JPH11233298A - 電源装置及び粒子加速器 - Google Patents
電源装置及び粒子加速器Info
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- JPH11233298A JPH11233298A JP3700298A JP3700298A JPH11233298A JP H11233298 A JPH11233298 A JP H11233298A JP 3700298 A JP3700298 A JP 3700298A JP 3700298 A JP3700298 A JP 3700298A JP H11233298 A JPH11233298 A JP H11233298A
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- chopper
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Abstract
(57)【要約】
【課題】加速器などに用いられるパルスパワー電源を低
リプル化する。 【解決手段】入力側電源に自己消弧型半導体素子を用い
た高力率コンバータを設け、力率が１となるように制御
し、無効電力による電圧変動を抑制する。 【効果】コンバータ部の力率をほぼ１に保つことで、コ
ンバータ出力部の電圧変動を抑制できるので低リフル化
される。
リプル化する。 【解決手段】入力側電源に自己消弧型半導体素子を用い
た高力率コンバータを設け、力率が１となるように制御
し、無効電力による電圧変動を抑制する。 【効果】コンバータ部の力率をほぼ１に保つことで、コ
ンバータ出力部の電圧変動を抑制できるので低リフル化
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に係り、特
に、陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を
高速かつ高精度に励磁したり、負荷にパルスパワーを供
給するための電源装置及びこれを用いた粒子加速器に関
するものである。
に、陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を
高速かつ高精度に励磁したり、負荷にパルスパワーを供
給するための電源装置及びこれを用いた粒子加速器に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】シンクロトロンなどの粒子加速器では、
磁界の強さにより素粒子の周回軌道を制御しており、強
力な電磁石が用いられている。このような電磁石を励磁
するための電源装置は、大電力のもとで、負荷電流を所
定のパターンで急激に変化させ、繰り返し制御する必要
があり、このため高精度でかつ高速制御応答性が要求さ
れる。
磁界の強さにより素粒子の周回軌道を制御しており、強
力な電磁石が用いられている。このような電磁石を励磁
するための電源装置は、大電力のもとで、負荷電流を所
定のパターンで急激に変化させ、繰り返し制御する必要
があり、このため高精度でかつ高速制御応答性が要求さ
れる。
【０００３】そこで従来は、例えば特開平4−355667 号
に開示されているように、負荷電流及びサイリスタ変換
装置の出力電圧を制御系に取り込み、負荷電流のリプル
低減を図っていた。
に開示されているように、負荷電流及びサイリスタ変換
装置の出力電圧を制御系に取り込み、負荷電流のリプル
低減を図っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
従来の電源装置は、サイリスタ変換装置を用いているた
め、この出力部においては、電圧変動が大きくなるとい
う問題があった。このため、負荷電流の電流リプルにも
悪影響を及ぼしていた。
従来の電源装置は、サイリスタ変換装置を用いているた
め、この出力部においては、電圧変動が大きくなるとい
う問題があった。このため、負荷電流の電流リプルにも
悪影響を及ぼしていた。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明では電源入力側に、高力率コンバータを設け
る。さらに、複数個のチョッパ回路を設け、結合リアク
トルを介して並列多重接続する。また、結合リアクトル
は、その後段にコンデンサを配し、低域通過型フィルタ
としても利用する。
に、本発明では電源入力側に、高力率コンバータを設け
る。さらに、複数個のチョッパ回路を設け、結合リアク
トルを介して並列多重接続する。また、結合リアクトル
は、その後段にコンデンサを配し、低域通過型フィルタ
としても利用する。
【０００６】
【発明の実施の形態】実施例１．この発明の第１の実施
例を図に基づいて説明する。図１は、負荷電流にパルス
状の繰り返し電流を供給する電源の構成を示したもので
ある。交流母線１と、コンバータに必要な電圧に降圧す
る変圧器２と、交流リアクトル３と、ＩＧＢＴ(Insurat
ed Gate Bipolar Transistor）を用いた高力率コンバー
タ４，コンバータの出力電圧を平滑化する平滑コンデン
サ５，ＩＧＢＴとダイオードの組み合わせた両極性チョ
ッパ回路６，リアクトルとコンデンサによる低域通過型
フィルタ７，電磁石などの負荷装置８，負荷電流を検出
する電流検出器９，負荷に特定の電流パターンを与える
ための指令値と電流検出器９により検出した信号の偏差
を求めるための加算器１０と、加算器１０とともに負荷
電流を指令値に安定制御するためのＡＣＲ（定電流制御
回路）１１、及び定電流制御回路の出力に基づき両極性
チョッパ回路６におけるＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦすなわ
ち位相を制御するＰＨＣ（位相制御回路）１２から構成
されている。
例を図に基づいて説明する。図１は、負荷電流にパルス
状の繰り返し電流を供給する電源の構成を示したもので
ある。交流母線１と、コンバータに必要な電圧に降圧す
る変圧器２と、交流リアクトル３と、ＩＧＢＴ(Insurat
ed Gate Bipolar Transistor）を用いた高力率コンバー
タ４，コンバータの出力電圧を平滑化する平滑コンデン
サ５，ＩＧＢＴとダイオードの組み合わせた両極性チョ
ッパ回路６，リアクトルとコンデンサによる低域通過型
フィルタ７，電磁石などの負荷装置８，負荷電流を検出
する電流検出器９，負荷に特定の電流パターンを与える
ための指令値と電流検出器９により検出した信号の偏差
を求めるための加算器１０と、加算器１０とともに負荷
電流を指令値に安定制御するためのＡＣＲ（定電流制御
回路）１１、及び定電流制御回路の出力に基づき両極性
チョッパ回路６におけるＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦすなわ
ち位相を制御するＰＨＣ（位相制御回路）１２から構成
されている。
【０００７】加速器の場合、負荷装置８の電磁石を励磁
するため、図２のような台形状の電流パターンを１秒か
ら数秒の短周期で繰り返し供給しなければならない。周
期Ｔで示す電流パターンは、入射（Ｔ１の区間），加速
（Ｔ２の区間），出射（Ｔ３の区間），減速（Ｔ４の区
間）を繰り返す。このとき、負荷の両端に印加される電
圧は、図のような出力電圧波形となる。このような短周
期の通電パターンに対して、加速ビームの軌道を安定に
保持するために、電源は１０-3以下の誤差で電流を追従
させるトラッキング性能と、外部に取り出すときのビー
ムの強度，均一性を保持するため、出力電流は１０-5か
ら１０-6と極めて高い安定度と極めて低い電流リプルが
要求される。
するため、図２のような台形状の電流パターンを１秒か
ら数秒の短周期で繰り返し供給しなければならない。周
期Ｔで示す電流パターンは、入射（Ｔ１の区間），加速
（Ｔ２の区間），出射（Ｔ３の区間），減速（Ｔ４の区
間）を繰り返す。このとき、負荷の両端に印加される電
圧は、図のような出力電圧波形となる。このような短周
期の通電パターンに対して、加速ビームの軌道を安定に
保持するために、電源は１０-3以下の誤差で電流を追従
させるトラッキング性能と、外部に取り出すときのビー
ムの強度，均一性を保持するため、出力電流は１０-5か
ら１０-6と極めて高い安定度と極めて低い電流リプルが
要求される。
【０００８】そこで、本実施例では、図１のように、電
源入力部に相当するコンバータに高力率コンバータ４を
設けている。この高力率コンバータの動作を図３を用い
て説明する。電圧形インバータは、出力電流の大小や方
向に関わらず、一定の電圧を発生する電圧源であるの
で、電圧に対して電流の極性が逆であれば、いわゆる回
生状態となり、交流側から直流側へ電力を整流すること
ができる。高力率コンバータはこの原理を利用し、電源
電流が力率１の正弦波になるように制御しながら整流す
る方式である。この原理は三相にも適用できるが、ここ
では単相の構成を示している。商用電源１３の電圧Ｅsi
nωｔ と同期した正弦波基準sinωｔ をＰＬＬ１９とカ
ウンタ２０及び正弦波ＲＯＭ２１で作成する。直流電圧
の設定値とフィードバック値の偏差を電圧制御回路１７
の出力と上記のsinωｔ を掛算形Ｄ／Ａコンバータ１８
で掛けることによって、電源電圧と同相のインバータへ
の正弦波電流指令値を作っている。電流制御回路１４が
これを追従制御することによって電源電流は常に力率１
の正弦波に制御される。逆起電圧補償信号として電源電
圧を電流制御回路１４の後に加えているが、これは、
（インバータが発生すべき電圧）＝（電源電圧）＋（リ
アクトルへ印加すべき電圧）という関係があるので、そ
のうちあらかじめわかっている電源電圧をフィードフォ
ワード信号として与えておくことにより、電流制御性能
を向上し、電源電圧の急変動に強くするためである。位
相制御回路１２では、三角波比較によるＰＷＭ（Pulse
WidthModulation）信号を生成し、高力率コンバータ２
２の各ＩＧＢＴのゲートを制御する。このような高力率
コンバータにより、力率をほぼ１に保つことができ、出
力電圧の変動を抑制することが可能となる。
源入力部に相当するコンバータに高力率コンバータ４を
設けている。この高力率コンバータの動作を図３を用い
て説明する。電圧形インバータは、出力電流の大小や方
向に関わらず、一定の電圧を発生する電圧源であるの
で、電圧に対して電流の極性が逆であれば、いわゆる回
生状態となり、交流側から直流側へ電力を整流すること
ができる。高力率コンバータはこの原理を利用し、電源
電流が力率１の正弦波になるように制御しながら整流す
る方式である。この原理は三相にも適用できるが、ここ
では単相の構成を示している。商用電源１３の電圧Ｅsi
nωｔ と同期した正弦波基準sinωｔ をＰＬＬ１９とカ
ウンタ２０及び正弦波ＲＯＭ２１で作成する。直流電圧
の設定値とフィードバック値の偏差を電圧制御回路１７
の出力と上記のsinωｔ を掛算形Ｄ／Ａコンバータ１８
で掛けることによって、電源電圧と同相のインバータへ
の正弦波電流指令値を作っている。電流制御回路１４が
これを追従制御することによって電源電流は常に力率１
の正弦波に制御される。逆起電圧補償信号として電源電
圧を電流制御回路１４の後に加えているが、これは、
（インバータが発生すべき電圧）＝（電源電圧）＋（リ
アクトルへ印加すべき電圧）という関係があるので、そ
のうちあらかじめわかっている電源電圧をフィードフォ
ワード信号として与えておくことにより、電流制御性能
を向上し、電源電圧の急変動に強くするためである。位
相制御回路１２では、三角波比較によるＰＷＭ（Pulse
WidthModulation）信号を生成し、高力率コンバータ２
２の各ＩＧＢＴのゲートを制御する。このような高力率
コンバータにより、力率をほぼ１に保つことができ、出
力電圧の変動を抑制することが可能となる。
【０００９】高力率コンバータ２２の出力電圧を平滑コ
ンデンサ５で平滑され、チョッパ回路６の入力電圧とな
る。ここで、電流制御回路を含めたチョッパ回路６の動
作を図４を用いて説明する。図４は、図１の位相制御回
路１２の内部構成を追加したチョッパ回路６から負荷装
置８までの回路構成を示したものである。位相制御回路
１２では、定電流制御回路１１の出力と三角波が多く用
いられるキャリア信号とを比較器２４にて比較し、ＰＷ
Ｍ回路２３でチョッパ回路６におけるＩＧＢＴのゲート
を制御するＰＷＭ波形を生成している。この図の場合、
正側チョッパ回路６１と負側チョッパ回路６２を１８０
°位相がずれるようにゲートを制御すると、図５に示す
ように負荷装置８にはキャリア信号周波数ｆの２倍の周
波数成分を持つリプル電流ΔＩが生じる。チョッパ回路
の入力電圧をＶin、負荷の等価インダクタンスをＬ、チ
ョッパ回路の通流率（キャリア信号周期に対するオン時
間の比）をｄ（＝Ｔon／Ｔ）とすると、リプル電流ΔＩ
は（１）式で表せる。
ンデンサ５で平滑され、チョッパ回路６の入力電圧とな
る。ここで、電流制御回路を含めたチョッパ回路６の動
作を図４を用いて説明する。図４は、図１の位相制御回
路１２の内部構成を追加したチョッパ回路６から負荷装
置８までの回路構成を示したものである。位相制御回路
１２では、定電流制御回路１１の出力と三角波が多く用
いられるキャリア信号とを比較器２４にて比較し、ＰＷ
Ｍ回路２３でチョッパ回路６におけるＩＧＢＴのゲート
を制御するＰＷＭ波形を生成している。この図の場合、
正側チョッパ回路６１と負側チョッパ回路６２を１８０
°位相がずれるようにゲートを制御すると、図５に示す
ように負荷装置８にはキャリア信号周波数ｆの２倍の周
波数成分を持つリプル電流ΔＩが生じる。チョッパ回路
の入力電圧をＶin、負荷の等価インダクタンスをＬ、チ
ョッパ回路の通流率（キャリア信号周期に対するオン時
間の比）をｄ（＝Ｔon／Ｔ）とすると、リプル電流ΔＩ
は（１）式で表せる。
【００１０】
【数１】
【００１１】この式より、ΔＩを低減するためには、キ
ャリア信号周波数ｆを大きくすればよいことがわかる。
しかし、実際にはキャリア信号周波数を大きくするとチ
ョッパ回路を形成する半導体スイッチング素子のスイッ
チング損失が増大する問題があるため、キャリア信号周
波数には上限がある。そこで、図１ではチョッパの後段
に、インダクタンスとコンデンサで形成する低域通過型
フィルタを挿入し、負荷電流のリプル低減を図ってい
る。フィルタのカットオフ周波数については、負荷電流
に許容されるリプルに応じて、所望の減衰量が得られる
ように決めればよく、図６に示すような受動フィルタで
構成してもよい。ここでは、チョッパ回路として両極性
形を示したが、単一のチョッパ回路であってもよい。ま
た、高力率コンバータ及びチョッパ回路の半導体スイッ
チング素子として、ＩＧＢＴを用いた例を示したが、Ｔ
ｒやＧＴＯなど他の自己消弧型半導体スイッチング素子
を用いてもよい。
ャリア信号周波数ｆを大きくすればよいことがわかる。
しかし、実際にはキャリア信号周波数を大きくするとチ
ョッパ回路を形成する半導体スイッチング素子のスイッ
チング損失が増大する問題があるため、キャリア信号周
波数には上限がある。そこで、図１ではチョッパの後段
に、インダクタンスとコンデンサで形成する低域通過型
フィルタを挿入し、負荷電流のリプル低減を図ってい
る。フィルタのカットオフ周波数については、負荷電流
に許容されるリプルに応じて、所望の減衰量が得られる
ように決めればよく、図６に示すような受動フィルタで
構成してもよい。ここでは、チョッパ回路として両極性
形を示したが、単一のチョッパ回路であってもよい。ま
た、高力率コンバータ及びチョッパ回路の半導体スイッ
チング素子として、ＩＧＢＴを用いた例を示したが、Ｔ
ｒやＧＴＯなど他の自己消弧型半導体スイッチング素子
を用いてもよい。
【００１２】なお、キャリア信号周波数の上限について
は、図２の１００％の負荷電流Ｉ１で決まっている。し
かし、Ｉ２についてはＩ１に比較すると大幅に小さな値
である。このため、電流パターンがＩ２の期間あるいは
負荷電流に対して一定値以下の電流を出力する場合に
は、キャリア信号周波数を高く設定することができる。
この場合、（１）式より負荷電流のリプルを低減するこ
とが可能となる。
は、図２の１００％の負荷電流Ｉ１で決まっている。し
かし、Ｉ２についてはＩ１に比較すると大幅に小さな値
である。このため、電流パターンがＩ２の期間あるいは
負荷電流に対して一定値以下の電流を出力する場合に
は、キャリア信号周波数を高く設定することができる。
この場合、（１）式より負荷電流のリプルを低減するこ
とが可能となる。
【００１３】実施例２．この発明の第２の実施例を図に
基づいて説明する。図７は、負荷電流にパルス状の繰り
返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回路
の構成は図１と同一である。図１と異なるのはチョッパ
回路６の出力電圧が一定電圧となるように定電圧制御回
路２５を定電流制御回路１１の後に設けたことである。
図２に示したように加速器の電流パターンは、加速モー
ドあるいは減速モードのように電流指令が大きく変化す
る点がある。通常、このような急峻な変化を緩和するた
め、図示していないがスムージング処理が行われる。し
かし、この処理を追加しても出力電圧の変化が大きいこ
とから、出力電流の追従性を向上させるために、定電圧
制御回路を設けたものである。高力率コンバータ４を用
いていることで、チョッパ回路６の入力電圧変動が抑制
される点については、図１の場合と同一である。
基づいて説明する。図７は、負荷電流にパルス状の繰り
返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回路
の構成は図１と同一である。図１と異なるのはチョッパ
回路６の出力電圧が一定電圧となるように定電圧制御回
路２５を定電流制御回路１１の後に設けたことである。
図２に示したように加速器の電流パターンは、加速モー
ドあるいは減速モードのように電流指令が大きく変化す
る点がある。通常、このような急峻な変化を緩和するた
め、図示していないがスムージング処理が行われる。し
かし、この処理を追加しても出力電圧の変化が大きいこ
とから、出力電流の追従性を向上させるために、定電圧
制御回路を設けたものである。高力率コンバータ４を用
いていることで、チョッパ回路６の入力電圧変動が抑制
される点については、図１の場合と同一である。
【００１４】実施例３．この発明の第３の実施例を図に
基づいて説明する。図８は、負荷電流にパルス状の繰り
返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回路
の構成は図１とほぼ同一である。図１と異なるのは、チ
ョッパ回路を２つの両極性チョッパ回路６１，６２を並
列多重化したことであり、これにともない結合リアクト
ルもチョッパ回路の各出力に直列接続している。並列多
重の利点は、負荷電流のリプル電流が大幅に低減できる
ことである。具体的には、チョッパ回路６１，６２を構
成するスイッチング素子が４個あることから、各スイッ
チング素子の位相を３６０°／４＝９０°ずつずれるよ
うに位相制御すると、負荷電流にはスイッチング周波数
ｆに対して４倍の周波数成分が生じるようになる。した
がって、前述した（１）式よりリプル電流が低減できる
ことがわかる。さらに、このリプルの周波数が大きくな
ることで、低域通過型フィルタによる減衰量も大きくな
るという効果がある。このとき、各チョッパ回路の出力
部に直列接続した結合リアクトルは、後段の負荷と並列
接続したコンデンサと低域通過型フィルタを形成するこ
とになり、低域通過型フィルタ用として新たにリアクト
ルを設ける必要はない。
基づいて説明する。図８は、負荷電流にパルス状の繰り
返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回路
の構成は図１とほぼ同一である。図１と異なるのは、チ
ョッパ回路を２つの両極性チョッパ回路６１，６２を並
列多重化したことであり、これにともない結合リアクト
ルもチョッパ回路の各出力に直列接続している。並列多
重の利点は、負荷電流のリプル電流が大幅に低減できる
ことである。具体的には、チョッパ回路６１，６２を構
成するスイッチング素子が４個あることから、各スイッ
チング素子の位相を３６０°／４＝９０°ずつずれるよ
うに位相制御すると、負荷電流にはスイッチング周波数
ｆに対して４倍の周波数成分が生じるようになる。した
がって、前述した（１）式よりリプル電流が低減できる
ことがわかる。さらに、このリプルの周波数が大きくな
ることで、低域通過型フィルタによる減衰量も大きくな
るという効果がある。このとき、各チョッパ回路の出力
部に直列接続した結合リアクトルは、後段の負荷と並列
接続したコンデンサと低域通過型フィルタを形成するこ
とになり、低域通過型フィルタ用として新たにリアクト
ルを設ける必要はない。
【００１５】ｎ個の半導体スイッチング素子でチョッパ
回路を構成し、各出力電流を並列多重する場合、個々の
半導体スイッチング素子は、３６０°／ｎずつ位相がず
れるように制御すると、多重化された出力電流のリプル
が最小となる。また、両極性チョッパを用いる場合に
は、次のように位相制御すると出力電流のリプルを最小
化できる。正群チョッパを構成しているチョッパ回路数
及び負群チョッパを構成しているチョッパ回路数をとも
にｐとすると、 （１）正群チョッパを構成する素子に対するキャリア信
号は、３６０°／ｐとなるように位相差を設ける。
回路を構成し、各出力電流を並列多重する場合、個々の
半導体スイッチング素子は、３６０°／ｎずつ位相がず
れるように制御すると、多重化された出力電流のリプル
が最小となる。また、両極性チョッパを用いる場合に
は、次のように位相制御すると出力電流のリプルを最小
化できる。正群チョッパを構成しているチョッパ回路数
及び負群チョッパを構成しているチョッパ回路数をとも
にｐとすると、 （１）正群チョッパを構成する素子に対するキャリア信
号は、３６０°／ｐとなるように位相差を設ける。
【００１６】（２）負群チョッパを構成する素子に対す
るキャリア信号は、３６０°／ｐとなるように位相差を
設ける。
るキャリア信号は、３６０°／ｐとなるように位相差を
設ける。
【００１７】（３）正群チョッパと負群チョッパは、互
いのキャリア信号の位相差が１８０°／ｐとなるように
設定する。
いのキャリア信号の位相差が１８０°／ｐとなるように
設定する。
【００１８】結果的には、２ｐ個のチョッパ回路は各々
１８０°／ｐだけ位相がずれた関係となる。すなわち、
図８のように両極性チョッパ回路を用いる場合には、正
群チョッパＰ１，Ｐ２及び負群チョッパＮ１，Ｎ２は、
図９のように位相制御すると出力電流のリプルが最小と
なる。また、高力率コンバータ４を用いていることで、
チョッパ回路６の入力電圧変動が抑制される点について
は、図１の場合と同一であり、チョッパ回路の多重化と
合わせると相乗効果を発揮する。
１８０°／ｐだけ位相がずれた関係となる。すなわち、
図８のように両極性チョッパ回路を用いる場合には、正
群チョッパＰ１，Ｐ２及び負群チョッパＮ１，Ｎ２は、
図９のように位相制御すると出力電流のリプルが最小と
なる。また、高力率コンバータ４を用いていることで、
チョッパ回路６の入力電圧変動が抑制される点について
は、図１の場合と同一であり、チョッパ回路の多重化と
合わせると相乗効果を発揮する。
【００１９】実施例４．この発明の第４の実施例を図に
基づいて説明する。図１０は、負荷電流にパルス状の繰
り返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回
路の構成は図８と同一である。図８と異なるのは、チョ
ッパ回路６の出力電圧が一定電圧となるように定電圧制
御回路２５を定電流制御回路１１の後に設けたことであ
る。この場合の定電圧制御回路２５の機能は図７につい
ての説明で前述したとおりである。
基づいて説明する。図１０は、負荷電流にパルス状の繰
り返し電流を供給する電源の構成を示したもので、主回
路の構成は図８と同一である。図８と異なるのは、チョ
ッパ回路６の出力電圧が一定電圧となるように定電圧制
御回路２５を定電流制御回路１１の後に設けたことであ
る。この場合の定電圧制御回路２５の機能は図７につい
ての説明で前述したとおりである。
【００２０】ところで、負荷電流値が指令値どおりにな
った場合でも、チョッパ回路を並列多重化している場合
には、個々のチョッパ回路の出力電流にばらつきがある
と、一部の半導体スイッチング素子に過電流が生じてし
まい、損失が増加したり、過電圧が印加されたり、ある
いは最悪の場合、破壊に至る恐れがある。このため、並
列接続するチョッパ回路間の電流バランスを平均化する
必要がある。具体的な制御方法については図示していな
いが、図１０に示すように各チョッパ回路の出力電流を
電流検出器９１，９２，９３，９４により検出し、各々
について定電流制御回路を設けて、メインの定電流制御
回路１１と組み合わせればよい。個々の定電流制御回路
の指令値については、例えば、ｎ組の両極性チョッパ回
路を多重化している場合には出力電流／ｎを用いたり、
正群，負群に分けてそれぞれの平均値を用いたりすれば
よい。
った場合でも、チョッパ回路を並列多重化している場合
には、個々のチョッパ回路の出力電流にばらつきがある
と、一部の半導体スイッチング素子に過電流が生じてし
まい、損失が増加したり、過電圧が印加されたり、ある
いは最悪の場合、破壊に至る恐れがある。このため、並
列接続するチョッパ回路間の電流バランスを平均化する
必要がある。具体的な制御方法については図示していな
いが、図１０に示すように各チョッパ回路の出力電流を
電流検出器９１，９２，９３，９４により検出し、各々
について定電流制御回路を設けて、メインの定電流制御
回路１１と組み合わせればよい。個々の定電流制御回路
の指令値については、例えば、ｎ組の両極性チョッパ回
路を多重化している場合には出力電流／ｎを用いたり、
正群，負群に分けてそれぞれの平均値を用いたりすれば
よい。
【００２１】
【発明の効果】入力側のコンバータ部における力率改善
が容易となり、コンバータ出力部の電圧変動を抑制でき
ることで、負荷電流の変動を低減可能となる。さらに、
チョッパ部の多重化により出力リプルを大幅に低減でき
る。また、コンバータ部においては、力率改善のための
複雑な回路が不要であることから回路を簡素化でき、チ
ョッパ部においては、電流多重に用いる結合リアクトル
を直流フィルタとしても利用できるので、小型の電源を
提供できる。
が容易となり、コンバータ出力部の電圧変動を抑制でき
ることで、負荷電流の変動を低減可能となる。さらに、
チョッパ部の多重化により出力リプルを大幅に低減でき
る。また、コンバータ部においては、力率改善のための
複雑な回路が不要であることから回路を簡素化でき、チ
ョッパ部においては、電流多重に用いる結合リアクトル
を直流フィルタとしても利用できるので、小型の電源を
提供できる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図２】負荷電流のパターン波形に対して必要な電圧パ
ターン信号を示す波形図である。
ターン信号を示す波形図である。
【図３】高力率コンバータの回路構成図である。
【図４】チョッパ回路を駆動する位相制御回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図５】チョッパ回路のスイッチングと負荷電流のリプ
ルの関係を示す波形である。
ルの関係を示す波形である。
【図６】パッシブフィルタを示す図である。
【図７】本発明の第２の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図８】本発明の第３の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図９】出力電流のリプルを最小化するためのチョッパ
部における位相制御を示す図である。
部における位相制御を示す図である。
【図１０】本発明の第４の実施例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図１１】従来のサイリスタ変換器を用いた回路構成図
である。
である。
１…交流母線、２…変圧器、３…交流リアクトル、４，
２２…高力率コンバータ、５…平滑コンデンサ、６，６
３，６４…両極性チョッパ回路、７，７１…低域通過型
フィルタ、８…負荷（電磁石）、９，９１，９２，９
３，９４…電流検出器、１０，１１０，１１１…加算
器、１１…定電流制御回路（ＡＶＲ）、１２，１２１，
１２２…位相制御回路（ＰＨＣ）、１３…商用電源、１
４…電流制御回路、１５，１６…電圧検出回路、１７…
電圧制御回路、１８…掛算形Ｄ／Ａコンバータ、１９…
ＰＬＬ、２０…カウンタ、２１…正弦波ＲＯＭ、２３…
ＰＷＭ回路、２４…比較器、２５，２５１，２５２…定
電圧制御回路(ＡＶＲ)、９０１…サイリスタ変換装置、
９０２…直流フィルタ、９０３…電磁石、９０４…電流
検出器、９０５…定電流制御回路、９０６…定電圧制御
回路、９０７…自動パルス移相器、９０８…加算器。
２２…高力率コンバータ、５…平滑コンデンサ、６，６
３，６４…両極性チョッパ回路、７，７１…低域通過型
フィルタ、８…負荷（電磁石）、９，９１，９２，９
３，９４…電流検出器、１０，１１０，１１１…加算
器、１１…定電流制御回路（ＡＶＲ）、１２，１２１，
１２２…位相制御回路（ＰＨＣ）、１３…商用電源、１
４…電流制御回路、１５，１６…電圧検出回路、１７…
電圧制御回路、１８…掛算形Ｄ／Ａコンバータ、１９…
ＰＬＬ、２０…カウンタ、２１…正弦波ＲＯＭ、２３…
ＰＷＭ回路、２４…比較器、２５，２５１，２５２…定
電圧制御回路(ＡＶＲ)、９０１…サイリスタ変換装置、
９０２…直流フィルタ、９０３…電磁石、９０４…電流
検出器、９０５…定電流制御回路、９０６…定電圧制御
回路、９０７…自動パルス移相器、９０８…加算器。
Claims (9)
- 【請求項１】所定の周期で電磁石に電流または電圧また
は電力を供給する電源装置において、 自己消弧型半導体素子を用いた高力率コンバータを備え
ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】所定の周期で電磁石に電流または電圧また
は電力を供給する電源装置において、 自己消弧型半導体素子を用いたコンバータと、ｎ個のチ
ョッパ回路を備え、前記チョッパ回路に対するキャリア
信号の位相を３６０°／ｎずつずらして制御し、前記チ
ョッパ回路の出力電流を並列多重化することを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項３】請求項２記載のものにおいて、ｎ個の結合
リアクトルを備え、前記結合リアクトルの後段にコンデ
ンサを負荷と並列接続し、前記結合リアクトルと前記コ
ンデンサにより低域通過型フィルタの構成することを特
徴とする電源装置。 - 【請求項４】所定の周期で電磁石に電流または電圧また
は電力を供給する電源装置において、 ｎ個のチョッパ回路を有する正群チョッパ回路と、ｎ個
のチョッパ回路を有する負群チョッパ回路とを具備する
両極性チョッパと、前記両極性チョッパ間を並列接続す
る結合リアクトルを備え、前記正群チョッパ回路及び前
記負群チョッパ回路における個々のチョッパ回路に対す
るキャリア信号の位相を各々３６０°／ｎずつずらし、
さらに、前記正群チョッパ回路のキャリア信号と前記負
群チョッパ回路のキャリア信号の位相を１８０°／ｎず
つずらして制御し、前記両極性チョッパ回路の出力電流
を多重化することを特徴とする電源装置。 - 【請求項５】所定の周期で電磁石に電流または電圧また
は電力を供給する電源装置において、 自己消弧型半導体素子を用いたコンバータと、ｎ個のチ
ョッパ回路を有する正群チョッパ回路と、ｎ個のチョッ
パ回路を有する負群チョッパ回路とを具備する両極性チ
ョッパと、前記両極性チョッパ間を並列接続する結合リ
アクトルを備え、前記正群チョッパ回路及び前記負群チ
ョッパ回路における個々のチョッパ回路に対するキャリ
ア信号の位相を各々３６０°／ｎずつずらし、さらに、
前記正群チョッパ回路のキャリア信号と前記負群チョッ
パ回路のキャリア信号の位相を１８０°／ｎずつずらし
て制御し、前記両極性チョッパ回路の出力電流を多重化
することを特徴とする電源装置。 - 【請求項６】請求項４または請求項５記載のものにおい
て、２ｎ個の結合リアクトルを備えることを特徴とする
電源装置。 - 【請求項７】請求項４または請求項５記載のものにおい
て、前記結合リアクトルの後段にコンデンサを負荷と並
列接続し、前記結合リアクトルと前記コンデンサにより
低域通過型フィルタの構成することを特徴とする電源装
置。 - 【請求項８】前記チョッパ回路のキャリア信号周波数
は、負荷に供給する電流が大きい領域では第１の周波数
に設定し、負荷に供給する前記電流が小さい領域では前
記第１の周波数よりも低い第２の周波数に設定すること
を特徴とする請求項２から７のうちいずれか１項に記載
の電源装置。 - 【請求項９】粒子を生成する粒子発生器と、前記粒子発
生器で生成された粒子を所定のエネルギーレベルまで加
速する前段加速器と、前記前段加速器で加速された粒子
を主電磁石により周回させながら高周波加速空洞により
加速して所定の粒子エネルギーを付与する最終段加速器
と、前記主電磁石を励磁する電源装置とを有する粒子加
速器において、前記電源装置は、自己消弧型半導体素子
を用いたコンバータと、ｎ個のチョッパ回路を有する正
群チョッパ回路と、ｎ個のチョッパ回路を有する負群チ
ョッパ回路とを具備する両極性チョッパと、前記両極性
チョッパ間を並列接続する結合リアクトルを備え、前記
正群チョッパ回路及び前記負群チョッパ回路における個
々のチョッパ回路に対するキャリア信号の位相を各々３
６０°／ｎずつずらし、さらに、前記正群チョッパ回路
のキャリア信号と前記負群チョッパ回路のキャリア信号
の位相を１８０°／ｎずつずらして制御し、前記両極性
チョッパ回路の出力電流を多重化することを特徴とする
粒子加速器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3700298A JPH11233298A (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 電源装置及び粒子加速器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3700298A JPH11233298A (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 電源装置及び粒子加速器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11233298A true JPH11233298A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12485514
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3700298A Pending JPH11233298A (ja) | 1998-02-19 | 1998-02-19 | 電源装置及び粒子加速器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11233298A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002043095A (ja) * | 2000-03-27 | 2002-02-08 | Applied Materials Inc | 線形加速装置用コントローラ |
| JP2003009549A (ja) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| JP2006074849A (ja) * | 2004-08-31 | 2006-03-16 | Hitachi Ltd | 自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置 |
| JP2006296115A (ja) * | 2005-04-13 | 2006-10-26 | Hitachi Ltd | 電圧形自励変換装置 |
| JP2007097386A (ja) * | 2005-09-01 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | ３レベル電圧可逆チョッパ装置 |
| JP2007295766A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| CN108832812A (zh) * | 2018-07-10 | 2018-11-16 | 中山市昊源电器设备有限公司 | 一种快速恒压恒流转换装置及其启动控制方法 |
-
1998
- 1998-02-19 JP JP3700298A patent/JPH11233298A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002043095A (ja) * | 2000-03-27 | 2002-02-08 | Applied Materials Inc | 線形加速装置用コントローラ |
| JP2003009549A (ja) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| JP4612234B2 (ja) * | 2001-06-25 | 2011-01-12 | ニチコン株式会社 | パルス電源 |
| JP2006074849A (ja) * | 2004-08-31 | 2006-03-16 | Hitachi Ltd | 自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置 |
| JP2006296115A (ja) * | 2005-04-13 | 2006-10-26 | Hitachi Ltd | 電圧形自励変換装置 |
| JP4617975B2 (ja) * | 2005-04-13 | 2011-01-26 | 株式会社日立製作所 | 電圧形自励変換装置 |
| JP2007097386A (ja) * | 2005-09-01 | 2007-04-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | ３レベル電圧可逆チョッパ装置 |
| JP2007295766A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Nichicon Corp | パルス電源 |
| CN108832812A (zh) * | 2018-07-10 | 2018-11-16 | 中山市昊源电器设备有限公司 | 一种快速恒压恒流转换装置及其启动控制方法 |
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