JP5480054B2 - 電力変換器制御装置とその制御方法 - Google Patents
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Description
本発明は、複数個の電力スイッチング素子を用いて構成される電力変換器制御装置に関する。
交流電動機（電動機）を用いる場合、負荷の用途、状況によって、交流電源としては任意の出力振幅電圧と周波数で駆動できることが望ましいことがある。このとき、電力会社から供給される一般的な３相交流電源は周波数と出力電圧が一定であるため、前記の用途にはそのままでは使用できない。
任意の出力振幅電圧と周波数を持つ３相交流電力を得るために、前記した通常の３相交流電力を一度、直流電力に変換し、この直流電力を電源として、任意の振幅、周波数を持つ３相交流に再度、変換する方法がある。
このような方式の電力変換器制御装置として、通常の３相交流電力を直流電力に変換するためにパルス幅変調方式のコンバータを用い、これによって得られる直流電力を任意の出力振幅電圧と周波数を持つ３相交流電圧指令(以下、交流電圧指令)と等価な交流電力（電圧）に変換するために、パルス幅変調方式のインバータを用いるものがある。
任意の出力振幅電圧と周波数を持つ３相交流電力を得るために、前記した通常の３相交流電力を一度、直流電力に変換し、この直流電力を電源として、任意の振幅、周波数を持つ３相交流に再度、変換する方法がある。
このような方式の電力変換器制御装置として、通常の３相交流電力を直流電力に変換するためにパルス幅変調方式のコンバータを用い、これによって得られる直流電力を任意の出力振幅電圧と周波数を持つ３相交流電圧指令(以下、交流電圧指令)と等価な交流電力（電圧）に変換するために、パルス幅変調方式のインバータを用いるものがある。
このようなインバータとコンバータを用いた従来の電力変換器制御装置においては、電動機が停止中であっても、直流電圧指令は同一値の直流電圧の指令を出力しており、コンバータは高圧の直流電圧をインバータに加え続け、インバータは電動機に運転中と同じ電流値の励磁電流を流し続ける手法をとっている。
また、特許文献１は電動機が停止中においても運転時と同じ電流値の励磁電流を電動機に流す技術を開示している。
また、特許文献１は電動機が停止中においても運転時と同じ電流値の励磁電流を電動機に流す技術を開示している。
しかしながら、特許文献１を含む従来技術には以下の問題点がある。
まず、前記したようにインバータは電動機の回転速度が０になっても励磁電流を流し続けるため、インバータおよび電動機において不必要な電力が消費される。
また、電動機が回転中、停止中に関わらず、コンバータは高圧の直流電圧を加え続け、インバータの直流電圧は常に高圧である。
したがって、これまでのインバータ、コンバータ設備では、電動機が停止中であってもコンバータは高圧の直流電圧を加え続け、インバータは電動機に電流を流しつづけるため、インバータやコンバータで不必要な電力が消費されてしまう。そのため、電動機の停止時間が長い電力変換器制御装置では、その分の不必要な消費電力が大きくなってしまうという問題がある。
まず、前記したようにインバータは電動機の回転速度が０になっても励磁電流を流し続けるため、インバータおよび電動機において不必要な電力が消費される。
また、電動機が回転中、停止中に関わらず、コンバータは高圧の直流電圧を加え続け、インバータの直流電圧は常に高圧である。
したがって、これまでのインバータ、コンバータ設備では、電動機が停止中であってもコンバータは高圧の直流電圧を加え続け、インバータは電動機に電流を流しつづけるため、インバータやコンバータで不必要な電力が消費されてしまう。そのため、電動機の停止時間が長い電力変換器制御装置では、その分の不必要な消費電力が大きくなってしまうという問題がある。
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、電動機停止中における消費電力量が少なく、省エネルギー効果がある電力変換器制御装置を提供することである。
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換器制御装置は、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、前記直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能を有するインバータと、を備えた電力変換装置において、さらに、前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に前記コンバータの出力する直流電圧を指令する直流電圧指令回路と、前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に前記インバータの出力する励磁電流を指令する励磁電流指令回路と、前記インバータから電動機に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交する２つのベクトル成分に分解して抽出する３相／２相変換器と、前記電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、を備え、前記電動機の回転が停止していた場合には前記回転停止検出器によって前記直流電圧指令回路の直流電圧指令値と前記励磁電流指令回路の励磁電流指令値とを変え、前記コンバータの出力する直流電圧と、前記インバータの出力する励磁電流と、を低下させることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
すなわち、本発明の電力変換器制御装置は、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、前記直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能を有するインバータと、を備えた電力変換装置において、さらに、前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に前記コンバータの出力する直流電圧を指令する直流電圧指令回路と、前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に前記インバータの出力する励磁電流を指令する励磁電流指令回路と、前記インバータから電動機に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交する２つのベクトル成分に分解して抽出する３相／２相変換器と、前記電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、を備え、前記電動機の回転が停止していた場合には前記回転停止検出器によって前記直流電圧指令回路の直流電圧指令値と前記励磁電流指令回路の励磁電流指令値とを変え、前記コンバータの出力する直流電圧と、前記インバータの出力する励磁電流と、を低下させることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
かかる構成により、
本発明では、電動機の回転が停止している時に、コンバータから出力される直流電圧とインバータから出力される励磁電流を小さくなるよう制御することで、通常運転に支障なく電動機が停止中に消費するエネルギーを減少させることができる。
本発明では、電動機の回転が停止している時に、コンバータから出力される直流電圧とインバータから出力される励磁電流を小さくなるよう制御することで、通常運転に支障なく電動機が停止中に消費するエネルギーを減少させることができる。
本発明によれば、電動機停止中における消費電力量が少なく、省エネルギー効果がある電力変換器制御装置を提供することができる。
本発明の実施形態を次に説明する。実施形態の全体的な構成や、実施形態を構成する個々の要素や動作について、順に述べる。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の電力変換器制御装置の第１の実施形態の構成を示す回路図である。なお、２レベル方式のインバータを用いた構成の回路となっている。
図１の回路、機能を説明するにあたって、２レベル方式のインバータを用いた後記する従来の電力変換器制御装置の回路構成を示す図１１と、共通する回路構成を説明し、その後、第１の実施形態である図１の独自の回路構成について説明する。
図１は、本発明の電力変換器制御装置の第１の実施形態の構成を示す回路図である。なお、２レベル方式のインバータを用いた構成の回路となっている。
図１の回路、機能を説明するにあたって、２レベル方式のインバータを用いた後記する従来の電力変換器制御装置の回路構成を示す図１１と、共通する回路構成を説明し、その後、第１の実施形態である図１の独自の回路構成について説明する。
＜共通する回路構成＞
共通する回路構成における交流電源、コンバータ、インバータ、平滑コンデンサの構成と機能について説明する。
＜交流電源、コンバータ、平滑コンデンサ、インバータ＞
図１において、交流電源１は３相交流電力を供給し、コンバータ５に入力する。コンバータ５は３相交流電力を直流電力に変換して平滑コンデンサ１０に直流電力を供給する整流機能と、回生時には平滑コンデンサ１０の直流電力を交流電力に変換して交流電源１に戻す回生機能とを有している。なお、コンバータ５の内部の具体的な回路構成と動作については後記する。
共通する回路構成における交流電源、コンバータ、インバータ、平滑コンデンサの構成と機能について説明する。
＜交流電源、コンバータ、平滑コンデンサ、インバータ＞
図１において、交流電源１は３相交流電力を供給し、コンバータ５に入力する。コンバータ５は３相交流電力を直流電力に変換して平滑コンデンサ１０に直流電力を供給する整流機能と、回生時には平滑コンデンサ１０の直流電力を交流電力に変換して交流電源１に戻す回生機能とを有している。なお、コンバータ５の内部の具体的な回路構成と動作については後記する。
コンバータ５の直流側（平滑コンデンサ１０側）は、それぞれ正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎに接続されている。コンバータ５は、平滑コンデンサ１０と平滑コンデンサ１１のそれぞれの端子間に接続されている。平滑コンデンサ１０、１１はコンバータ５から出力された電圧波形を平滑にするとともに電荷を保持する。平滑コンデンサ１０、１１のそれぞれの端子間の直流電圧はともに電圧値Ｅとなっている。ただし、電圧値Ｅを中心としてリップルはある程度含まれる。平滑コンデンサ１０、１１はインバータ６の直流電源となる。
インバータ６は平滑コンデンサ１０、１１の間に保持された直流電力を交流電力に変換する変換器能（インバータ機能）を有している。インバータ６の交流電力の出力は、交流電動機７に接続され、交流電力を供給して交流電動機７を駆動制御する。また、インバータ６は交流電動機７の回生時には交流電動機７の交流の回生電力を直流電力に変換して平滑コンデンサ１０、１１に供給する回生機能も有している。
なお、インバータ６の内部の具体的な回路構成と動作については後記する。
また、以上に述べたコンバータ５とインバータ６のそれぞれの機能と、「コンバータ」、「インバータ」の基本的な意味による呼称の仕方とは必ずしも相応しくない点もあるが、この分野における慣例にしたがって、前記のように表記する。
なお、インバータ６の内部の具体的な回路構成と動作については後記する。
また、以上に述べたコンバータ５とインバータ６のそれぞれの機能と、「コンバータ」、「インバータ」の基本的な意味による呼称の仕方とは必ずしも相応しくない点もあるが、この分野における慣例にしたがって、前記のように表記する。
また、コンバータ５とインバータ６は離れた位置に設置されることもあり、このとき平滑コンデンサ１０はコンバータ５の出力する直流電圧のリップルを除去（平滑）することと、回生時における直流電圧の保持を主たる役目とする。また、平滑コンデンサ１１はインバータ６に供給する直流電圧を保持することと、回生時におけるインバータ６の出力する直流電圧のリップルを除去（平滑）することを主たる役目とする。
＜コンバータ（２レベル）の制御関連＞
図１において、コンバータ５の制御関連の回路を説明する。
加算器２ａは、コンバータ５の出力電圧を指令する回転時の直流電圧指令設定器（図１においては「直流電圧指令」と表記）１ａの出力である直流電圧指令と、平滑コンデンサ１０における直流電圧を検出する電圧検出器８ａの出力との偏差を求め、結果を出力する。（なお、図１においては、直流電圧指令設定器１ａと加算器２ａの間に切換えスイッチ３１と回転停止時直流電圧指令３０があるが、これらは本実施形態における追加要素であるので後記する。）
このとき、回転時の直流電圧指令設定器１ａは、交流電動機７が所望の回転動作を生み出すときに対応した平滑コンデンサ１０の直流電圧値である直流電圧Ｅｒに設定されている。
図１において、コンバータ５の制御関連の回路を説明する。
加算器２ａは、コンバータ５の出力電圧を指令する回転時の直流電圧指令設定器（図１においては「直流電圧指令」と表記）１ａの出力である直流電圧指令と、平滑コンデンサ１０における直流電圧を検出する電圧検出器８ａの出力との偏差を求め、結果を出力する。（なお、図１においては、直流電圧指令設定器１ａと加算器２ａの間に切換えスイッチ３１と回転停止時直流電圧指令３０があるが、これらは本実施形態における追加要素であるので後記する。）
このとき、回転時の直流電圧指令設定器１ａは、交流電動機７が所望の回転動作を生み出すときに対応した平滑コンデンサ１０の直流電圧値である直流電圧Ｅｒに設定されている。
電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａは、加算器２ａの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号を加算器４ａに出力する。
加算器４ａは、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力と、交流電源１が供給する交流電流を検出する電流検出器７ａとの出力の偏差を求め、その結果を出力する。
電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａは、加算器４ａの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａへ指令信号を出力する。なお、この指令信号は電動機７を駆動運転する場合にはコンバータ５の出力する直流電圧を指定する指令信号であるが、信号波形自体は図７の交流電圧指令Ｖｕ＊のように交流波形である。
パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａからの指令信号に基づき、コンバータ５をパルス幅変調方式によって制御する。
以上により、直流電圧指令設定器１ａに設定されたコンバータ５の所定の直流電圧に実際の直流電圧が一致するように制御する。
なお、コンバータ５におけるパルス幅変調方式による制御については後記する。
加算器４ａは、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力と、交流電源１が供給する交流電流を検出する電流検出器７ａとの出力の偏差を求め、その結果を出力する。
電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａは、加算器４ａの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａへ指令信号を出力する。なお、この指令信号は電動機７を駆動運転する場合にはコンバータ５の出力する直流電圧を指定する指令信号であるが、信号波形自体は図７の交流電圧指令Ｖｕ＊のように交流波形である。
パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａからの指令信号に基づき、コンバータ５をパルス幅変調方式によって制御する。
以上により、直流電圧指令設定器１ａに設定されたコンバータ５の所定の直流電圧に実際の直流電圧が一致するように制御する。
なお、コンバータ５におけるパルス幅変調方式による制御については後記する。
＜インバータ（２レベル）の制御関連＞
次にインバータ６の制御関連の回路を説明する。
加算器２ｂは、交流電動機７の速度を指令する速度指令設定器（図１においては速度指令と表記）１ｂの出力と、交流電動機７の速度を検出する速度検出器８により検出される速度ＦＢとの偏差を求める。
速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂは、加算器２ｂの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂに対するトルク電流指令の信号を出力する。
次にインバータ６の制御関連の回路を説明する。
加算器２ｂは、交流電動機７の速度を指令する速度指令設定器（図１においては速度指令と表記）１ｂの出力と、交流電動機７の速度を検出する速度検出器８により検出される速度ＦＢとの偏差を求める。
速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂは、加算器２ｂの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂに対するトルク電流指令の信号を出力する。
３相／２相変換器２５は、交流電動機７の交流電流を検出する電流検出器７ｂの出力電流を３相から２相に変換して得られるトルク電流ＦＢと励磁電流ＦＢを出力する。
加算器４ｂは、速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂの出力と、前記した３相／２相変換器２５より出力されるトルク電流ＦＢとの偏差を求める。
加算器４ｃは、回転時の励磁電流指令設定器（図１においては「励磁電流指令」と表記）２０の出力と、前記した３相／２相変換器２５より出力される励磁電流ＦＢとの偏差を求める。
加算器４ｂは、速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂの出力と、前記した３相／２相変換器２５より出力されるトルク電流ＦＢとの偏差を求める。
加算器４ｃは、回転時の励磁電流指令設定器（図１においては「励磁電流指令」と表記）２０の出力と、前記した３相／２相変換器２５より出力される励磁電流ＦＢとの偏差を求める。
電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂは、加算器４ｂと加算器４ｃの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂへ交流電圧指令信号を出力する。
パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂからの交流電圧指令の信号に基づき、インバータ６をパルス幅変調方式によって制御する。（なお、図１においては、励磁電流指令設定器２０と加算器４ｃの間に切換えスイッチ３４と回転停止時の励磁電流指令設定器（図１では「回転停止時励磁電流指令」と表記）３３、および回転停止検出器３２があるが、これらは本実施形態における追加要素であるので、後記する。）
パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂからの交流電圧指令の信号に基づき、インバータ６をパルス幅変調方式によって制御する。（なお、図１においては、励磁電流指令設定器２０と加算器４ｃの間に切換えスイッチ３４と回転停止時の励磁電流指令設定器（図１では「回転停止時励磁電流指令」と表記）３３、および回転停止検出器３２があるが、これらは本実施形態における追加要素であるので、後記する。）
図６において、インバータ６の内部の具体的な回路構成と、パルス幅変調回路６ｂについて述べる。まずインバータ６の回路構成について説明する。
＜インバータ（２レベル）の回路構成＞
インバータの回路構成を、図６を参照して説明する。図６において、破線６に囲まれた内部に示した構成がインバータ６の回路構成である。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗはＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されている。電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのコレクタは正側直流母線Ｐに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのエミッタは負側直流母線Ｎに接続されている。
インバータの回路構成を、図６を参照して説明する。図６において、破線６に囲まれた内部に示した構成がインバータ６の回路構成である。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗはＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されている。電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのコレクタは正側直流母線Ｐに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのエミッタは負側直流母線Ｎに接続されている。
電力スイッチング素子ＱＰｕのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮｕのコレクタは互いに接続されてインバータ出力（Ｕ相）６１となり、電力スイッチング素子ＱＰｖのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮｖのコレクタは互いに接続されてインバータ出力（Ｖ相）６２となり、電力スイッチング素子ＱＰｗのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮｗのコレクタは互いに接続されてインバータ出力（Ｗ相）６３となり、これらのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の組み合わせによって、３相の交流電力出力となっている。
また、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗのそれぞれのエミッタ−コレクタ間にはそれぞれＤＦＰｕ、ＤＦＮｕ、ＤＦＰｖ、ＤＦＮｖ、ＤＦＰｗ、ＤＦＮｗのダイオードが接続されている。これらのダイオードは回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである。
これらの電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗのそれぞれのゲートにはパルス幅変調回路６ｂの制御信号が入力してインバータ６としての動作が行われる。
次に、これらの制御を行うパルス幅変調回路６ｂについて説明する。
これらの電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗのそれぞれのゲートにはパルス幅変調回路６ｂの制御信号が入力してインバータ６としての動作が行われる。
次に、これらの制御を行うパルス幅変調回路６ｂについて説明する。
＜インバータ（２レベル）のパルス幅変調回路＞
パルス幅変調回路６ｂを、図６を参照して説明する。図６は、図１のインバータ６のパルス幅変調回路６ｂとその周辺回路を抜き出して示したものである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下、Ｕ相についてのみ説明する。
パルス幅変調回路６ｂを、図６を参照して説明する。図６は、図１のインバータ６のパルス幅変調回路６ｂとその周辺回路を抜き出して示したものである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下、Ｕ相についてのみ説明する。
電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂ（図１）の交流電圧指令は３相交流の信号で構成されている。図６において、Ｕ相の交流電圧指令である交流電圧指令Ｖｕ＊は、比較器Ｃｍｐ１の非反転入力端子に入力される。
搬送波発生器Ｇ１は、上ピーク＋１、下ピーク−１をとる三角波を発生する。この三角波は、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１を経て、Ｅｒ／２の振幅を有する三角波の搬送波Ｃｒ１となり比較器Ｃｍｐ１の反転入力端子に入力される。
比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ１の時間的に変化するそれぞれの振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて「１」、「０」の２値信号を出力するように構成されている。
搬送波発生器Ｇ１は、上ピーク＋１、下ピーク−１をとる三角波を発生する。この三角波は、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１を経て、Ｅｒ／２の振幅を有する三角波の搬送波Ｃｒ１となり比較器Ｃｍｐ１の反転入力端子に入力される。
比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ１の時間的に変化するそれぞれの振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて「１」、「０」の２値信号を出力するように構成されている。
なお、前記したように交流電圧指令Ｖｕ＊は正弦波形であり、搬送波Ｃｒ１は三角波であるので、図７にみられるように、交流電圧指令Ｖｕ＊が正電圧であって、搬送波Ｃｒ１の電圧より高い領域では比較器Ｃｍｐ１の出力は「１」を出力するとともに、この期間が長いほど、つまり交流電圧指令Ｖｕ＊の正の電圧が搬送波Ｃｒ１の電圧に比較して、より高いほど「１」の時間帯である幅が長くなる。これは三角波が正の区間において、電圧が低い領域の区間が長く、電圧が高い領域の区間では幅が狭いという三角波の波形の性質からよるものである。
また、交流電圧指令Ｖｕ＊が負電圧であって、搬送波Ｃｒ１の電圧より低い領域では比較器Ｃｍｐ１の出力は「０」を出力するとともに、この期間が長いほど、つまり交流電圧指令Ｖｕ＊の負の電圧が搬送波Ｃｒ１の電圧に比較して、より低いほど「０」の時間帯である幅が長くなる。これは三角波が負の区間において、電圧の絶対値が低い領域の区間が長く、電圧の絶対値が高い領域の区間では幅が狭いという三角波の波形の性質からよるものである。
以上から、交流電圧指令Ｖｕ＊を図７でみられるような三角波の搬送波Ｃｒ１と比較することによって、交流電圧指令Ｖｕ＊の時間変化する振幅は「１」と「０」のデジタル信号に、かつ、それぞれ時間の幅を持った信号に変換される。つまりパルス幅変調される。
以上から、交流電圧指令Ｖｕ＊を図７でみられるような三角波の搬送波Ｃｒ１と比較することによって、交流電圧指令Ｖｕ＊の時間変化する振幅は「１」と「０」のデジタル信号に、かつ、それぞれ時間の幅を持った信号に変換される。つまりパルス幅変調される。
図６において、比較器Ｃｍｐ１の出力信号は、ゲートアンプＧＡ１ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てゲートアンプＧＡ２ｕにそれぞれ入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、下記条件に基づき、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
［１］ゲートアンプ入力信号＝「１」 ならば オンパルス（ＯＮパルス）
［２］ゲートアンプ入力信号＝「０」 ならば オフパルス（ＯＦＦパルス）
［１］ゲートアンプ入力信号＝「１」 ならば オンパルス（ＯＮパルス）
［２］ゲートアンプ入力信号＝「０」 ならば オフパルス（ＯＦＦパルス）
なお、ゲートアンプＧＡ１ｕとゲートアンプＧＡ２ｕを用いるのは、それぞれ電力スイッチング素子ＱＰｕと電力スイッチング素子ＱＮｕを駆動するのに充分な駆動能力を確保するためである。
また、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を用いるのは電力スイッチング素子ＱＰｕと電力スイッチング素子ＱＮｕのオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）は互いに逆の関係にあるからである。
また、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を用いるのは電力スイッチング素子ＱＰｕと電力スイッチング素子ＱＮｕのオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）は互いに逆の関係にあるからである。
また、電力スイッチング素子ＱＰｖと電力スイッチング素子ＱＮｖを駆動制御する交流電圧指令Ｖｖ＊を受けた別のパルス幅変調回路６ｂがあり、また、電力スイッチング素子ＱＰｗと電力スイッチング素子ＱＮｗを駆動制御する交流電圧指令Ｖｗ＊を受けた別のパルス幅変調回路６ｂがある。これらについては前述したことと、ほぼ同様であるので説明は省略する。
＜インバータ（２レベル）の出力波形＞
図６に示したインバータ６がパルス幅変調回路６ｂによって制御され、生成されるインバータ６の出力波形を図７に示す。また、その過程における搬送波Ｃｒ１、交流電圧指令Ｖｕ＊、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ(電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧との関係を図７に示す。ただし、図７はＵ相のみについて示している。
図６に示したインバータ６がパルス幅変調回路６ｂによって制御され、生成されるインバータ６の出力波形を図７に示す。また、その過程における搬送波Ｃｒ１、交流電圧指令Ｖｕ＊、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ(電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧との関係を図７に示す。ただし、図７はＵ相のみについて示している。
交流電圧指令Ｖｕ＊は三角波の搬送波Ｃｒ１と比較される。前記したように搬送波Ｃｒ１の三角波の性質により、交流電圧指令Ｖｕ＊の振幅波形は幅を有した「１」と「０」のデジタル信号にパルス幅変調される。
このパルス幅変調された信号がゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕを通過した後の出力信号が図７のＧ１ｕ、Ｇ２ｕで示した波形である。
ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕによって駆動制御されたインバータ６の電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕによるＵ相のインバータ出力電圧が図７のインバータ出力電圧（Ｕ相）の波形である。
このパルス幅変調された信号がゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕを通過した後の出力信号が図７のＧ１ｕ、Ｇ２ｕで示した波形である。
ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕによって駆動制御されたインバータ６の電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕによるＵ相のインバータ出力電圧が図７のインバータ出力電圧（Ｕ相）の波形である。
なお、三角波の搬送波Ｃｒ１の振幅はＥｒ／２（＋Ｅｒ／２〜−Ｅｒ／２）であるので、振幅がＥｒ／２未満の交流電圧指令Ｖｕ＊をパルス幅変調できる。
また、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕの出力電圧の電圧値を表記していないのはインバータ６の電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕを駆動制御できる出力電圧が必要かつ充分であって、状況により電圧値が変わるからである。
また、インバータ出力電圧（Ｕ相）の出力波形はインバータ６の電源となる平滑コンデンサ１１の端子間でもある正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎの＋Ｅ／２と−Ｅ／２の間の電位で出力される。
また、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕの出力電圧の電圧値を表記していないのはインバータ６の電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕを駆動制御できる出力電圧が必要かつ充分であって、状況により電圧値が変わるからである。
また、インバータ出力電圧（Ｕ相）の出力波形はインバータ６の電源となる平滑コンデンサ１１の端子間でもある正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎの＋Ｅ／２と−Ｅ／２の間の電位で出力される。
＜コンバータ（２レベル）の回路構成＞
コンバータ５（図１）の回路構成は図６で示したインバータ６と同じ回路構成である。異なるのは入力と出力の関係であって、交流電源１（図１）からの３相交流電力が、図６のインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に入力し、出力として正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎから直流電力が出力することである。
この構成によって、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗをパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａで制御することにより、交流電源１（図１）からの３相交流電力を平滑コンデンサ１０の両端である正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎに直流電力を供給する整流動作をする。
コンバータ５（図１）の回路構成は図６で示したインバータ６と同じ回路構成である。異なるのは入力と出力の関係であって、交流電源１（図１）からの３相交流電力が、図６のインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に入力し、出力として正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎから直流電力が出力することである。
この構成によって、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕ、ＱＰｖ、ＱＮｖ、ＱＰｗ、ＱＮｗをパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａで制御することにより、交流電源１（図１）からの３相交流電力を平滑コンデンサ１０の両端である正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎに直流電力を供給する整流動作をする。
＜コンバータ（２レベル）のパルス幅変調回路の回路構成＞
コンバータ５（図１）のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａはインバータ６のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂと内部の回路構成は同一であり、図６の破線６の内部に示した回路構成である。ただし、図６における交流電圧指令Ｖｕ＊が電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂから電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに変わる。インバータ６とコンバータ５（図１）とにおいて、それぞれの電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂと電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａとの信号において正負の差はあって、それが機能、動作の相違となって現れる。それ以外は同一であるので説明は省略する。
コンバータ５（図１）のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａはインバータ６のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂと内部の回路構成は同一であり、図６の破線６の内部に示した回路構成である。ただし、図６における交流電圧指令Ｖｕ＊が電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂから電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに変わる。インバータ６とコンバータ５（図１）とにおいて、それぞれの電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂと電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａとの信号において正負の差はあって、それが機能、動作の相違となって現れる。それ以外は同一であるので説明は省略する。
＜回生動作（２レベル）＞
交流電動機７が回生運転をする際の回路動作について、図１を用いて説明する。交流電動機７が回生運転をすると交流の回生電力が発生する。この交流の回生電力は電流検出器７ｂによって検出され、３相／２相変換器と電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂを通って、トルク電流ＦＢが変化し、加算器４ｂにおける偏差が変化することによって、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂで判定され、さらにパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂに伝わることによって、インバータ６に作用を及ぼす。この結果、インバータ６が回生機能を発揮して直流電力を平滑コンデンサ１１の両端に発生する。
交流電動機７が回生運転をする際の回路動作について、図１を用いて説明する。交流電動機７が回生運転をすると交流の回生電力が発生する。この交流の回生電力は電流検出器７ｂによって検出され、３相／２相変換器と電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂを通って、トルク電流ＦＢが変化し、加算器４ｂにおける偏差が変化することによって、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂで判定され、さらにパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂに伝わることによって、インバータ６に作用を及ぼす。この結果、インバータ６が回生機能を発揮して直流電力を平滑コンデンサ１１の両端に発生する。
なお、このときのインバータ６の構成は前記した図６の通りであって、ＩＧＢＴであるＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗ、およびＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのゲート端子をパルス幅変調回路６ｂで前記した同様の方法で制御するとインバータ出力電圧Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相から入力した３相交流電力は平滑コンデンサ１１の正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎの間に直流電力を発生する。
このため、平滑コンデンサ１１の電圧が上昇し、両端子間でＥｒを越える。すると、平滑コンデンサ１０の電圧も同様に上昇し、回転時の直流電圧指令設定器１ａの出力と、平滑コンデンサ１０の電圧を検出する電圧検出器８ａの出力の偏差がマイナス値となる。そのため、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力もマイナス値となり、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号はマイナス値となる。よって、コンバータ５は、交流電源１へ電流を流すように制御され、交流電動機７の回生電力は、インバータ６−平滑コンデンサ１１−平滑コンデンサ１０−コンバータ５を経由して交流電源１へ回生される。
＜実施形態独自の回路構成＞
図１における図１１にはない本実施形態の独自の回路構成について、以下に述べる。
図１にはあって図１１にはない回路構成は、回転停止検出器３２と回転停止時直流電圧指令設定器（回転停止時直流電圧指令）３０と、回転停止検出器３２で電動機７の停止を検出した時に、通常の直流電圧指令設定器（直流電圧指令）１ａから回転停止時直流電圧指令設定器（回転停止時直流電圧指令）３０へ変更する切替スイッチ３１を追加した点と、回転停止時励磁電流指令設定器（回転停止時励磁電流指令）３３、励磁電流指令切替スイッチ３４を追加した点である。
なお、回転停止時直流電圧指令設定器３０と、回転停止時励磁電流指令設定器３３については図１では、それぞれ、回転停止時直流電圧指令３０、回転停止時励磁電流指令３３と表記している。
図１における図１１にはない本実施形態の独自の回路構成について、以下に述べる。
図１にはあって図１１にはない回路構成は、回転停止検出器３２と回転停止時直流電圧指令設定器（回転停止時直流電圧指令）３０と、回転停止検出器３２で電動機７の停止を検出した時に、通常の直流電圧指令設定器（直流電圧指令）１ａから回転停止時直流電圧指令設定器（回転停止時直流電圧指令）３０へ変更する切替スイッチ３１を追加した点と、回転停止時励磁電流指令設定器（回転停止時励磁電流指令）３３、励磁電流指令切替スイッチ３４を追加した点である。
なお、回転停止時直流電圧指令設定器３０と、回転停止時励磁電流指令設定器３３については図１では、それぞれ、回転停止時直流電圧指令３０、回転停止時励磁電流指令３３と表記している。
＜回転停止検出器＞
回転停止検出器３２（図１）は、速度指令Ａ条件生成手段（図１では「Ａ」と表記）３５と停止判定Ｂ条件生成手段（図１では「Ｂ」と表記）３６と、によって制御される。
速度指令Ａ条件生成手段３６と停止判定Ｂ条件生成手段３５の具体的な論理条件（ロジック）は図２に示している。図２において、図２（ａ）は回転停止検出器３２の回路構成を示し、図２（ｂ）は速度指令Ａ条件生成手段３６の具体的な論理条件（ロジック）を示し、図２（ｃ）は停止判定Ｂ条件生成手段３５の具体的な論理条件（ロジック）を示している。
回転停止検出器３２（図１）は、速度指令Ａ条件生成手段（図１では「Ａ」と表記）３５と停止判定Ｂ条件生成手段（図１では「Ｂ」と表記）３６と、によって制御される。
速度指令Ａ条件生成手段３６と停止判定Ｂ条件生成手段３５の具体的な論理条件（ロジック）は図２に示している。図２において、図２（ａ）は回転停止検出器３２の回路構成を示し、図２（ｂ）は速度指令Ａ条件生成手段３６の具体的な論理条件（ロジック）を示し、図２（ｃ）は停止判定Ｂ条件生成手段３５の具体的な論理条件（ロジック）を示している。
図２（ｂ）において速度指令Ａ条件３６では速度指令値１ｂが「０」の時、「１」を出力し、「０」ではない場合には「０」を出力することを示している。（基準の０と速度指令値１ｂとを比較し、一致したとき「１」、不一致のとき「０」を出力する。）
また、図２（ｃ）において停止判定Ｂ条件３５では速度ＦＢ８の絶対値が停止判定速度「ＳＰ＿０」未満だった時「１」を出力する。
また、図２（ｃ）において停止判定Ｂ条件３５では速度ＦＢ８の絶対値が停止判定速度「ＳＰ＿０」未満だった時「１」を出力する。
図２（ａ）の回転停止検出器３２はＡＮＤ回路３７で構成されているので、２つの入力が共に「１」だったとき、「１」を出力する。つまり、速度指令Ａ条件３６では速度指令値１ｂが「０」の時、かつ速度ＦＢ８の絶対値が停止判定速度「ＳＰ＿０」未満だった時に「１」を出力する。そしてＡＮＤ回路３７の出力がある時間以上「１」だった時、遅延手段（ＴＤ）３８から励磁電流指令切替スイッチ３４に信号を出力し、励磁電流指令値を、励磁電流指令設定器２０からの励磁電流指令から、回転停止時励磁電流指令設定器３３からの回転停止時励磁電流指令に切り替える。
回転停止検出器３２において、電動機の停止検出に速度ＦＢ８と速度指令１ｂの両方を用いた理由、および速度ＦＢ８の停止検出速度を「ＳＰ＿０」にした理由などを、本発明適用後の速度指令１ｂ、速度ＦＢ８、直流電圧指令、励磁電流指令のタイムチャートを示した図３から図５を用いて各使用例を挙げながら説明する。
＜停止と再加速の場合の停止検出、速度指令＞
図３は電動機７（図１）を減速停止後に再加速した場合のタイムチャートである。速度指令１ｂが０になった後も、実際の電動機７の回転速度は即座に０にすることはできない。そのため、停止検出には速度ＦＢ８を見る必要がある。また停止中の速度ＦＢ８は、外乱等の影響により振動し、０を示さない可能性があるため、停止中の速度と判定するための閾値ＳＰ＿０を用いる。停止検出は、速度指令１ｂが「０」、速度ＦＢ８がＳＰ＿０以下になるのを検出し一定時間ＴＤ経った後としている。
図３は電動機７（図１）を減速停止後に再加速した場合のタイムチャートである。速度指令１ｂが０になった後も、実際の電動機７の回転速度は即座に０にすることはできない。そのため、停止検出には速度ＦＢ８を見る必要がある。また停止中の速度ＦＢ８は、外乱等の影響により振動し、０を示さない可能性があるため、停止中の速度と判定するための閾値ＳＰ＿０を用いる。停止検出は、速度指令１ｂが「０」、速度ＦＢ８がＳＰ＿０以下になるのを検出し一定時間ＴＤ経った後としている。
また運転再開時には、即座に直流電圧と励磁電流を上昇させ運転を開始させる必要があるため、速度指令１ｂの変更と共に停止検出を解除し、回転停止時直流電圧指令３０と回転停止時励磁電流指令３３を、通常時の直流電圧指令１ａと励磁電流指令２０に値を切り替える。
＜低速運転の場合の停止検出、速度指令＞
図４は電動機７が低速運転している時のタイムチャートである。電動機を低速で運転したい時も、速度指令が０ではないため、速度ＦＢ８がＳＰ＿０以下の範囲内であっても停止検出せずに運転を継続することができる。
図４は電動機７が低速運転している時のタイムチャートである。電動機を低速で運転したい時も、速度指令が０ではないため、速度ＦＢ８がＳＰ＿０以下の範囲内であっても停止検出せずに運転を継続することができる。
＜逆転の場合の停止検出、速度指令＞
図５は電動機７の回転を正転から逆転させた時のタイムチャートである。速度ＦＢ８が図のようにＳＰ＿０の区間をまたいでいるが、速度指令１ｂが「０」ではないため、停止検出はされない。
図５は電動機７の回転を正転から逆転させた時のタイムチャートである。速度ＦＢ８が図のようにＳＰ＿０の区間をまたいでいるが、速度指令１ｂが「０」ではないため、停止検出はされない。
＜電力変換制御回路、直流電圧指令回路、励磁電流指令回路＞
なお、以上の第１の実施形態において、３相／２相変換器２５によって、交流電動機７に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交するベクトル成分を変換し、この情報を活用しながら、回転停止検出器３２、回転停止時直流電圧指令設定器３０、電圧制御演算器３ａ、電流制御演算器５ａ、パルス幅変調回路６ａを用いて、交流電動機７の回転停止時におけるコンバータ５の出力する直流電圧を低下する制御をする。また、前記した３相／２相変換器２５と回転停止検出器３２を用い、さらに回転停止時励磁電流指令設定器３３、速度制御演算器３ｂ、電流制御演算器５ｂ、パルス幅変調回路６ｂを用いて、交流電動機７の回転停止時におけるインバータ６の出力する励磁電流を低下する制御をする。
なお、以上の第１の実施形態において、３相／２相変換器２５によって、交流電動機７に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交するベクトル成分を変換し、この情報を活用しながら、回転停止検出器３２、回転停止時直流電圧指令設定器３０、電圧制御演算器３ａ、電流制御演算器５ａ、パルス幅変調回路６ａを用いて、交流電動機７の回転停止時におけるコンバータ５の出力する直流電圧を低下する制御をする。また、前記した３相／２相変換器２５と回転停止検出器３２を用い、さらに回転停止時励磁電流指令設定器３３、速度制御演算器３ｂ、電流制御演算器５ｂ、パルス幅変調回路６ｂを用いて、交流電動機７の回転停止時におけるインバータ６の出力する励磁電流を低下する制御をする。
したがって、前記した、回転停止検出器３２、回転停止時直流電圧指令設定器３０、電圧制御演算器３ａ、電流制御演算器５ａ、パルス幅変調回路６ａ、回転停止時励磁電流指令設定器３３、速度制御演算器３ｂ、電流制御演算器５ｂ、パルス幅変調回路６ｂを備えた回路構成をひとつの電力変換制御回路とすれば、該電力変換制御回路は３相／２相変換器２５のベクトル成分を参照しながら、交流電動機７の回転が停止していた場合には、コンバータ５の出力する直流電圧と、インバータ６の出力する励磁電流を低下させて、低消費電力とする機能を有する。
また、前記電力変換制御回路は様々な回路から構成されている。したがって、個々の回路の具体的な構成の方法は各種ある。また、構成する各回路の機能の組み合わせ方も様々にある。
また、前記電力変換制御回路は様々な回路から構成されている。したがって、個々の回路の具体的な構成の方法は各種ある。また、構成する各回路の機能の組み合わせ方も様々にある。
また、前記した回転停止時直流電圧指令設定器３０と直流電圧指令設定器１ａとを併せて直流電圧指令を出力する直流電圧指令回路とみなすことができる。さらには前記した回転停止時直流電圧指令設定器３０と直流電圧指令設定器１ａと電圧制御演算器３ａと電流制御演算器５ａと、を併せてパルス幅変調回路６ａに直流電圧指令を出力する直流電圧指令回路とみなすこともできる。
なお、直流電圧指令回路は直流電圧指令を出力するが、パルス幅変調回路６ａに入力する信号波形は図７の交流電圧指令Ｖｕ＊に示すように交流波形である。
なお、直流電圧指令回路は直流電圧指令を出力するが、パルス幅変調回路６ａに入力する信号波形は図７の交流電圧指令Ｖｕ＊に示すように交流波形である。
また、前記した回転停止時励磁電流指令設定器３３と励磁電流指令設定器２０とを併せて励磁電流指令を出力する励磁電流指令回路とみなすことができる。さらには前記した回転停止時励磁電流指令設定器３３と励磁電流指令設定器２０と電流制御演算器５ｂと、を併せてパルス幅変調回路６ｂに励磁電流指令を出力する励磁電流指令回路とみなすこともできる。
＜比較回路例と比較特性例＞
図１１と図１２は従来の電力変換器制御装置の構成を示す回路図である。図１１は２レベル方式のインバータを用いた回路構成であり、図１２は後記する本発明の第２の実施形態で用いる３レベル方式のインバータを用いた回路構成である。図１１の回路構成と回路要素の各機能は本発明の第１の実施形態の回路構成の＜共通する回路構成＞で既に述べた通りである。また、図１２は図１１の回路を３レベル方式のインバータを用いた回路構成に転換したものである。
図１１と図１２は従来の電力変換器制御装置の構成を示す回路図である。図１１は２レベル方式のインバータを用いた回路構成であり、図１２は後記する本発明の第２の実施形態で用いる３レベル方式のインバータを用いた回路構成である。図１１の回路構成と回路要素の各機能は本発明の第１の実施形態の回路構成の＜共通する回路構成＞で既に述べた通りである。また、図１２は図１１の回路を３レベル方式のインバータを用いた回路構成に転換したものである。
従来の電力変換器制御装置である図１１や図１２の回路図では電動機が停止中であっても、直流電圧指令１ａ（図１１、図１２）は同一値の直流電圧の指令を出力しており、コンバータ（５（図１１、１３（図１２）））は高圧の直流電圧をインバータ（６（図１１）、１４（図１２））に加え続け、インバータは電動機に運転中と同じ電流値の励磁電流を流し続ける手法をとっている。
図１１、図１２に示した回路の制御方法における電動機の運転状況と、インバータ６に加える直流電圧と、電動機７に流す励磁電流とを図１３に示している。
図１３において、速度ＦＢ８に示したように、電動機回転速度は減速後に０になる。しかし、その間も直流電圧指令１ａと励磁電流指令２０は、電動機回転時と同様の値のままである。
図１１、図１２に示した回路の制御方法における電動機の運転状況と、インバータ６に加える直流電圧と、電動機７に流す励磁電流とを図１３に示している。
図１３において、速度ＦＢ８に示したように、電動機回転速度は減速後に０になる。しかし、その間も直流電圧指令１ａと励磁電流指令２０は、電動機回転時と同様の値のままである。
したがって、電動機の停止区間においてもコンバータ５、１３で直流電力を生成し、インバータ６の電源となる直流電圧は電動機の回転時と同じ直流電圧であることを示している。また、電動機の停止区間においても、電動機の回転時と同じ電流値の励磁電流を電動機７に流していることを示している。
なお、これらの従来の方法において、電動機の回転時と同じ電流値の励磁電流を流すのは電動機の停止時には回転動作の原動力であるトルク電流は不要となるので０とすることができるが、回転磁界を生成する励磁電流は電動機の停止時においても必要であることに起因する。
なお、これらの従来の方法において、電動機の回転時と同じ電流値の励磁電流を流すのは電動機の停止時には回転動作の原動力であるトルク電流は不要となるので０とすることができるが、回転磁界を生成する励磁電流は電動機の停止時においても必要であることに起因する。
以上から、電動機の停止時においてもインバータ６、１４は動作するとともに、電動機に電流を供給する。
図１１、図１２に示した回路におけるインバータ６、１４における電力スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に加わるエミッタ−コレクタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣの関係を図１４に示す。
一般的にインバータ６、１４の直流電源の直流電圧が大きいほどＶＣＥは大きく、交流電動機への印加電流（トルク電流、励磁電流）が大きいほどＩＣは大きくなる。図１４のＶＣＥとＩＣが共に０でない区間では、ＶＣＥとＩＣの積がスイッチング損失として、また電力スイッチング素子がＯＮでコレクタ電流ＩＣが流れる区間では、導通時の素子抵抗とＩＣの積が導通損失として電力が消費される。この時の素子損失とは、次の式（式１）で表される。
素子損失＝導通損失＋スイッチング損失 ・・・ （式１）
図１１、図１２に示した回路におけるインバータ６、１４における電力スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に加わるエミッタ−コレクタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣの関係を図１４に示す。
一般的にインバータ６、１４の直流電源の直流電圧が大きいほどＶＣＥは大きく、交流電動機への印加電流（トルク電流、励磁電流）が大きいほどＩＣは大きくなる。図１４のＶＣＥとＩＣが共に０でない区間では、ＶＣＥとＩＣの積がスイッチング損失として、また電力スイッチング素子がＯＮでコレクタ電流ＩＣが流れる区間では、導通時の素子抵抗とＩＣの積が導通損失として電力が消費される。この時の素子損失とは、次の式（式１）で表される。
素子損失＝導通損失＋スイッチング損失 ・・・ （式１）
（第２の実施形態）
図８は、本発明の電力変換器制御装置の第２の実施形態の構成を示す回路図である。なお、直流電力の母線がＰ、Ｎ、Ｃの３線からなる３レベル方式のインバータを用いた構成の回路となっている。
また、図１との相違点は、前記した直流母線が正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線（中性点）Ｃとなった点と３レベル方式のインバータ１４となった点以外に、３レベル方式のコンバータ１３である点、平滑コンデンサがＰ−Ｃ間に接続される平滑コンデンサ１０ａ、１１ａ、Ｃ−Ｎ間に接続される平滑コンデンサ１０ｂ、１１ｂである点、パルス幅変調回路が３レベル方式パルス幅変調回路６ｃ、６ｄである点である。このとき、平滑コンデンサ１１ａは正側直流母線Ｐと中性線（中性点）Ｃの間に接続され、電圧値Ｅｐに充電されており、平滑コンデンサ１１ｂは負側直流母線Ｎと中性線（中性点）Ｃの間に接続され、電圧値Ｅｎに充電されている。
図８は、本発明の電力変換器制御装置の第２の実施形態の構成を示す回路図である。なお、直流電力の母線がＰ、Ｎ、Ｃの３線からなる３レベル方式のインバータを用いた構成の回路となっている。
また、図１との相違点は、前記した直流母線が正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線（中性点）Ｃとなった点と３レベル方式のインバータ１４となった点以外に、３レベル方式のコンバータ１３である点、平滑コンデンサがＰ−Ｃ間に接続される平滑コンデンサ１０ａ、１１ａ、Ｃ−Ｎ間に接続される平滑コンデンサ１０ｂ、１１ｂである点、パルス幅変調回路が３レベル方式パルス幅変調回路６ｃ、６ｄである点である。このとき、平滑コンデンサ１１ａは正側直流母線Ｐと中性線（中性点）Ｃの間に接続され、電圧値Ｅｐに充電されており、平滑コンデンサ１１ｂは負側直流母線Ｎと中性線（中性点）Ｃの間に接続され、電圧値Ｅｎに充電されている。
それ以外については、図８は図１と回路構成、動作、制御関係は図１の説明と同様であり、適宜、説明を省略する。以下では、図８と図１で異なる、３レベルのインバータの構成と、それによるパルス幅変調回路について説明する。
＜３レベルのインバータの回路構成＞
３レベルのインバータ１４の回路構成を、図９を参照して説明する。３レベルのインバータ１４の回路を構成する際には、前記したように正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎの他に中性線Ｃが用いられる。この中性線Ｃは電位的には正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎのそれぞれのほぼ中間にあたる電位であって中性点の役割を果たす。そして平滑コンデンサ１１ａが正側直流母線Ｐと中性線Ｃとの間に備えられる。また、平滑コンデンサ１１ｂが中性線Ｃと負側直流母線Ｎとの間に備えられる。なお、正側直流母線Ｐと中性線Ｃとの間の平滑コンデンサ１１ａの両端の直流電圧をＥｐと表記する。中性線Ｃと負側直流母線Ｎとの間の平滑コンデンサ１１ｂの両端の直流電圧をＥｎと表記する。
３レベルのインバータ１４の回路構成を、図９を参照して説明する。３レベルのインバータ１４の回路を構成する際には、前記したように正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎの他に中性線Ｃが用いられる。この中性線Ｃは電位的には正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎのそれぞれのほぼ中間にあたる電位であって中性点の役割を果たす。そして平滑コンデンサ１１ａが正側直流母線Ｐと中性線Ｃとの間に備えられる。また、平滑コンデンサ１１ｂが中性線Ｃと負側直流母線Ｎとの間に備えられる。なお、正側直流母線Ｐと中性線Ｃとの間の平滑コンデンサ１１ａの両端の直流電圧をＥｐと表記する。中性線Ｃと負側直流母線Ｎとの間の平滑コンデンサ１１ｂの両端の直流電圧をＥｎと表記する。
図９において、破線１４に囲まれた内部に示した構成がインバータ１４の回路構成である。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗはＩＧＢＴで構成されている。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのコレクタは、正側直流母線Ｐに接続されている。電力スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＰＣｖ、ＱＰＣｗのコレクタは、それぞれ電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのエミッタに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのエミッタは、負側直流母線Ｎに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮＣｕ、ＱＮＣｖ、ＱＮＣｗのエミッタは、それぞれ電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのコレクタに接続されている。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗはＩＧＢＴで構成されている。
電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのコレクタは、正側直流母線Ｐに接続されている。電力スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＰＣｖ、ＱＰＣｗのコレクタは、それぞれ電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰｖ、ＱＰｗのエミッタに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのエミッタは、負側直流母線Ｎに接続されている。電力スイッチング素子ＱＮＣｕ、ＱＮＣｖ、ＱＮＣｗのエミッタは、それぞれ電力スイッチング素子ＱＮｕ、ＱＮｖ、ＱＮｗのコレクタに接続されている。
電力スイッチング素子ＱＰＣｕのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮＣｕのコレクタは、互いに接続されてインバータ出力（Ｕ相）１４１となり、電力スイッチング素子ＱＰＣｖのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮＣｖのコレクタは互いに接続されてインバータ出力（Ｖ相）１４２となり、電力スイッチング素子ＱＰＣｗのエミッタと電力スイッチング素子ＱＮＣｗのコレクタは互いに接続されてインバータ出力（Ｗ相）１４３となり、３相の交流電力出力となっている。
ダイオードＤＣＰｕのアノードは中性線Ｃに接続され、カソードは電力スイッチング素子ＱＰｕと電力スイッチング素子ＱＰＣｕの接続点１４４に接続されている。
ダイオードＤＣＰｖのアノードは中性線Ｃに接続され、カソードは電力スイッチング素子ＱＰｖと電力スイッチング素子ＱＰＣｖの接続点１４５に接続されている。
ダイオードＤＣＰｗのアノードは中性線Ｃに接続され、カソードは電力スイッチング素子ＱＰｗと電力スイッチング素子ＱＰＣｗの接続点１４６に接続されている。
ダイオードＤＣＮｕのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｕと電力スイッチング素子ＱＮＣｕの接続点１４７に接続されている。
ダイオードＤＣＮｖのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｖと電力スイッチング素子ＱＮＣｖの接続点１４８に接続されている。
ダイオードＤＣＮｗのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｗと電力スイッチング素子ＱＮＣｗの接続点１４９に接続されている。
なお、ダイオードＤＣＰｕ、ＤＣＮｕ、ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖ、ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗはインバータ出力電圧が０のときの電流経路を確保するためのクランプダイオードである。
ダイオードＤＣＰｖのアノードは中性線Ｃに接続され、カソードは電力スイッチング素子ＱＰｖと電力スイッチング素子ＱＰＣｖの接続点１４５に接続されている。
ダイオードＤＣＰｗのアノードは中性線Ｃに接続され、カソードは電力スイッチング素子ＱＰｗと電力スイッチング素子ＱＰＣｗの接続点１４６に接続されている。
ダイオードＤＣＮｕのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｕと電力スイッチング素子ＱＮＣｕの接続点１４７に接続されている。
ダイオードＤＣＮｖのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｖと電力スイッチング素子ＱＮＣｖの接続点１４８に接続されている。
ダイオードＤＣＮｗのカソードは中性線Ｃに接続され、アノードは電力スイッチング素子ＱＮｗと電力スイッチング素子ＱＮＣｗの接続点１４９に接続されている。
なお、ダイオードＤＣＰｕ、ＤＣＮｕ、ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖ、ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗはインバータ出力電圧が０のときの電流経路を確保するためのクランプダイオードである。
また、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗのそれぞれのエミッタ−コレクタ間にはそれぞれＤＦＰｕ、ＤＦＰＣｕ、ＤＦＮｕ、ＤＦＮＣｕ、ＤＦＰｖ、ＤＦＰＣｖ、ＤＦＮｖ、ＤＦＮＣｖ、ＤＦＰｗ、ＤＦＰＣｗ、ＤＦＮｗ、ＤＦＮＣｗのダイオードが接続されている。これらのダイオードは回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである。
これらの電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗのそれぞれのゲートにはパルス幅変調回路６ｄの制御信号が入力してインバータ１４としての動作が行われる。
次に、これらの制御を行うパルス幅変調回路６ｄについて説明する。
次に、これらの制御を行うパルス幅変調回路６ｄについて説明する。
＜３レベルのインバータのパルス幅変調回路＞
図９は、図８のインバータ１４のパルス幅変調回路６ｄとその周辺回路を抜き出して示したものである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下、Ｕ相についてのみ説明する。
図９は、図８のインバータ１４のパルス幅変調回路６ｄとその周辺回路を抜き出して示したものである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下、Ｕ相についてのみ説明する。
図９において、バイアス回路Ｂ１は、入力に直流バイアスＥｒ／２を加算する加算器２ｆより構成される。
交流電圧指令Ｖｕ＊は交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐと交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎに分岐される。分岐された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐは比較器Ｃｍｐ１に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。このとき、搬送波Ｃｒ３１は、上ピーク＋Ｅｒ／２、下ピーク０のため、比較器Ｃｍｐ１が「１」、「０」の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐが正値をとる区間のみとなる。
比較器Ｃｍｐ１の出力は、ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
交流電圧指令Ｖｕ＊は交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐと交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎに分岐される。分岐された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐは比較器Ｃｍｐ１に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。このとき、搬送波Ｃｒ３１は、上ピーク＋Ｅｒ／２、下ピーク０のため、比較器Ｃｍｐ１が「１」、「０」の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐが正値をとる区間のみとなる。
比較器Ｃｍｐ１の出力は、ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
次に、バイアス回路Ｂ１と比較器Ｃｍｐ２の動作について説明する。
分岐された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎは、加算器２ｆにより、Ｅｒ／２の直流バイアスが加算され、交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢとなる。交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢは、比較器Ｃｍｐ２に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
このとき、交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが＋Ｅｒ／２直流バイアスされた信号なので、比較器Ｃｍｐ２が「１」、「０」の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎ（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が負値をとる区間のみとなる。
比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕは、電力スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。この構成をとる理由は次の図１０の波形の説明とともに述べる。
分岐された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎは、加算器２ｆにより、Ｅｒ／２の直流バイアスが加算され、交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢとなる。交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢは、比較器Ｃｍｐ２に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
このとき、交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが＋Ｅｒ／２直流バイアスされた信号なので、比較器Ｃｍｐ２が「１」、「０」の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎ（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が負値をとる区間のみとなる。
比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕは、電力スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。この構成をとる理由は次の図１０の波形の説明とともに述べる。
＜３レベルのインバータの出力波形＞
図９に示したインバータ１４と、パルス幅変調回路６ｄとによって、インバータの出力波形を図１０に示す。また、搬送波Ｃｒ３１、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ、＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢ（＝加算器２ｆ出力）、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧（Ｕ相）との関係を図１０に示す。
図９に示したインバータ１４と、パルス幅変調回路６ｄとによって、インバータの出力波形を図１０に示す。また、搬送波Ｃｒ３１、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ、＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢ（＝加算器２ｆ出力）、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧（Ｕ相）との関係を図１０に示す。
図１０において、交流電圧指令Ｖｕ＊の交流振幅を三角波の搬送波Ｃｒ３１を用いて、デジタル信号のパルス幅変調をすることは図７と同じである。ただし、インバータ出力において、電力スイッチング素子を正電位側（正側直流母線Ｐ側）はＱＰｕとＱＰＣｕ、負電位側（負側直流母線Ｎ側）はＱＮｕとＱＮＣｕというようにそれぞれ直接の２段の構成としている。したがって、ＱＰｕとＱＮｕの１段ずつの構成の図７とは異なる制御をする必要がある。
また、図１０、図９における三角波の搬送波Ｃｒ３１は０と＋Ｅｒ／２間での波形に対して、図７、図６における三角波の搬送波Ｃｒ１は−Ｅｒ／２と＋Ｅｒ／２間での波形であることが異なる。
また、図１０、図９における三角波の搬送波Ｃｒ３１は０と＋Ｅｒ／２間での波形に対して、図７、図６における三角波の搬送波Ｃｒ１は−Ｅｒ／２と＋Ｅｒ／２間での波形であることが異なる。
図９、図１０において、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が正の電圧のとき、電力スイッチング素子ＱＰｕは正の電位（＋Ｅｐ）を供給してパルス幅変調を行うように、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）と三角波の搬送波Ｃｒ３１を比較した比較器Ｃｍｐ１の出力を増幅したゲートアンプＧＡ１ｕの出力をゲートに入力している。
また、比較器Ｃｍｐ２には交流電圧指令Ｖｕ＊を分岐したＶｕ＊Ｎに加算器２ｆで＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢを入力しているので、三角波の搬送波Ｃｒ３１と比較しても常に「１」が出力され、ゲートアンプＧＡ３ｕの出力波形Ｇ３ｕは常にＯＮ（オン）信号であり、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を通り、その反転信号となったゲートアンプＧＡ４ｕの出力波形Ｇ４ｕは常にＯＦＦ（オフ）信号が出力されている。
また、比較器Ｃｍｐ２には交流電圧指令Ｖｕ＊を分岐したＶｕ＊Ｎに加算器２ｆで＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢを入力しているので、三角波の搬送波Ｃｒ３１と比較しても常に「１」が出力され、ゲートアンプＧＡ３ｕの出力波形Ｇ３ｕは常にＯＮ（オン）信号であり、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を通り、その反転信号となったゲートアンプＧＡ４ｕの出力波形Ｇ４ｕは常にＯＦＦ（オフ）信号が出力されている。
したがって、電力スイッチング素子ＱＰＣｕは常にＯＮであり、電力スイッチング素子ＱＮｕは常にＯＦＦである。また、電力スイッチング素子ＱＮＣｕは比較器Ｃｍｐ１の反転出力を増幅したゲートアンプＧＡ２ｕの出力で制御されている（図１０）。
このとき、前記したように電力スイッチング素子ＱＮｕは常にＯＦＦであるので、電力スイッチング素子ＱＮＣｕがＯＮしても負側直流母線Ｎの電位（−Ｅｎ）が直接インバータ出力（Ｕ相）１４１に伝わることはないが、電力スイッチング素子ＱＮＣｕがＯＮすることによってクランプダイオードであるダイオードＤＣＮｕを経由してインバータ出力電圧を０（中性線Ｃの電位）とする役目をする。
以上から、交流電圧指令Ｖｕ＊が正の区間におけるインバータ出力電圧（Ｕ相）１４１のパルス幅変調の信号が図１０のように得られる。
このとき、前記したように電力スイッチング素子ＱＮｕは常にＯＦＦであるので、電力スイッチング素子ＱＮＣｕがＯＮしても負側直流母線Ｎの電位（−Ｅｎ）が直接インバータ出力（Ｕ相）１４１に伝わることはないが、電力スイッチング素子ＱＮＣｕがＯＮすることによってクランプダイオードであるダイオードＤＣＮｕを経由してインバータ出力電圧を０（中性線Ｃの電位）とする役目をする。
以上から、交流電圧指令Ｖｕ＊が正の区間におけるインバータ出力電圧（Ｕ相）１４１のパルス幅変調の信号が図１０のように得られる。
また、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が負の区間では、電力スイッチング素子ＱＮｕは負の電位（−Ｅｎ）を供給してパルス幅変調を行うように、交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢと三角波の搬送波Ｃｒ３１を比較した比較器Ｃｍｐ２の出力を増幅したゲートアンプＧＡ４ｕの出力をゲートに入力している。なお、このとき負の区間の波形が反映されるように交流電圧指令Ｖｕ＊を分岐した交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎに加算器２ｆで＋Ｅｒ／２だけバイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊ＮＢを比較器Ｃｍｐ２に入力し、それをＮｏｔ２で反転したゲートアンプＧＡ４ｕの出力波形Ｇ４ｕを電力スイッチング素子ＱＮｕのゲート入力に用いている。
また、比較器Ｃｍｐ１においては交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が負の区間では、三角波の搬送波Ｃｒ３１との比較においては常に「０」が出力され、ゲートアンプＧＡ１ｕの出力波形Ｇ１ｕは常にＯＦＦ信号であり、その反転信号であるゲートアンプＧＡ２ｕの出力波形Ｇ２ｕは常にＯＮ信号が出力されている。
したがって、電力スイッチング素子ＱＰｕは常にＯＦＦであり、電力スイッチング素子ＱＮＣｕは常にＯＮである。電力スイッチング素子ＱＮＣｕはこの区間では常にＯＮであるので、前記した電力スイッチング素子ＱＮｕのパルス幅変調の波形がインバータ出力（Ｕ相）１４１に伝わる。
したがって、電力スイッチング素子ＱＰｕは常にＯＦＦであり、電力スイッチング素子ＱＮＣｕは常にＯＮである。電力スイッチング素子ＱＮＣｕはこの区間では常にＯＮであるので、前記した電力スイッチング素子ＱＮｕのパルス幅変調の波形がインバータ出力（Ｕ相）１４１に伝わる。
また、電力スイッチング素子ＱＮｕのゲート入力のＧ４ｕとは反転した信号のＧ３ｕをゲート入力とする電力スイッチング素子ＱＰＣｕはパルス幅変調の波形で制御されているが、前記したように、電力スイッチング素子ＱＰｕはこの区間では常にＯＦＦであるので、電力スイッチング素子ＱＰＣｕがＯＮしても正側直流母線Ｐの電位（＋Ｅｐ）が直接インバータ出力（Ｕ相）１４１に伝わることはない。ただし、電力スイッチング素子ＱＰＣｕがＯＮすることによってクランプダイオードであるダイオードＤＣＰｕを経由してインバータ出力電圧を０（中性線Ｃの電位）とする役目をする。
以上から、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）が負の区間のパルス幅変調の信号が図１０のように得られる。
したがって、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）の全区間のパルス幅変調の信号が図１０のように得られる。
以上、この３レベル（＋Ｅｐ、０、−Ｅｎ）のインバータ方式は２レベル（＋Ｅ／２、−Ｅ／２）の方式に比較するとより３電位による細密な制御ができるので、交流電動機に与える衝撃が少なく、交流電動機の耐久性と信頼性を高める効果がある。
したがって、交流電圧指令Ｖｕ＊（交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ）の全区間のパルス幅変調の信号が図１０のように得られる。
以上、この３レベル（＋Ｅｐ、０、−Ｅｎ）のインバータ方式は２レベル（＋Ｅ／２、−Ｅ／２）の方式に比較するとより３電位による細密な制御ができるので、交流電動機に与える衝撃が少なく、交流電動機の耐久性と信頼性を高める効果がある。
＜３レベルのコンバータの構成＞
３レベルのコンバータ１３の回路構成は図１０で示した３レベルのインバータ１４と同じ構成である。異なるのは入力と出力の関係であって、交流電源１（図８）からの３相交流が、図９のインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に入力し、出力として正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線Ｃから直流電力が出力することである。
この構成によって、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗをパルス幅変調回路（ＰＷＭ−Ｃ）６ｄで制御することにより、交流電源１（図８）からの３相交流電力を平滑コンデンサ１０ａ、１０ｂの端子である正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線Ｃに直流電力を供給する整流動作をする。
３レベルのコンバータ１３の回路構成は図１０で示した３レベルのインバータ１４と同じ構成である。異なるのは入力と出力の関係であって、交流電源１（図８）からの３相交流が、図９のインバータ出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に入力し、出力として正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線Ｃから直流電力が出力することである。
この構成によって、電力スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮｖ、ＱＮＣｖ、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮｗ、ＱＮＣｗをパルス幅変調回路（ＰＷＭ−Ｃ）６ｄで制御することにより、交流電源１（図８）からの３相交流電力を平滑コンデンサ１０ａ、１０ｂの端子である正側直流母線Ｐ、負側直流母線Ｎ、中性線Ｃに直流電力を供給する整流動作をする。
＜３レベルのコンバータのパルス幅変調回路の構成＞
３レベルのコンバータ１３（図８）のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ｃはインバータ１４のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｄと内部の構成は同一であり、図９の破線６ｄの内部に示した回路構成である。ただし、図９における交流電圧指令Ｖｕ＊が電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂから電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに変わる。インバータ１４とコンバータ１３（図８）とにおいて、それぞれの電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂと電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａとの信号において正負の差はあって、それが機能、動作の相違となって現れる。それ以外は同一であるので説明は省略する。
３レベルのコンバータ１３（図８）のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ｃはインバータ１４のパルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｄと内部の構成は同一であり、図９の破線６ｄの内部に示した回路構成である。ただし、図９における交流電圧指令Ｖｕ＊が電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂから電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに変わる。インバータ１４とコンバータ１３（図８）とにおいて、それぞれの電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂと電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａとの信号において正負の差はあって、それが機能、動作の相違となって現れる。それ以外は同一であるので説明は省略する。
＜３レベルでの回生動作＞
交流電動機７が回生運転をする際の回路動作については、２レベルの場合については前記した通りである。コンバータとインバータが３レベルでも２レベルでも回生動作の基本的な原理は変わらない。ただし、３レベルと２レベルではコンバータとインバータと平滑コンデンサの構成が異なる。コンバータとインバータと平滑コンデンサの構成については前記した通りであるので、３レベルとしての回生動作の詳細な説明は省略する。
交流電動機７が回生運転をする際の回路動作については、２レベルの場合については前記した通りである。コンバータとインバータが３レベルでも２レベルでも回生動作の基本的な原理は変わらない。ただし、３レベルと２レベルではコンバータとインバータと平滑コンデンサの構成が異なる。コンバータとインバータと平滑コンデンサの構成については前記した通りであるので、３レベルとしての回生動作の詳細な説明は省略する。
以上、図８に示した第２の実施形態は図１に示した第１の実施形態のコンバータとインバータと平滑コンデンサの構成が異なるのみであり、２レベルから３レベルに拡張したものである。
以上、本実施形態は、交流電源の交流電圧を直流電圧（直流電源）に変換するパルス幅変調方式のコンバータと、この直流電圧を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換するパルス幅変調方式のインバータと、このインバータから電動機に供給された電流を検出し、その電流をトルク電流と励磁電流という直交する２つのベクトル成分に分解し個別に制御することで、このインバータから電動機に供給する電流を制御するロジックを有する電力変換装置の制御回路において、交流電動機の回転速度を検出し、停止していた場合には自動的にこの前記制御回路が判断し、前記コンバータの直流電圧と、前記インバータの励磁電流を小さくし、インバータ、コンバータ、電動機の待機電力を抑制する機能を備えたものである。
このような構成により、従来の技術で問題となった、電動機停止中も供給され続けるコンバータの直流電圧とインバータの励磁電流により不必要な電力を消費するというインバータの問題点を、電動機の回転停止検出器と、通常運転時と回転停止時で直流電圧指令と励磁電流指令を切り替える制御を追加することで解決できる。
この結果、電動機の回転が停止している時に、コンバータから出力される直流電圧とインバータから出力される励磁電流を小さくなるように制御することで、通常運転に支障なく電動機が停止中に消費するエネルギーを減少させることができる。
この結果、電動機の回転が停止している時に、コンバータから出力される直流電圧とインバータから出力される励磁電流を小さくなるように制御することで、通常運転に支障なく電動機が停止中に消費するエネルギーを減少させることができる。
なお、このとき、素子損失は以下の式のように改善される。
素子損失＝従来時導通損失×電流低減率＋従来時スイッチング損失×電流低減率×電圧低減率 ・・・ （式２）
ここで、電流低減率は（式３）で表される。
電流低減率＝（回転停止時励磁電流指令３３／励磁電流指令２０） ・・・ （式３）
また、電圧低減率は（式４）で表される。
電圧低減率＝（回転停止時直流電圧指令３０／直流電圧指令１ａ） ・・・ （式４）
素子損失＝従来時導通損失×電流低減率＋従来時スイッチング損失×電流低減率×電圧低減率 ・・・ （式２）
ここで、電流低減率は（式３）で表される。
電流低減率＝（回転停止時励磁電流指令３３／励磁電流指令２０） ・・・ （式３）
また、電圧低減率は（式４）で表される。
電圧低減率＝（回転停止時直流電圧指令３０／直流電圧指令１ａ） ・・・ （式４）
本実施形態における素子損失を表した（式２）と従来例の素子損失を表した（式１）とを比較すると、本実施形態を用いることによって、消費するエネルギーを減少させることができることが解る。
また、実装化の際には、回転停止検出及び、直流電圧指令、励磁電流指令やその切り替えは制御装置のソフトウエア上のみの変更で構築することも可能であるため、実質的には、部品追加によるコストアップなしで問題点の解決が可能である。
また、実施形態では、搬送波発生器が１個しか必要とならないため、駆動する素子数に合わせて比較器を増設することで、２レベル、３レベル方式のインバータに適用することが可能である。
また、実施形態では、搬送波発生器が１個しか必要とならないため、駆動する素子数に合わせて比較器を増設することで、２レベル、３レベル方式のインバータに適用することが可能である。
また、以上においては、電力変換器制御装置の構成のみではなく、電力変換器の制御方法についても示している。
１ 交流電源
１ａ 直流電圧指令設定器、直流電圧指令
１ｂ 速度指令設定器、速度指令、速度指令値
２ａ、２ｂ、４ａ、４ｂ、２ｆ 加算器
３ａ 電圧制御演算器、ＡＶＲ＿Ｃ
３ｂ 速度制御演算器、ＡＳＲ＿Ｉ
５ａ、５ｂ 電流制御演算器、ＡＣＲ＿Ｃ、ＡＣＲ＿Ｉ
５、１３ コンバータ
６、１４ インバータ
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ パルス幅変調回路
７ 電動機、交流電動機、ＡＣＭ
７ａ、７ｂ 電流検出器
８ 速度検出器、速度ＦＢ
８ａ 電圧検出器
１０、１０ａ、１０ｂ、１１、１１ａ、１１ｂ 平滑コンデンサ
２０ 励磁電流指令設定値、励磁電流指令
２５ ３相／２相変換器
３０ 回転停止時直流電圧指令設定器、回転停止時直流電圧指令
３１、３４ 切替スイッチ
３２ 回転停止検出器
３３ 回転停止時励磁電流指令設定値、回転停止時励磁電流指令
３５ 速度指令Ａ条件生成手段
３６ 停止判定Ｂ条件生成手段
３７ ＡＮＤ回路
３８ 遅延手段、ＴＤ
６１、６２、６３、６４ インバータ出力
１４１、１４２、１４３ インバータ出力
１４４、１４５、１４６ 電力スイッチング素子の接続点
Ｂ１ バイアス回路
Ｃ 中性線、中性点
Ｃｒ１、Ｃｒ３１ 搬送波
Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２ 比較器
ＤＦＰｕ、ＤＦＰＣｕ、ＤＦＮＣｕ、ＤＦＮｕ Ｕ相のフライホイルダイオード
ＤＦＰｖ、ＤＦＰＣｖ、ＤＦＮＣｖ、ＤＦＮｖ Ｖ相のフライホイルダイオード
ＤＦＰｗ、ＤＦＰＣｗ、ＤＦＮＣｗ、ＤＦＮｗ Ｗ相のフライホイルダイオード
ＤＣＰｕ、ＤＣＮｕはＵ相のクランプダイオード
ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖはＶ相のクランプダイオード
ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗはＷ相のクランプダイオード
Ｅ、Ｅｐ、Ｅｎ 直流電圧値
Ｅｒ 所望の直流電圧値
Ｇ１、Ｇ３１ 搬送波発生器
ＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕ Ｕ相のゲートアンプ
Ｇ１ｕ〜Ｇ４ｕ Ｕ相のスイッチングパルス
Ｇ＊＊ スイッチングパルス
ＩＣ コレクタ電流
Ｍ１、Ｍ３ 乗算回路
Ｎｏｔ１、Ｎｏｔ２ ＮＯＴ回路
Ｎ 負側直流母線
Ｐ 正側直流母線
ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮＣｕ、ＱＮｕ Ｕ相の電力スイッチング素子
ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮＣｖ、ＱＮｖ Ｖ相の電力スイッチング素子
ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮＣｗ、ＱＮｗ Ｗ相の電力スイッチング素子
Ｑ＊＊ 電力スイッチング素子
ＶＣＥ 電力スイッチング素子のエミッタ-コレクタ間電圧
Ｖｕ＊ Ｕ相交流電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相交流電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相交流電圧指令
Ｖｕ＊Ｐ、Ｖｕ＊Ｎ 分岐されたＵ相交流電圧指令
Ｖｖ＊Ｐ、Ｖｖ＊Ｎ 分岐されたＶ相交流電圧指令
Ｖｗ＊Ｐ、Ｖｗ＊Ｎ 分岐されたＷ相交流電圧指令
Ｖｕ＊ＮＢ、Ｖｖ＊ＮＢ、Ｖｗ＊ＮＢ バイアスされた交流電圧指令
１ａ 直流電圧指令設定器、直流電圧指令
１ｂ 速度指令設定器、速度指令、速度指令値
２ａ、２ｂ、４ａ、４ｂ、２ｆ 加算器
３ａ 電圧制御演算器、ＡＶＲ＿Ｃ
３ｂ 速度制御演算器、ＡＳＲ＿Ｉ
５ａ、５ｂ 電流制御演算器、ＡＣＲ＿Ｃ、ＡＣＲ＿Ｉ
５、１３ コンバータ
６、１４ インバータ
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ パルス幅変調回路
７ 電動機、交流電動機、ＡＣＭ
７ａ、７ｂ 電流検出器
８ 速度検出器、速度ＦＢ
８ａ 電圧検出器
１０、１０ａ、１０ｂ、１１、１１ａ、１１ｂ 平滑コンデンサ
２０ 励磁電流指令設定値、励磁電流指令
２５ ３相／２相変換器
３０ 回転停止時直流電圧指令設定器、回転停止時直流電圧指令
３１、３４ 切替スイッチ
３２ 回転停止検出器
３３ 回転停止時励磁電流指令設定値、回転停止時励磁電流指令
３５ 速度指令Ａ条件生成手段
３６ 停止判定Ｂ条件生成手段
３７ ＡＮＤ回路
３８ 遅延手段、ＴＤ
６１、６２、６３、６４ インバータ出力
１４１、１４２、１４３ インバータ出力
１４４、１４５、１４６ 電力スイッチング素子の接続点
Ｂ１ バイアス回路
Ｃ 中性線、中性点
Ｃｒ１、Ｃｒ３１ 搬送波
Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２ 比較器
ＤＦＰｕ、ＤＦＰＣｕ、ＤＦＮＣｕ、ＤＦＮｕ Ｕ相のフライホイルダイオード
ＤＦＰｖ、ＤＦＰＣｖ、ＤＦＮＣｖ、ＤＦＮｖ Ｖ相のフライホイルダイオード
ＤＦＰｗ、ＤＦＰＣｗ、ＤＦＮＣｗ、ＤＦＮｗ Ｗ相のフライホイルダイオード
ＤＣＰｕ、ＤＣＮｕはＵ相のクランプダイオード
ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖはＶ相のクランプダイオード
ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗはＷ相のクランプダイオード
Ｅ、Ｅｐ、Ｅｎ 直流電圧値
Ｅｒ 所望の直流電圧値
Ｇ１、Ｇ３１ 搬送波発生器
ＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕ Ｕ相のゲートアンプ
Ｇ１ｕ〜Ｇ４ｕ Ｕ相のスイッチングパルス
Ｇ＊＊ スイッチングパルス
ＩＣ コレクタ電流
Ｍ１、Ｍ３ 乗算回路
Ｎｏｔ１、Ｎｏｔ２ ＮＯＴ回路
Ｎ 負側直流母線
Ｐ 正側直流母線
ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮＣｕ、ＱＮｕ Ｕ相の電力スイッチング素子
ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮＣｖ、ＱＮｖ Ｖ相の電力スイッチング素子
ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮＣｗ、ＱＮｗ Ｗ相の電力スイッチング素子
Ｑ＊＊ 電力スイッチング素子
ＶＣＥ 電力スイッチング素子のエミッタ-コレクタ間電圧
Ｖｕ＊ Ｕ相交流電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相交流電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相交流電圧指令
Ｖｕ＊Ｐ、Ｖｕ＊Ｎ 分岐されたＵ相交流電圧指令
Ｖｖ＊Ｐ、Ｖｖ＊Ｎ 分岐されたＶ相交流電圧指令
Ｖｗ＊Ｐ、Ｖｗ＊Ｎ 分岐されたＷ相交流電圧指令
Ｖｕ＊ＮＢ、Ｖｖ＊ＮＢ、Ｖｗ＊ＮＢ バイアスされた交流電圧指令
Claims (7)
- 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、
前記直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能を有するインバータと、を備えた電力変換装置において、
さらに、
前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に前記コンバータの出力する直流電圧を指令する直流電圧指令回路と、
前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に前記インバータの出力する励磁電流を指令する励磁電流指令回路と、
前記インバータから電動機に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交する２つのベクトル成分に分解して抽出する３相／２相変換器と、
前記電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、
を備え、
前記電動機の回転が停止していた場合には前記回転停止検出器によって前記直流電圧指令回路の直流電圧指令値と前記励磁電流指令回路の励磁電流指令値とを変え、前記コンバータの出力する直流電圧と、前記インバータの出力する励磁電流と、を低下させることを特徴とする電力変換器制御装置。 - 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、
前記コンバータの出力した直流電力を任意の振幅、周波数の交流電力に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能とを有するインバータと、
前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、
を備え、交流電動機を駆動制御する電力変換装置において、
さらに、
前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記コンバータの前記交流電動機の回転時における出力電圧を決定する直流電圧指令設定器と、
前記コンバータの回転停止時における出力電圧を決定する回転停止時直流電圧指令設定器と、
前記直流電圧指令設定器または前記回転停止時直流電圧指令設定器の出力と、前記コンバータの出力電圧との偏差に基づき電流指令信号を出力する電圧制御演算器と、
前記電圧制御演算器の出力する電流指令信号と、前記交流電源の交流電力の電流の偏差に基づき交流電圧指令信号を前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に出力する電流制御演算器と、
前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記インバータの出力によって駆動される前記交流電動機の回転時における速度を指令する速度指令設定器と、
前記速度指令設定器の出力と、前記交流電動機の速度との偏差に基づきトルク電流指令信号を出力する速度制御演算器と、
前記交流電動機に流れる電流からトルク電流と励磁電流の直交する２つのベクトル成分に変換する３相／２相変換器と、
前記交流電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、
前記インバータの前記交流電動機の回転時における励磁電流を決定する励磁電流指令を出力する励磁電流指令設定器と、
前記インバータの前記交流電動機の回転停止時における励磁電流を決定する回転停止時励磁電流指令を出力する回転停止時励磁電流指令設定器と、
前記３相／２相変換器のトルク電流と前記速度制御演算器のトルク電流指令信号との偏差と、前記３相／２相変換器の励磁電流と前記励磁電流指令または前記回転停止時励磁電流指令との偏差に基づき交流電圧指令信号を前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に出力する電流制御演算器と、
を備え、
前記交流電動機の回転時には前記直流電圧指令設定器と前記コンバータの出力電圧との偏差に基づき前記電圧制御演算器は電流指令信号を出力し、該電流指令信号と前記交流電源の交流電力の電流の偏差に基づき前記電流制御演算器は交流電圧指令信号を前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に出力し、該コンバータ用のパルス幅変調制御回路は前記コンバータを整流器として動作させて前記交流電源の交流電力を前記直流電圧指令設定器で設定した直流電力に変換し、
前記インバータは前記速度指令設定器の出力に基づく速度で前記交流電動機が動作すべく、前記３相／２相変換器と前記速度制御演算器と前記励磁電流指令と前記電流制御演算器と前記インバータ用のパルス幅変調制御回路によって、前記コンバータの出力した直流電力を任意の振幅、周波数の交流電力に変換し、
前記交流電動機の回転停止時には前記回転停止検出器によって回転停止を検出し、この回転停止の信号により回転停止時直流電圧指令と回転停止時励磁電流指令が出され、前記回転停止時直流電圧指令によって、前記電圧制御演算器と前記電流制御演算器と前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路を経て、前記コンバータの出力電圧が低下するとともに、また前記回転停止時励磁電流指令によって、前記３相／２相変換器が検出した励磁電流値を参照しながら前記電流制御演算器と前記インバータ用のパルス幅変調制御回路を経て、前記インバータの励磁電流が低下し、これらによって消費電流が低下することを特徴とする電力変換器制御装置。 - 前記インバータは、２レベルのインバータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換器制御装置。
- 前記インバータは、３レベルのインバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のひとつの請求項に記載の電力変換器制御装置。
- 前記コンバータと前記インバータはともにパルス幅変調方式によって制御されることを特徴とする請求項４に記載の電力変換器制御方法。
- 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、
前記直流電力を任意の振幅、周波数の交流電圧指令と等価な電圧に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能を有するインバータと、を備えた電力変換装置において、
さらに、
前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に前記コンバータの出力する直流電圧を指令する直流電圧指令回路と、
前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に前記インバータの出力する励磁電流を指令する励磁電流指令回路と、
前記インバータから電動機に供給された電流から、トルク電流と励磁電流という直交する２つのベクトル成分に分解して抽出する３相／２相変換器と、
前記電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、
を備え、
前記電動機の回転が停止していた場合には前記回転停止検出器によって前記直流電圧指令回路の直流電圧指令値と前記励磁電流指令回路の励磁電流指令値とを変え、前記コンバータの出力する直流電圧と、前記インバータの出力する励磁電流と、を低下させることを特徴とする電力変換器制御方法。 - 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流機能と、直流電力を交流電力に変換する回生機能とを有するコンバータと、
前記コンバータの出力した直流電力を任意の振幅、周波数の交流電力に変換する交流電力生成機能と、交流電力を直流電力に変換する回生機能とを有するインバータと、
前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、
を備え、交流電動機を駆動制御する電力変換装置において、
さらに、
前記コンバータを制御するコンバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記コンバータの前記交流電動機の回転時における出力電圧を決定する直流電圧指令設定器と、
前記コンバータの回転停止時における出力電圧を決定する回転停止時直流電圧指令設定器と、
前記直流電圧指令設定器または前記回転停止時直流電圧指令設定器の出力と、前記コンバータの出力電圧との偏差に基づき電流指令信号を出力する電圧制御演算器と、
前記電圧制御演算器の出力する電流指令信号と、前記交流電源の交流電力の電流の偏差に基づき交流電圧指令信号を前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に出力する電流制御演算器と、
前記インバータを制御するインバータ用のパルス幅変調制御回路と、
前記インバータの出力によって駆動される前記交流電動機の回転時における速度を指令する速度指令設定器と、
前記速度指令設定器の出力と、前記交流電動機の速度との偏差に基づきトルク電流指令信号を出力する速度制御演算器と、
前記交流電動機に流れる電流からトルク電流と励磁電流の直交する２つのベクトル成分に変換する３相／２相変換器と、
前記交流電動機の回転停止を検出する回転停止検出器と、
前記インバータの前記交流電動機の回転時における励磁電流を決定する励磁電流指令を出力する励磁電流指令設定器と、
前記インバータの前記交流電動機の回転停止時における励磁電流を決定する回転停止時励磁電流指令を出力する回転停止時励磁電流指令設定器と、
前記３相／２相変換器のトルク電流と前記速度制御演算器のトルク電流指令信号との偏差と、前記３相／２相変換器の励磁電流と前記励磁電流指令または前記回転停止時励磁電流指令との偏差に基づき交流電圧指令信号を前記インバータ用のパルス幅変調制御回路に出力する電流制御演算器と、
を備え、
前記交流電動機の回転時には前記直流電圧指令設定器と前記コンバータの出力電圧との偏差に基づき前記電圧制御演算器は電流指令信号を出力し、該電流指令信号と前記交流電源の交流電力の電流の偏差に基づき前記電流制御演算器は交流電圧指令信号を前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路に出力し、該コンバータ用のパルス幅変調制御回路は前記コンバータを整流器として動作させて前記交流電源の交流電力を前記直流電圧指令設定器で設定した直流電力に変換し、
前記インバータは前記速度指令設定器の出力に基づく速度で前記交流電動機が動作すべく、前記３相／２相変換器と前記速度制御演算器と前記励磁電流指令と前記電流制御演算器と前記インバータ用のパルス幅変調制御回路によって、前記コンバータの出力した直流電力を任意の振幅、周波数の交流電力に変換し、
前記交流電動機の回転停止時には前記回転停止検出器によって回転停止を検出し、この回転停止の信号により回転停止時直流電圧指令と回転停止時励磁電流指令が出され、前記回転停止時直流電圧指令によって、前記電圧制御演算器と前記電流制御演算器と前記コンバータ用のパルス幅変調制御回路を経て、前記コンバータの出力電圧が低下するとともに、また前記回転停止時励磁電流指令によって、前記３相／２相変換器が検出した励磁電流値を参照しながら前記電流制御演算器と前記インバータ用のパルス幅変調制御回路を経て、前記インバータの励磁電流が低下し、これらによって消費電流が低下することを特徴とする電力変換器制御方法。
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| JP2010170357A JP5480054B2 (ja) | 2010-07-29 | 2010-07-29 | 電力変換器制御装置とその制御方法 |
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