JP2006074849A

JP2006074849A - 自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置

Info

Publication number: JP2006074849A
Application number: JP2004251782A
Authority: JP
Inventors: Shoichiro Koseki; 庄一郎古関; Hiroshi Kubo; 宏久保; Shinichi Ogawa; 真一小川; Shuji Kato; 修治加藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2004-08-31
Filing date: 2004-08-31
Publication date: 2006-03-16

Abstract

【課題】小電流領域の電流を高精度に制御することを目的とする。
【解決手段】複数台のチョッパ２ａ〜２ｄが並列に多重接続された自励式変換装置１であって、出力電流ｉを電流設定値ｄ１に追従させる制御を行う定電流制御回路５１と、定電流制御回路５１の出力である電圧設定値ｄ２と出力電圧ｖとを一致させる積分制御を行う定電圧制御回路５２と、定電圧制御回路５２の出力信号である信号波ｄ３を変調してチョッパ２ａ〜２ｄの出力電圧を調整するＰＷＭ回路５３とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、自励電力変換装置に係り、特に、複数の電圧形変換器を並列に多重接続してなる自励式変換装置に関する。

従来の自励式変換装置においては、電圧形変換器であるチョッパをパルス幅変調制御して加速器用電磁石の電流制御を行うように構成されている（例えば、非特許文献１）。
池田博、外２名、「加速器用高速高精度電磁石電源」、東芝レビュー、１９８８年、第４３巻、第４号、ｐ．３５５−３５７

しかしながら、前記したチョッパ間には横流が流れるため、小電流領域のときに電流が断続的になり、チョッパの出力電圧波形が乱れることとなる。このため、チョッパを正常に動作させることができなくなり、その結果、電流制御の精度を高めることができないという問題があった。特に、加速器用電磁石電源は、小電流時においても高精度の電流制御が要求されるため、自励式変換装置の電流制御の精度を高める必要があった。

そこで、本発明は、前記した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、小電流領域での電流制御を高精度に行うことができる自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置を提供することである。

前記した課題を解決するため本発明は、複数台の電圧形変換器が並列に多重接続された自励式変換装置であって、前記自励式変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う電流制御部と、前記電流制御部の出力と前記自励式変換装置の出力電圧とを一致させる積分制御を行う電圧制御部と、前記電圧制御部の出力信号を変調して前記各電圧形変換器の出力電圧を調整する調整部とを備えた。

本発明によれば、小電流領域での電流制御を高精度に行うことができる。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る自励式変換装置を示す構成図である。ここでは、電圧形変換器である二象限チョッパを４台並列に多重接続した場合を例にして説明する。
図１において、自励式変換装置１は、多重接続された４台のチョッパ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄをパルス幅変調制御して、電磁石９に流れる負荷電流を制御するように構成されている。電磁石９は、例えば加速器用の電磁石である。以下、これを具体的に説明する。

４台のチョッパ２ａ〜２ｄは、リアクトル８１，８２を介して、並列に接続されている。リアクトル８１，８２は、横流抑制用およびフィルタ用として用いられている。そして、各チョッパ２ａ〜２ｄには、所定電圧の交流電源Ｐを直流に変換する整流器３が接続され、直流電力が供給されるようになっている。各チョッパ２ａ〜２ｄは、２つの逆並列ダイオード付ＩＧＢＴ（以下単に「ＩＢＧＴ」という。）２１，２４と、２つの整流ダイオード２２，２３とから構成されている。なお、ＩＧＢＴは、The Insulated Gate Bipolar Transistorの略である。
そして、整流器３と各チョッパ２ａ〜２ｄとの間には、直流コンデンサ４が接続され、電圧変動を抑制するようになっている。なお、直流コンデンサ４は、各チョッパ２ａ〜２ｄおよび整流器３に含めるようにしてもよい。
コンデンサ回路８は、前記したリアクトル８１，８２とともにフィルタ用として用いられている。すなわち、コンデンサ回路８とリアクトル８１，８２とによってフィルタが構成されている。

符号５は、チョッパ制御装置を示し、このチョッパ制御装置５は、チョッパ２ａ〜２ｄをパルス幅変調して負荷電流を予め設定された電流設定値ｄ１に追従させる制御を行っている。チョッパ制御装置５は、定電流制御回路（電流制御部）５１、定電圧制御回路（電圧制御部）５２およびパルス幅変調回路（調整部）５３を主要部としている。なお、パルス幅変調回路５３は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路５３と略す。以下、これらの回路構成について詳述する。

定電流制御回路５１は、加算器５４により求められた偏差、すなわち、予め設定された電流設定値ｄ１と電流検出器６で検出された出力電流ｉとの差（ｄ１−ｉ）を基に、出力電流ｉを電流設定値ｄ１に追従させる演算制御を行うようになっている。

定電圧制御回路５２は、加算器５５により求められた偏差、すなわち、電流制御回路５１の出力である電圧設定値ｄ２と電圧検出器７で検出された出力電圧ｖとの差（ｄ２−ｖ）を基に、その電圧設定値ｄ２と出力電圧ｖとを一致させる積分制御を行うようになっている。これにより、高速に応答することが可能となる。また、外乱の影響を受けにくくなる。なお、前記した各回路５１〜５３および加算器５４，５５は、例えばアナログ回路で構成されている。

ＰＷＭ回路５３は、定電圧制御部５２の出力信号である信号波ｄ３と搬送波（ここでは三角波）とを比較してパルス幅変調を行うようになっている。これにより、各チョッパ２ａ〜２ｄのＩＢＧＴ２１，２４へのオン・オフ指令が行われる。
なお、チョッパ２ａ〜２ｄは並列接続されているので、その合成出力電圧は、各チョッパ２ａ〜２ｄの出力電圧の平均値となる。また、搬送波の位相は、チョッパ２ａ〜２ｄごとにずれているので、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス周波数は高くなる。

次に、前記した定電圧制御回路５２を具備してなる電圧制御系のループゲインＧ_Lについて詳述する。このループゲインＧ_Lは、フィルタの影響を無視すると、式（１）で求められる。

Ｇ_L＝Ｋｖ×ＫＰＷＭ×ＵｄＬ×Ｋｄ …（１）

ただし、Ｋｖは定電圧制御回路５２の積分ゲイン、ＫＰＷＭはＰＷＭ回路５３における信号波に対する変調率の倍率、ＵｄＬは直流コンデンサ４の充電電圧、Ｋｄは電圧検出器７の電圧検出倍率である。

なお、ＫＰＷＭは、例えば三角波の振幅が−１０Ｖ〜＋１０Ｖの場合、１／１０となる。

また、定電圧制御系のループ回路の伝達関数Ｇ（ｓ）は、次の式（２）で表される。ただし、電圧検出などによる遅れを無視するものとする。なお、Ｇ_Lは式（１）のループゲインである。

Ｇ（ｓ）＝Ｇ_L／ｓ …（２）

式（２）から、定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃ（角周波数ｒａｄ／ｓで表す。）は、Ｇ_Lとなる。ただし、実際には電圧検出はフィルタ出力部で検出されているので、フィルタによる遅れなどを考慮する必要があるが概略値としては、このようにしてよい。したがって、自励式変換装置１の出力電圧ｖは、１／Ｇ_Lの時定数で応答することになる。なお、クロスオーバ周波数ｗｃは、定電圧制御系の時定数の逆数となる。

次に、前記した自励式変換装置１の出力特性について説明する。ここでは、図１に示した自励式変換装置１において、スイッチング周波数を１２．５ｋＨｚ、合成パルス周波数を１００ｋＨｚ（６２８ｋｒａｄ／ｓ）、負荷インダクタンスを４０ｍＨ、負荷抵抗を４０ｍΩ、電源定格電流を１０００Ａ、直流コンデンサ４の充電電圧を６５０Ｖ、横流抑制用インダクタンス８１，８２を３００μＨとした。
また、電流設定値ｄ１は、電流断続時の特性を検討するため、図２に示すように、ピーク値を６０Ａ（定格電流の６％）、変化率を１０００Ａ／０．１ｓとしたランプ入力とした。そして、このランプ入力に対するトラッキング誤差を１／１０³の精度にするため、電流制御系のループゲインのクロスオーバ周波数を１０ｋｒａｄ／ｓとした。
そして、定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃなどを変化させて後記の各種シミュレーションを行い、それぞれの場合において、ランプ入力に対する応答の誤差、すなわち出力電流ｉと電流設定値ｄ１との電流誤差（ｄ１−ｉ）を求めた。

ここで、後記のシミュレーションでは、定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃを定電流制御系のループゲインのクロスオーバ周波数１０ｋｒａｄ／ｓよりも高い周波数、たとえば２０ｋｒａｄ／ｓに設定したが、それを可能とするためには、電圧検出の遅れなどによる位相遅れや、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス数に留意すべき必要があったので、以下、この点について説明する。
まず、位相遅れに関して説明する。図１に示した定電圧制御回路５２が積分制御を行う場合、９０度の位相遅れがあるため、積分以外でのフィルタや出力電圧ｖの検出などによる位相遅れを６０度以下にして位相余有を少なくとも３０度確保しなければならない。しかし、チョッパ２ａ〜２ｄに流れる電流が小電流になって断続的になる場合には、チョッパ２ａ〜２ｄに電流が流れない期間が長くなり、フィルタの放電ができなくなるなどの理由で、チョッパ２ａ〜２ｄの電圧制御ができなくなる。このため、小電流領域においては、ハンチングが生じる場合があった。そこで、出力電圧ｖの検出などによる位相遅れをさらに小さくした。例えば、後記のシミュレーション２，３では、電圧検出の遅れなどによる位相遅れを１０度以下となるように設定した。

なお、位相遅れを１０度以下にする場合、フィルタの遮断周波数を定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃに対して３．９倍以上に設定しなければならない。例えば、フィルタの遮断周波数を６６ｋｒａｄ／ｓ、１３２ｋｒａｄ／ｓ、２６５ｋｒａｄ／ｓに設定した場合、図３に示すように、それぞれのフィルタの位相特性はθ１，θ２，θ３で表され、振幅特性はＡ１，Ａ２，Ａ３で表される。ただし、ここでは、チョッパ２ａ〜２ｄの動作遅れ、電圧検出器７の動作遅れなどを考慮して、２μｓの時定数の一次遅れ特性を追加した。
図３に示した位相特性θ１の場合、位相遅れを１０度以下にするため、クロスオーバ周波数ｗｃを１７ｋｒａｄ／ｓに下げる必要がある。つまり、フィルタの遮断周波数は、クロスオーバ周波数ｗｃに対して３．９倍（６６／１７）以上に設定しなければならない。ここでは、余裕をみて４倍とした。

次に、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス数に関して説明する。図１では、チョッパ２ａ〜２ｄの出力リプルがフィルタによって−２０ｄＢ以上減衰することを想定した。−２０ｄＢになるのは、図３に示した遮断周波数６６ｋｒａｄ／ｓのフィルタの振幅特性Ａ１から、角周波数ｗが約２２０ｋｒａｄ／ｓのときとなるので、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス数をフィルタの遮断周波数の約３．３倍（２２０／６６）にしなければならない。ここでは、余裕を見て３．５倍とした。そうすると、合成パルス周波数は、前記したクロスオーバ周波数ｗｃの１４倍（４×３．５）にしなければならない。ここでは、余裕を見て１５倍とした。したがって、例えば、クロスオーバ周波数ｗｃを２０ｋｒａｄ／ｓとした場合、合成パルス数は、３００ｋｒａｄ／ｓ（≒４８ｋＨｚ）以上に設定しなければならない。

[シミュレーション１]
まず、シミュレーション１について説明する。シミュレーション１では、定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃを２０ｋｒａｄ／ｓ、フィルタの遮断周波数を１３２ｋｒａｄ／ｓ（図３のθ２，Ａ２参照）に設定して行った。これにより、定電圧制御の応答速度は時定数が５０μｓとなり、定電圧制御の遅れが定電流制御に比べて小さくなる。

シミュレーション１の結果を図４に示す。ここでは、定電圧制御を行わなかった場合の出力特性との比較を行うため、図５に示した比較例の自励式変換装置１００の出力特性も破線で示した。
図４によると、比較例の自励式変換装置１００では、破線で示したように、電流誤差が−１．５Ａ〜＋１．０Ａとなった。特に、電流断続が生じる５ｍｓ過ぎまでの電流誤差が理論値と大きく異なった。
これに対し、実施例の自励式変換装置１では、実線で示したように、電流誤差が−１．０Ａ〜＋１．０Ａとなり、電流断続が生じる５ｍｓ過ぎまでの間の電流誤差が理論値と大きく異なることはなかった。これは、次のような理由による。すなわち、図１に示した定電圧制御部５２の信号波ｄ３が負にバイアスされて、図１に示した出力電圧ｖが電圧設定値ｄ２に等しくなるように制御されたからである。このときの出力電圧ｖ、電圧設定値ｄ２および信号波ｄ３の関係を図６に示す。

図６によると、電流断続が生じる５ｍｓ過ぎまでの間は、図１に示した定電圧制御回路５２によって、信号波ｄ３が負にバイアスされ、出力電圧ｖが電圧設定値ｄ２にほぼ等しくなった。このため、電流断続が生じても、出力電流波形をほぼ理論どおりの応答波形にすることが可能となり、電流設定値ｄ１をランプ入力として与えたときの積分制御による電流制御系の電流誤差の定常値も１Ａ｛＝１０００（Ａ）／０．１（ｓ）／１０（ｋｒａｄ／ｓ）]となった。すなわち、定格電流１０００Ａに対して１／１０³となった。したがって、図１に示した加速器用電磁石９に高速でかつ高精度に通電することができる。

[シミュレーション２]
シミュレーション２では、定電圧制御系のクロスオーバ周波数ｗｃを４０ｋｒａｄ／ｓ、フィルタの遮断周波数ｗｃを２５６ｋｒａｄ／ｓ（図３のθ３，Ａ３参照）に設定して行った。これにより、定電圧制御の応答速度は時定数が２５μｓとなり、定電圧制御の遅れが定電流制御に比べて十分小さくなる。
そして、電圧設定値ｄ２から出力電圧ｖの検出値までの積分制御による９０度遅れ以外の位相遅れを、クロスオーバ周波数ｗｃにおいて約９度に設定した。このときの電圧設定値ｄ２から出力電圧ｖの検出値までのオープンループでの角周波数特性を図７に示す。ただし、位相特性では積分制御による９０度遅れを除いて示した。図７では、振幅特性を実線で、位相特性を破線でそれぞれ表している。この図７から、実際のクロスオーバ周波数ｗｃは、フィルタの影響をうけて約４５ｋｒａｄ／ｓになり、そのときの位相遅れは約９度になる。
このシミュレーション２の結果を図８に示す。図８によると、定電圧制御系のクロスオーバ周波数ｗｃをシミュレーション１の場合よりも高くしたため、電流設定値がピーク値で一定になったときの振動的な乱れがなくなり、より理想に近い電流誤差の波形となった。

なお、前記したシミュレーション１，２では、定電流制御系のループゲインのクロスオーバ周波数を１０ｋｒａｄ／ｓに設定したが、これよりも低い周波数（例えば、３ｋｒａｄ／ｓ程度など）に設定してもよい。ただしこの場合も、定電圧制御系のクロスオーバ周波数ｗｃは、定電圧制御の遅れが定電流制御に比べて小さくなるように、定電流制御系のループゲインのクロスオーバ周波数よりも高い周波数、すなわち１０ｋｒａｄ／ｓ以上とすることが望ましい。

[シミュレーション３]
シミュレーション３では、定電圧制御系のループゲインＧ_Lのクロスオーバ周波数ｗｃを４０ｋｒａｄ／ｓ、フィルタの遮断周波数をクロスオーバ周波数ｗｃの１０倍以上となる５２０ｋｒａｄ／ｓに設定した。また、電流制御系のループゲインのクロスオーバ周波数を２０ｋｒａｄ／ｓとした。
このときの電圧設定値ｄ２から出力電圧ｖの検出値までのオープンループでの角周波数特性を図９に示す。ここでも、振幅特性を実線で、位相特性を破線でそれぞれ表している。この図９から、クロスオーバ周波数ｗｃにおける位相遅れは約５度になる。このため、シミュレーション３では、電流制御系のクロスオーバ周波数を前記した２０ｋｒａｄ／ｓのように高くすることができる。
このシミュレーション３の結果を図１０に示す。図１０によると、電流誤差が−０．５Ａ〜＋０．５Ａとなり、シミュレーション１，２（図４，図８参照）の場合に比べて、電流誤差が半減した。したがって、電流誤差の波形がより改善され、より高精度の電流制御を実現することが可能となる。

なお、前記したシミュレーション２，３では、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス数は１００ｋＨｚ（６２８ｋｒａｄ／ｓ）となり、フィルタの遮断周波数の３．５倍以上にならなかった。しかし、チョッパを４台以上並列に接続する場合、出力電圧のリプルは振幅が小さくなるとともに周波数が高くなるので、電磁石９の電流リプルとしては十分に小さくなり、フィルタで電圧リプルを低減する必要性が少なくなる。このため、フィルタの遮断周波数を高くしても問題にならない。ただしこのような場合であっても、電圧制御系に対する影響をなるべく受けないようにするため、チョッパ２ａ〜２ｄの合成パルス数をクロスオーバ周波数ｗｃの１０倍以上とすることが望ましい。

［実施の形態２］
次に、実施の形態２について説明する。この実施の形態２に係る自励式変換装置１Ａは、図１１に示すように、図１に示した自励式変換装置１に並列接続された４台のチョッパ２ａ〜２ｄを２台のチョッパ２ａ，２ｂで構成した点に特徴を有する。その他の自励式変換装置１Ａの構成は、前記した実施の形態１とほぼ同様である。このように構成しても、加速器用電磁石９に高速でかつ高精度に通電することが可能となる。

［実施の形態３］
実施の形態３に係る自励式変換装置１Ｂは、図１２に示すように、２台のチョッパ２ａ，２ｂの出力側に電圧検出器７をそれぞれ設けるとともに、チョッパ制御装置５に電圧平均値算出回路５６を設けた点に特徴を有する。
電圧検出器７は、各チョッパ２ａ，２ｂの出力電圧ｖａ，ｖｂを検出するようになっている。また、電圧平均値算出回路５６は、電圧検出器７によって検出された出力電圧ｖａ，ｖｂの平均値を算出して加算器５５に出力するようになっている。その他の自励式変換装置１Ｂの構成は、図１１に示した実施の形態２とほぼ同様である。
このように構成すると、図１２に示したように、定電圧制御回路５２には、出力電圧ｖａ，ｖｂの平均値がフィードバックされることとなり、電圧検出による遅れの影響を受けることなく、より高精度で定電圧制御を行うことが可能となる。なお、実施の形態３の場合もノイズ抑制用のフィルタを設けるようにしてもよい。

［実施の形態４］
実施の形態４に係る自励式変換装置１Ｃは、図１３に示すように、２台のチョッパ２ａ，２ｂを相間リアクトル８３，８４を介して並列接続するとともに、リアクトル８１，８２をフィルタ専用とした。また、電圧検出器７をフィルタ８の前に設け、フィルタによる電圧検出の遅れを解消するようにした点に特徴を有する。その他の自励式変換装置１Ｃの構成は、図１１に示した実施の形態２とほぼ同様である。このように構成しても、加速器用電磁石９に高速でかつ高精度に通電することが可能となる。

なお、本発明は、前記した実施の形態１〜４に限られない。自励式変換装置の構成および制御方式は、既知の技術により種々の変更が可能である。例えば、図１のチョッパ制御部５を、定電圧制御部５２を除き、ディジタル演算で行うように構成してもよい。また、電圧形変換器の並列台数を４台以上にしてもよい。さらに、二象限チョッパではなく四象限チョッパとしてもよい。

本発明の実施の形態１に係る自励式変換装置を示す構成図である。図１の電流設定値の一例を示す図である。図１のフィルタの周波数特性を示す図である。シミュレーション１における本実施例の電流誤差の波形と比較例の電流誤差の波形とを示す図である。比較例の自励式変換装置を示す構成図である。シミュレーション１における出力電圧、電圧設定値および信号波の関係を示す図である。シミュレーション２における電圧設定値に対する出力電圧の検出値の角周波数特性を示す図である。シミュレーション２における電流誤差の波形を示す図である。シミュレーション３における電圧設定値に対する出力電圧の検出値の角周波数特性を示す図である。シミュレーション３における電流誤差の波形を示す図である。本発明の実施の形態２に係る自励式変換装置を示す構成図である。本発明の実施の形態３に係る自励式変換装置を示す構成図である。本発明の実施の形態４に係る自励式変換装置を示す構成図である。

符号の説明

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ自励式変換装置
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄチョッパ
５チョッパ制御装置
５１定電流制御回路
５２定電圧制御回路
５３パルス幅変調回路
５６加算平均回路
６電流検出器
７電圧検出器
９電磁石

Claims

複数台の電圧形変換器が並列に多重接続された自励式変換装置であって、
前記自励式変換装置の出力電流を予め設定された電流設定値に追従させる制御を行う電流制御部と、
前記電流制御部の出力と前記自励式変換装置の出力電圧とを一致させる積分制御を行う電圧制御部と、
前記電圧制御部の出力信号を変調して前記各電圧形変換器の出力電圧を調整する調整部と
を備えたことを特徴とする自励式変換装置。
前記電圧制御部を具備してなる電圧制御系のループゲインのクロスオーバ周波数を１０ｋｒａｄ／ｓ以上に設定したことを特徴とする請求項１に記載の自励式変換装置。
前記電圧制御部を具備してなる電圧制御系のループゲインのクロスオーバ周波数を４０ｋｒａｄ／ｓ以上に設定したことを特徴とする請求項１に記載の自励式変換装置。
前記自励式変換装置の出力側にリプル抑制用のフィルタが接続されている場合、前記フィルタの遮断周波数を前記電圧制御系のループゲインのクロスオーバ周波数の４倍以上とするとともに、前記自励式変換装置の出力電圧検出までの位相遅れを１０度以下にしたことを特徴とする請求項３に記載の自励式変換装置。
前記自励式変換装置の出力側にリプル抑制用のフィルタが接続されている場合、前記フィルタの遮断周波数を前記電圧制御系のループゲインのクロスオーバ周波数の１０倍以上とするとともに、前記自励式変換装置の出力電圧検出までの位相遅れを５度以下にしたことを特徴とする請求項３に記載の自励式変換装置。
前記電圧形変換器を少なくとも４台並列接続した場合、前記各電圧形変換器の合成パルス周波数を前記電圧制御系のループゲインのクロスオーバ周波数の１０倍以上にしたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の自励式変換装置。
前記自励式変換装置の出力電圧は、前記各電圧形変換器の出力電圧の平均値であることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の自励式変換装置。
前記電圧制御部をアナログ回路で構成したことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の自励式変換装置。
請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の自励式変換装置の出力電流を加速器用電磁石に通電して構成したことを特徴する加速器用電磁石電源装置。