JPH041366B2 - - Google Patents
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- JPH041366B2 JPH041366B2 JP58066991A JP6699183A JPH041366B2 JP H041366 B2 JPH041366 B2 JP H041366B2 JP 58066991 A JP58066991 A JP 58066991A JP 6699183 A JP6699183 A JP 6699183A JP H041366 B2 JPH041366 B2 JP H041366B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
- H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
- H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野の説明〕
本発明はエレベータを駆動する電動機駆動装置
に関する。
に関する。
エレベータ駆動用電動機には、用途に応じて、
誘導電動機や他励直流電動機が使用される。誘導
電動機は、一次電圧制御によるものが一般的であ
り、他励直流電動機はサイリスタレオナード方式
によるものが広く使用される。
誘導電動機や他励直流電動機が使用される。誘導
電動機は、一次電圧制御によるものが一般的であ
り、他励直流電動機はサイリスタレオナード方式
によるものが広く使用される。
第１図は一次電圧制御による交流エレベータ用
主回路の一例を示す。第１図に示すものは、各相
にそれぞれ逆並列に接続されたサイリスタの位相
制御によつて誘導電動機１１に印加される一次電
圧の大きさを制御するものであり、エレベータの
運転方向および加減モードで逆並列サイリスタ群
１２〜１６を選択して、エレベータの速度制御を
行なう。
主回路の一例を示す。第１図に示すものは、各相
にそれぞれ逆並列に接続されたサイリスタの位相
制御によつて誘導電動機１１に印加される一次電
圧の大きさを制御するものであり、エレベータの
運転方向および加減モードで逆並列サイリスタ群
１２〜１６を選択して、エレベータの速度制御を
行なう。
第２図はサイリスタレオナード方式による直流
エレベータ用主回路の一例を示す。第２図に示す
主回路は逆並列無循還電流方式と呼ばれ最も広く
使用される。他励直流電動機電機子２１の電流方
向に応じて、サイリスタ群２２，２３を選択し
て、エレベータの速度制御を行なう。２４は直流
リアクトル、２５は他励界磁巻線を示す。
エレベータ用主回路の一例を示す。第２図に示す
主回路は逆並列無循還電流方式と呼ばれ最も広く
使用される。他励直流電動機電機子２１の電流方
向に応じて、サイリスタ群２２，２３を選択し
て、エレベータの速度制御を行なう。２４は直流
リアクトル、２５は他励界磁巻線を示す。
これらの一次電圧制御、サイリスタレオナード
制御の両者とも、サイリスタの点弧信号は、制御
時、電源位相に対し遅れ位相で与えられるため、
変換器は電源に対し力率の悪い運転を行なう。特
に、エレベータのように、加減速を頻繁に行なう
負荷では、低速制御領域で力率が非常に小さくな
り、電源は大きな無効電力を供給しなければなら
ない。
制御の両者とも、サイリスタの点弧信号は、制御
時、電源位相に対し遅れ位相で与えられるため、
変換器は電源に対し力率の悪い運転を行なう。特
に、エレベータのように、加減速を頻繁に行なう
負荷では、低速制御領域で力率が非常に小さくな
り、電源は大きな無効電力を供給しなければなら
ない。
例えば、制御角α（deg）、負荷電流（電機子電
流）Id(A)で運転中のサイリスタレオナード装置に
供給される電力は概略次式のように与えられる。
流）Id(A)で運転中のサイリスタレオナード装置に
供給される電力は概略次式のように与えられる。
（皮相電力）
＝√２×Es×Id／1000（KVA） ……(1)
（有効電力）
＝√２×Es×Id×cosα／1000（KW）……(2)
（無効電力）
＝√２×Es×Id×sinα／1000（KVAR）
……(3) 但し、Esは三相交流電源線間電圧実効値（Ｖ）
界磁電流一定制御の他励直流電動機は一定加減速
時の電機子電流Idはほぼ一定であるので、電動機
速度によらず皮相電力の大きさもほぼ一定とな
る。従つて制御角αの大となる（α≒90deg）低
速領域では電力のほとんどが無効電力として供給
される。
……(3) 但し、Esは三相交流電源線間電圧実効値（Ｖ）
界磁電流一定制御の他励直流電動機は一定加減速
時の電機子電流Idはほぼ一定であるので、電動機
速度によらず皮相電力の大きさもほぼ一定とな
る。従つて制御角αの大となる（α≒90deg）低
速領域では電力のほとんどが無効電力として供給
される。
又、サイリスタ変換装置は高調波電流源となる
ことが知られており、第１図、第２図に示す三相
対称制御変換装置も次に示すような次数の高調波
を発生する。
ことが知られており、第１図、第２図に示す三相
対称制御変換装置も次に示すような次数の高調波
を発生する。
高調波次数＝6n±１ ……(4)
ｎ＝自然数（１、２、３、…）
高調波電流が流れると、系統の各次調波インピ
ーダンスの大きさに応じた電圧波形歪を生じ、系
統内に接続された他の機器に悪影響を及ぼす場合
がある。
ーダンスの大きさに応じた電圧波形歪を生じ、系
統内に接続された他の機器に悪影響を及ぼす場合
がある。
以上述べたように、従来から使用されているエ
レベータの制御装置は、力率の悪さ、および高調
波発生の問題において、電源への負担が大きい。
レベータの制御装置は、力率の悪さ、および高調
波発生の問題において、電源への負担が大きい。
本発明は、力率の改善及び高調波の発生を防止
した電動機駆動装置を提供することを目的とす
る。
した電動機駆動装置を提供することを目的とす
る。
交流電源に接続される第１の変換装置と、この
第１の変換装置に接続され、交流電動機を駆動す
る第２の変換装置を有し、第１の変換装置により
制御される電流が電源電圧波形に同期した正弦波
の電流基準により制御され、この制御電流は直流
母線間の電圧の変動により調整される。
第１の変換装置に接続され、交流電動機を駆動す
る第２の変換装置を有し、第１の変換装置により
制御される電流が電源電圧波形に同期した正弦波
の電流基準により制御され、この制御電流は直流
母線間の電圧の変動により調整される。
本発明は図面に示す一実施例をもとに説明す
る。
る。
第３図においては、エレベータ駆動用電動機を
誘導電動機にした場合を示す。３１はエレベータ
駆動用誘導電動機、３２は母線３３の直流電圧を
交流に変換し、誘導電動機３１の可変電圧可変周
波数制御を行なうインバータ装置である。第３図
では、強制転流可能なトランジスタと並列ダイオ
ードを用いたトランジスタインバータで示す。３
４は、直流母線３３間に接続された電圧源コンデ
ンサである。３５は、本発明による制御を実施す
るための、交流電源３６に接続された、インバー
タ装置である。インバータ装置３５は、負荷側に
接続されるインバータ装置３２と全く同様な構成
とする。
誘導電動機にした場合を示す。３１はエレベータ
駆動用誘導電動機、３２は母線３３の直流電圧を
交流に変換し、誘導電動機３１の可変電圧可変周
波数制御を行なうインバータ装置である。第３図
では、強制転流可能なトランジスタと並列ダイオ
ードを用いたトランジスタインバータで示す。３
４は、直流母線３３間に接続された電圧源コンデ
ンサである。３５は、本発明による制御を実施す
るための、交流電源３６に接続された、インバー
タ装置である。インバータ装置３５は、負荷側に
接続されるインバータ装置３２と全く同様な構成
とする。
第４図は第３図中の電源側インバータ装置３５
の制御の詳細を示すブロツク図である。第４図に
おいては、第３図と同一部分は同一符号で示し、
その説明を省略する。
の制御の詳細を示すブロツク図である。第４図に
おいては、第３図と同一部分は同一符号で示し、
その説明を省略する。
第４図に示すインバータ装置３５のダイオード
回路は三相全波整流回路であり、直流母線３３は
直流電圧源となる。第３図に示す誘導電動機３１
が力行運転を行なう場合、電動機駆動エネルギー
は、交流電源３６から、電源側インバータ装置３
５、直流母線３３を介して、電動機駆動用のイン
バータ装置３２により、電動機３１に供給され
る。
回路は三相全波整流回路であり、直流母線３３は
直流電圧源となる。第３図に示す誘導電動機３１
が力行運転を行なう場合、電動機駆動エネルギー
は、交流電源３６から、電源側インバータ装置３
５、直流母線３３を介して、電動機駆動用のイン
バータ装置３２により、電動機３１に供給され
る。
又、誘導電動機３１が回生運転を行なう場合、
回生エネルギーは電動機駆動用のインバータ装置
３２のフリーホイールダイオードの効果により、
直流母線３３に供給される。一般的な電圧形イン
バータ装置では、電源回路は単純な三相全波整流
回路であり直流電源３３に供給された回生エネル
ギーは、エネルギー吸収用抵抗器等によつて消費
される。本発明による回路では、回生エネルギー
を直流母線３３から更に交流電源３６に回生す
る。つまり、母線３３に対し、交流電源３６を一
定周波数（ここでは、電源の商品周波数）で回転
する交流機と見なし、交流電源３６に対し電源側
インバータ装置３５により電力を供給する。
回生エネルギーは電動機駆動用のインバータ装置
３２のフリーホイールダイオードの効果により、
直流母線３３に供給される。一般的な電圧形イン
バータ装置では、電源回路は単純な三相全波整流
回路であり直流電源３３に供給された回生エネル
ギーは、エネルギー吸収用抵抗器等によつて消費
される。本発明による回路では、回生エネルギー
を直流母線３３から更に交流電源３６に回生す
る。つまり、母線３３に対し、交流電源３６を一
定周波数（ここでは、電源の商品周波数）で回転
する交流機と見なし、交流電源３６に対し電源側
インバータ装置３５により電力を供給する。
次に、電源側インバータ装置３５の制御につい
て述べる。第４図に示す３７は基準電圧設定器で
あり、例えば、電動機３１が停止中（無負荷）の
直流母線３３の直流電圧に相当する値に設定す
る。３８は電圧検出器であり、直流母線３３の電
圧を検出する。又、３９は電圧設定器３７からの
出力信号３７ａを基準値とし、電圧検出器３８か
らの出力３８ａを負帰還量として電圧フイードバ
ツク制御を行なうための電圧制御増幅器である。
電圧制御増幅器３９の出力信号３９ａは、交流電
源３６に同期したＲ，Ｓ，Ｔの三相正弦波基準を
発生する三相正弦波発生器４０からの信号４０
ａ，４０ｂ，４０ｃと乗算器４１Ａ，４１Ｂ，４
１Ｃにより演算が行なわれる。すなわち、電圧制
御増幅器３９の出力信号３９ａは、三相正弦波基
準信号４０ａ，４０ｂ，４０ｃの振幅を決定する
値であり、乗算器４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃの出力
信号４１ａ，４１ｂ，４１ｃは三相正弦波電流基
準となる。
て述べる。第４図に示す３７は基準電圧設定器で
あり、例えば、電動機３１が停止中（無負荷）の
直流母線３３の直流電圧に相当する値に設定す
る。３８は電圧検出器であり、直流母線３３の電
圧を検出する。又、３９は電圧設定器３７からの
出力信号３７ａを基準値とし、電圧検出器３８か
らの出力３８ａを負帰還量として電圧フイードバ
ツク制御を行なうための電圧制御増幅器である。
電圧制御増幅器３９の出力信号３９ａは、交流電
源３６に同期したＲ，Ｓ，Ｔの三相正弦波基準を
発生する三相正弦波発生器４０からの信号４０
ａ，４０ｂ，４０ｃと乗算器４１Ａ，４１Ｂ，４
１Ｃにより演算が行なわれる。すなわち、電圧制
御増幅器３９の出力信号３９ａは、三相正弦波基
準信号４０ａ，４０ｂ，４０ｃの振幅を決定する
値であり、乗算器４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃの出力
信号４１ａ，４１ｂ，４１ｃは三相正弦波電流基
準となる。
更に第４図に示す４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃは電
流制御増幅器であり交流電源回路の各相に設けら
れた電流検出器４３Ａ，４３Ｂ，４３Ｃからの電
流信号４３ａ，４３ｂ，４３ｃを負帰還信号とし
て電流制御のマイナーループを構成する。電流制
御増幅器４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃの出力信号４２
ａ，４２ｂ，４２ｃは鋸状波発生器４４の出力変
調信号４４ａと比較器４５により比較検出され、
電源側インバータ装置３５の各々のトランジスタ
のスイツチイングのタイミングを決定する信号４
５ａ〜４５ｆとして出力される。
流制御増幅器であり交流電源回路の各相に設けら
れた電流検出器４３Ａ，４３Ｂ，４３Ｃからの電
流信号４３ａ，４３ｂ，４３ｃを負帰還信号とし
て電流制御のマイナーループを構成する。電流制
御増幅器４２Ａ，４２Ｂ，４２Ｃの出力信号４２
ａ，４２ｂ，４２ｃは鋸状波発生器４４の出力変
調信号４４ａと比較器４５により比較検出され、
電源側インバータ装置３５の各々のトランジスタ
のスイツチイングのタイミングを決定する信号４
５ａ〜４５ｆとして出力される。
４６はトランジスタのベースドライブ回路であ
り、直流電源３３の電圧が基準とする出力信号３
７ａと等しくなるように、更に、電流が正弦波状
に制御されるように、トランジスタベースにスイ
ツチング信号４６ａ〜４６ｆを与える。つまり、
電源側インバータ装置３５は、周波数一定の正弦
波PWMインバータとして制御される。
り、直流電源３３の電圧が基準とする出力信号３
７ａと等しくなるように、更に、電流が正弦波状
に制御されるように、トランジスタベースにスイ
ツチング信号４６ａ〜４６ｆを与える。つまり、
電源側インバータ装置３５は、周波数一定の正弦
波PWMインバータとして制御される。
第５図は１相の電圧・電流波形を示す図であ
る。電流波形は電動機３１が力行運転を行なつ
て、直流母線３３の電圧が基準電圧設定値３７ａ
より降下した場合は、電源電圧正弦波波形と同相
となつて、交流電源３６から直流母線３３に電力
を供給し、電動機３１が回生運転を行なつて、直
流母線３３の電圧が上昇した場合は、逆相となつ
て母線３３から交流電源３６に電力を回生する。
る。電流波形は電動機３１が力行運転を行なつ
て、直流母線３３の電圧が基準電圧設定値３７ａ
より降下した場合は、電源電圧正弦波波形と同相
となつて、交流電源３６から直流母線３３に電力
を供給し、電動機３１が回生運転を行なつて、直
流母線３３の電圧が上昇した場合は、逆相となつ
て母線３３から交流電源３６に電力を回生する。
正弦波PWM制御においても鋸波状電圧により
電流にはPWM周波数に相当するリツプル成分が
含まれるが、交流電源３６に比較的大きな三相交
流リアクトル４７を付加して、平滑を行なつて、
滑らかな正弦波電流を得る。
電流にはPWM周波数に相当するリツプル成分が
含まれるが、交流電源３６に比較的大きな三相交
流リアクトル４７を付加して、平滑を行なつて、
滑らかな正弦波電流を得る。
この実施例では、電流制御を三相について行な
つているが、例えば三相のうち任意の二相につい
て電流制御を行ない、二相から三相変換をすれば
制御回路を簡略化できる。
つているが、例えば三相のうち任意の二相につい
て電流制御を行ない、二相から三相変換をすれば
制御回路を簡略化できる。
第６図に本発明による他の実施例を示す。第３
図に示す誘導電動機に替えて他励直流電動機２１
を駆動する回路を示してあり、電動機側駆動装置
６２、電源側インバータ装置６５はトランジスタ
に替えてゲートターンオフ（GTO）サイリスタ
を用いる。直流電動機電機子２１の平均電圧は、
GTOサイリスタのPWM制御により、正逆に可
変制御される。電源側インバータ装置６５は、第
４図で示したトランジスタインバータ装置と同様
の制御を行なう。
図に示す誘導電動機に替えて他励直流電動機２１
を駆動する回路を示してあり、電動機側駆動装置
６２、電源側インバータ装置６５はトランジスタ
に替えてゲートターンオフ（GTO）サイリスタ
を用いる。直流電動機電機子２１の平均電圧は、
GTOサイリスタのPWM制御により、正逆に可
変制御される。電源側インバータ装置６５は、第
４図で示したトランジスタインバータ装置と同様
の制御を行なう。
以上述べたように、エレベータの電動機駆動装
置として本発明の装置を用いることにより、従来
の装置の問題点であつた力率と高調波の問題が大
幅に改善され、以下の効果を生ずる。
置として本発明の装置を用いることにより、従来
の装置の問題点であつた力率と高調波の問題が大
幅に改善され、以下の効果を生ずる。
(1) 電源側インバータ装置の電流制御は、交流電
源電圧と周波数に同期して行なわれるので、従
来の一次電圧制御誘導機駆動エレベータやサイ
リスタレオナード制御エレベータのように遅れ
位相となることはなく、電源側力率は常に１に
保つことができ、電源の負担を軽減できる。
源電圧と周波数に同期して行なわれるので、従
来の一次電圧制御誘導機駆動エレベータやサイ
リスタレオナード制御エレベータのように遅れ
位相となることはなく、電源側力率は常に１に
保つことができ、電源の負担を軽減できる。
(2) 電源側インバータ装置の電流制御は、滑らか
な正弦波電流となるように行なわれるので、サ
イリスタやダイオードで構成された整流回路の
ように（6n±１）次の高調波が発生せず、高
調波による障害の発生を防止することができ
る。
な正弦波電流となるように行なわれるので、サ
イリスタやダイオードで構成された整流回路の
ように（6n±１）次の高調波が発生せず、高
調波による障害の発生を防止することができ
る。
(3) 交流電源への電力回生が自動的に行なわれる
ので、エレベータのように全運転の約半分が回
生モードとなる負荷では、ビル設備全体の消費
電力量を軽減できる。
ので、エレベータのように全運転の約半分が回
生モードとなる負荷では、ビル設備全体の消費
電力量を軽減できる。
本発明による駆動装置は、エレベータ制御装置
に限定せず、エレベータのような運転を行なう負
荷を有するものにも適用することができる。
に限定せず、エレベータのような運転を行なう負
荷を有するものにも適用することができる。
又、本発明の電源側インバータ装置および交流
電源は三相に限定されるものでなく、単相でもよ
い。
電源は三相に限定されるものでなく、単相でもよ
い。
第１図は従来の一次電圧制御誘導電動機駆動装
置の主回路図、第２図は従来のサイリスタレオナ
ード制御他励直流電動機駆動装置の主回路図、第
３図は本発明に基づくインバータ制御誘導電動機
駆動装置の主回路図、第４図は第３図の電源側イ
ンバータ装置の制御回路を示すブロツク図、第５
図は電源側インバータ装置で制御される電圧電流
波形を示す図、第６図は本発明に基づく他励直流
電動機駆動装置の主回路図である。 ２１……他励直流電動機電機子、３１……誘導
電動機、３２，３５……インバータ装置、３３…
…直流母線、３６……三相交流電源、３７……基
準電圧設定器、３８……電圧検出器、３９……電
圧制御増幅器、４０……三相正弦波発生器、４１
Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ……乗算器、４２Ａ，４２
Ｂ，４２Ｃ……電流制御増幅器、４３Ａ，４３
Ｂ，４３Ｃ……電流検出器、４４……鋸状波発生
器、４５……比較器、４６……ベースドライブ回
路、６２……電動機側駆動装置、６５……インバ
ータ装置。
置の主回路図、第２図は従来のサイリスタレオナ
ード制御他励直流電動機駆動装置の主回路図、第
３図は本発明に基づくインバータ制御誘導電動機
駆動装置の主回路図、第４図は第３図の電源側イ
ンバータ装置の制御回路を示すブロツク図、第５
図は電源側インバータ装置で制御される電圧電流
波形を示す図、第６図は本発明に基づく他励直流
電動機駆動装置の主回路図である。 ２１……他励直流電動機電機子、３１……誘導
電動機、３２，３５……インバータ装置、３３…
…直流母線、３６……三相交流電源、３７……基
準電圧設定器、３８……電圧検出器、３９……電
圧制御増幅器、４０……三相正弦波発生器、４１
Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ……乗算器、４２Ａ，４２
Ｂ，４２Ｃ……電流制御増幅器、４３Ａ，４３
Ｂ，４３Ｃ……電流検出器、４４……鋸状波発生
器、４５……比較器、４６……ベースドライブ回
路、６２……電動機側駆動装置、６５……インバ
ータ装置。
Claims (1)
- １ 交流電源に接続される第１の変換装置と、こ
の第１の変換装置に直流母線を介して接続され電
動機を駆動する第２の変換装置と、前記直流母線
間の電圧と基準値とを比較する電圧制御増幅器
と、この電圧制御増幅器からの出力と前記交流電
源に同期した基準信号とを乗算する演算器と、こ
の演算器の出力と前記第１の変換装置と前記交流
電源間の電流とを比較する電流制御増幅器と、一
定周波数の変調信号を出力する鋸状波発生器と、
前記電流制御増幅器の出力と前記変調信号とを比
較する比較器と、この比較器の出力により前記第
１の変換装置のスイツチングタイミングを決定す
るドライブ回路とを有する電動機駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58066991A JPS59194697A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 電動機駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58066991A JPS59194697A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 電動機駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59194697A JPS59194697A (ja) | 1984-11-05 |
| JPH041366B2 true JPH041366B2 (ja) | 1992-01-10 |
Family
ID=13331981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58066991A Granted JPS59194697A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 電動機駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59194697A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101444248B1 (ko) * | 2012-12-11 | 2014-09-26 | 대우조선해양 주식회사 | 선박용 엔진의 하이브리드 연료공급시스템 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0746906B2 (ja) * | 1987-08-17 | 1995-05-17 | 三菱電機株式会社 | 電圧変換装置 |
| JPS6485597A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-30 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
| JPH0710174B2 (ja) * | 1989-05-29 | 1995-02-01 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| JP3588932B2 (ja) * | 1996-09-10 | 2004-11-17 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置とその制御方法及びこの電力変換装置を用いた無停電電源装置 |
| DE10013692A1 (de) * | 2000-03-21 | 2001-09-27 | Philips Corp Intellectual Pty | Einphasig gespeistes Antriebssystem |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58105315A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-23 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ制御変換器の制御装置 |
-
1983
- 1983-04-18 JP JP58066991A patent/JPS59194697A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58105315A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-23 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ制御変換器の制御装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101444248B1 (ko) * | 2012-12-11 | 2014-09-26 | 대우조선해양 주식회사 | 선박용 엔진의 하이브리드 연료공급시스템 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59194697A (ja) | 1984-11-05 |
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