器、９…電流検出器、１０…直流電圧検出器、１１…ＰＩ制御部、１２…交流電圧制御値算出部、１３…ＰＷＭ変調部、
　２０…電源回生コンバータ、
　３０…コンバート部入出力交流電圧検出器
　４０…フィルタドロップ電圧検出回路
　１００…電力変換装置

Claims (4)

  1. 　電動機に三相交流を出力するインバータと入力系統とする三相交流電源との間に配置され、コンバート部により直流と交流の双方向変換を行い、前記電動機に発生する誘導起電力を前記三相交流電源に回生する電源回生コンバータであって、
    　前記コンバート部と前記三相交流電源との間に配置されるフィルタ部と、
    　入力系統とする前記三相交流電源と接続され、前記三相交流電源から供給される三相の交流電圧を検出する交流電圧検出部と、
    　前記フィルタと前記コンバート部間に流れる三相の交流電流を検出する交流電流検出部と、
    　前記電源回生コンバータと前記インバータとの間の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
    　前記交流電圧検出部で検出した三相の交流電圧と、前記交流電流検出部で検出した三相の交流電流と、前記直流電圧検出部で検出した前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧とに基づいて、前記ＰＷＭ変調を行うための三相の交流電圧目標値を算出する制御部とを有し、
    　前記制御部は、算出された三相の交流電圧目標値に基づいて、前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧を制御することを特徴とする電源回生コンバータ。
  2. 　前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧目標値は、前記三相の交流電圧目標値の定数倍とすることを特徴とする請求項１記載の電源回生コンバータ。
  3. 　電動機に三相交流を出力するインバータと入力系統とする三相交流電源との間に配置され、コンバート部により直流と交流の双方向変換を行い、前記電動機に発生する誘導起電力を前記三相交流電源に回生する電源回生コンバータであって、
    　前記コンバート部と前記三相交流電源との間に配置されるフィルタ部と、
    　前記電源回生コンバータが出力する三相の交流電圧を検出する交流電圧検出部と、
    　前記コンバート部間に流れる三相の交流電流を検出する交流電流検出部と、
    　前記電源回生コンバータと前記インバータとの間の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記交流電圧検出部で検出した三相の交流電圧と、前記交流電流検出部で検出した三相の交流電流と、前記直流電圧検出部で検出した前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧とに基づいて、前記ＰＷＭ変調を行うための三相の交流電圧目標値を算出する制御部とを有し、
    　前記制御部に入力される直流電圧目標値として、前記交流電圧検出部から検出された交流電圧値に基づいて、前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧目標値を算出することを特徴とする電源回生コンバータ。
  4. 　電動機に三相交流を出力するインバータと入力系統とする三相交流電源との間に配置され、コンバート部により直流と交流の双方向変換を行い、前記電動機に発生する誘導起電力を前記三相交流電源に回生する電源回生コンバータであって、
    　前記コンバート部と前記三相交流電源との間に配置されるフィルタ部と、
    　前記フィルタ部の電圧ドロップ分を検出するフィルタドロップ電圧検出回路と、
    　前記入力系統とする前記三相交流電源と接続され、前記三相交流電源から供給される三相の交流電圧を検出する交流電圧検出部と、
    　前記フィルタと前記コンバート部間に流れる三相の交流電流を検出する交流電流検出部と、
    　前記電源回生コンバータと前記インバータとの間の直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
    　前記交流電圧検出部で検出した三相の交流電圧と、前記交流電流検出部で検出した三相の交流電流と、前記直流電圧検出部で検出した前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧とに基づいて、前記ＰＷＭ変調を行うための三相の交流電圧目標値を算出する制御部とを有し、
    　前記制御部に入力される直流電圧目標値として、前記フィルタドロップ電圧検出回路から検出される電圧ドロップ分と前記交流電圧検出部から検出される電源電圧と交流電流検出部から検出される交流電流に基づいて、前記電源回生コンバータと前記インバータ間の直流電圧を算出することを特徴とする電源回生コンバータ。
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