JP2006166664A - 電圧形インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス幅変調制御により所望の交流電圧を出力する電圧形インバータにおけるデッドタイム，オン電圧降下、各相の電圧バラツキを補償する制御方法を提供する。
【解決手段】電圧形インバータを電力変換装置２と制御装置３０とで構成し、予め前記電圧形インバータから所定の直流電流を流すための制御装置３０内のそれぞれの操作・制御量から前記それぞれを補償する３相補償電圧指令値を導出し、前記電圧形インバータが通常運転時には、制御装置３０からの前記３相補償電圧指令値を加算した３相交流電圧指令値を電流変換装置２に送出することで、歪みの少ない３相交流電圧を前記電圧形インバータから出力させる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいて、パルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して電動機などの負荷に供給する電圧形インバータの制御方法に関する。

図１０は、この種の電圧形インバータの従来例を示す回路構成図であり、この電圧形インバータは整流電源などから得られる直流電圧を自己消弧形素子とダイオードの逆並列回路を３相ブリッジ接続してなるインバータ主回路にて、外部からの３相交流電圧指令値をパルス幅変調制御しつつ所望の周波数，振幅の交流電圧に変換する電力変換装置１と制御装置１０とからなり、変換された交流電圧を負荷としての電動機６に供給している。

この制御装置１０には、例えば、電動機６をベクトル制御するための一次周波数指令値（ω₁ ^*）と回転座標系のｄ軸，ｑ軸成分電流指令値（ｉ_1d ^*，ｉ_1q ^*）とを生成する指令値生成手段１１と、前記ω₁ ^*を時間積分した位相角指令値（θ^*）を生成する積分器１２と、この位相角指令値θ^*に基づいて電力変換装置１から電動機６に流れる３相交流電流としての電流検出器５の出力である３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）を前記回転座標系のｄ軸，ｑ軸電流検出値（ｉ_1d，ｉ_1q）に変換する座標変換器１３と、前記ｄ軸，ｑ軸成分電流指令値（ｉ_1d ^*，ｉ_1q ^*）とｄ軸，ｑ軸電流検出値（ｉ_1d，ｉ_1q）との偏差を求める偏差演算器１４と、それぞれの前記偏差を零にする調節演算を行い、この演算結果を前記回転座標系のｄ軸，ｑ軸成分電圧指令値（ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*）として出力する電流調節器１５と、前記電圧指令値（ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*）を静止座標系の３相電圧指令値（ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*）に変換する座標変換器１６と、この３相電圧指令値（ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*）と後述の３相補償電圧値（ｖ_UC，ｖ_VC，ｖ_WC）とを加算演算し新たな３相電圧指令値として電力変換装置１へ出力する指令値演算器１７と、前記３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）から電力変換装置１におけるパルス幅変調制御の際のデッドタイムによる電圧降下分を補償するためにそれぞれの前記検出値の極性検出を行い、得られた極性に基づく前記３相補償電圧値（ｖ_UC，ｖ_VC，ｖ_WC）を出力する補償電圧演算器１８とから構成されている。なお、これらの構成要素は周知の技術により形成されている。
特開２００４−１１２８７９号公報 （第３頁，第１図）

図１０に示した従来の電圧形インバータにおいては、電流検出器５から得られる３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）に基づいて電力変換装置１におけるパルス幅変調制御の際のデッドタイムによる電圧降下分を補償するために、それぞれの前記検出値の極性検出を行い、得られた極性に基づく前記３相補償電圧値（ｖ_UC，ｖ_VC，ｖ_WC）と前記３相電圧指令値（ｖ_U ^*，ｖ_V ^*，ｖ_W ^*）とを加算演算した値を新たな３相電圧指令値として電力変換装置１へ入力しているが、前記極性検出の際に電流波形に含まれる零クロス歪みに起因して、電動機６の低速域での回転ムラが増大し、また、電動機６のトルク電流制御の安定性が損なわれるという問題点があり、例えば、上記特許文献１に記載されている対策方法では、前記電流検出値とその電流指令値それぞれの極性値とから前記３相補償電圧値を得るようにしている。

この発明の目的は上記問題点を解消するとともに、前記電力変換装置におけるオン電圧誤差，電圧オフセット，電圧振幅誤差も合わせて補償することができる電圧形インバータの制御方法を提供することにある。

この第１の発明は、所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
予め、前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すためのそれぞれの操作・制御量に基づいて３相補償電圧指令値を導出し、前記電圧形インバータが通常運転時には、前記３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする制御方法を行う。

第２の発明は前記第１の発明の電圧形インバータの制御方法において、
前記操作・制御量として前記パルス幅変調制御の際のキャリア周波数と、前記電圧形インバータの中間直流電圧値と、前記直流電流を流すための電流指令値および３相交流電圧指令値とを用いたことを特徴とす。

第３の発明は前記電圧形インバータにおいて、
先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、次に、前記電圧形インバータが出力する互いに異なった複数組の直流電流値と、前記電圧形インバータが前記それぞれの直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、このときの前記パルス幅変調制御する際のキャリア周波数と、前記デッドタイム補償量とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際に発生するスイッチング素子のオン電圧降下量を補償するオン電圧補償量を演算し、前記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流と前記それぞれの補償量とに基づいてそれぞれの３相補償電圧指令値を導出し、前記それぞれの３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする制御方法を行う。

第４の発明は前記電圧形インバータにおいて、
先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、次に、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各相出力間の電圧のバラツキを補償する電圧振幅補償量を演算し、前記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流それぞれの振幅を前記デッドタイム補償量と前記電圧振幅補償量との加算値に基づいて制限した３相補償電圧指令値を導出し、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする制御方法を行う。

第５の発明は前記第３又は第４の発明の電圧形インバータの制御方法において、
前記電圧形インバータが出力する前記直流電流を何れか２相間に流すようにし、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする。

第６の発明は前記該３又は第４の発明の電圧形インバータの制御方法において、
前記電圧形インバータのいずれか１相の上下アームの駆動信号それぞれを阻止し、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする。

第７の発明は前記電圧形インバータにおいて、
予め、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を何れか２相間に流す６通りの通流状態により、前記電圧形インバータが前記直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各アームそれぞれのスイッチング素子の電圧のバラツキを補償する電圧オフセット補償量を演算し、前記電圧形インバータの通常運転時には、前記補償量を３相補償電圧指令値とし、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値とを加算した値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする制御方法を行う。

第８の発明は前記電圧形インバータにおいて、
先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、次に、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を何れか２相間に流す６通りの通流状態により、前記電圧形インバータが前記直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各相出力間の電圧のバラツキを補償する電圧振幅補償量と該電圧形インバータの各アームそれぞれのスイッチング素子の電圧のバラツキを補償する電圧オフセット補償量とを演算し、記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流それぞれの振幅を前記デッドタイム補償量と前記電圧振幅補償量と前記電圧オフセット補償量とに基づいて制限した３相補償電圧指令値を導出し、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする制御方法を行う。

第９の発明は前記第７又は第８の発明の電圧形インバータの制御方法において、
前記電圧形インバータのいずれか１相の上下アームの駆動信号それぞれを阻止し、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする。

この発明の電圧形インバータの制御方法によれば、前記デッドタイム補償量とオン電圧補償量とを別々に導出することで、前記電圧形インバータの通常運転時における任意のキャリア周波数での任意の出力電流で補償することが可能であり、また、前記電圧オフセット補償量と電圧振幅補償量とを別々に導出することで、前記電圧形インバータの通常運転時に該電圧形インバータが出力電圧の基本波と２倍高調波それぞれのリプル成分についても補償することができる。

図１はこの発明の実施の形態を示す電圧形インバータの回路構成図であり、この図において、図１０に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち、図１に示した電圧形インバータは電力変換装置２と制御装置３０とから構成され、この電力変換装置２には、図２に示すようにＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路（Ｕ相〜Ｚ相）を３相ブリッジ接続してなるインバータ主回路２１と、このインバータ主回路２１の直流電源２２と、外部からの３相交流電圧指令値をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御しつつ所望の周波数，振幅の交流電圧をインバータ主回路２１から出力するための駆動信号を生成するＰＷＭ制御回路２３と、直流電源２２の両端電圧（ｅ_DC）を検出する電圧検出器２４とを備えている。

なお、このＰＷＭ制御回路２３は外部からの周波数指令（ｆ^*）に基づいて前記ＰＷＭ制御の際のキャリア周波数を任意に変更することができ、また、外部からのゲート阻止指令（ｇ^*）が発せられると、インバータ主回路２１の任意の１組の上下アームそれぞれへの駆動信号を阻止することができる。

また、制御回路３０には図１０で示した従来の積分器１２，座標変換器１３，偏差演算器１４，座標変換器１６，指令値演算器１７の他に、前述の一次周波数指令値（ω₁ ^*），ｄ軸，ｑ軸成分電流指令値（ｉ_1d ^*，ｉ_1q ^*），周波数指令（ｆ^*），ゲート阻止指令（ｇ^*）と、後述の電流調節器３２への動作状態を指令する動作指令（ｈ^*）とを発する指令値生成手段３１と、前記電流調節器３２と、補償電圧演算手段３３または補償電圧演算手段３４の何れかとを備えている。

図３は図１に示した補償電圧演算手段３３の詳細回路構成図であり、この補償電圧演算手段３３にはオン電圧補償量演算手段４０と、電圧オフセット補償量演算手段５０と、加算演算器５１，５２と、電圧振幅補償量演算手段６０と、デッドタイム補償量演算手段７０とを備えている。

図４は図３に示したオン電圧補償量演算手段４０の詳細回路構成図であり、このオン電圧補償量演算手段４０には座標変換器４１と、一次遅れフィルタ４２と、座標変換器４３と、折れ線関数回路４４〜４６とを備えている。

すなわち、図１に示した電圧形インバータが通常運転時には、補償電圧演算手段３３ではオン電圧補償量演算手段４０，電圧オフセット補償量演算手段５０，デッドタイム補償量演算手段７０それぞれの出力が加算演算器５１と加算演算器５２により加算された値を３相補償電圧値（ｖ_UC，ｖ_VC，ｖ_WC）として出力するようにしている。

図１に示した電圧形インバータにおけるそれぞれの補償量の導出方法について、図５，６に示した特性図を参照しつつ、以下に説明をする。

先ず、図５に示す「モード０」の条件で、図１に示した電圧形インバータを動作させると、下記数１式の関係が成立する。
［数１］
ｖ^*（０）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C1＋ｖ_ON（０）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（０）
ここで、Ｔ_DEADはデッドタイム補償量設定値，ｖ_ONはこのときのインバータ主回路２１で生ずるオン電圧値，ｆ_C1はキャリア周波数，Ｉ_DCは通流電流を示し、Ｒ₁は電動機６の抵抗値を示す。

次に、図５に示す「モード１」の条件で、図１に示した電圧形インバータを動作させると、下記数２式の関係が成立する。
［数２］
ｖ^*（１）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2＋ｖ_ON（１）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（１）
ここで、ｆ_C2はキャリア周波数を示し、ｆ_C1＞ｆ_C2の関係になっている。

上記数１式，数２式において、図５に示す様にＩ_DC（０）＝Ｉ_DC（１）の関係にあり、同じ通流経路であることから、ほぼＶ_ON（０）＝Ｖ_ON（１）の関係になる。従って、「数１−数２」から下記数３式として、この電圧形インバータにおけるＰＷＭ制御の際のデッドタイムを補償するためのデッドタイム補償量設定値Ｔ_DEADを求めることができる。
［数３］
Ｔ_DEAD＝（１／ｅ_DC）｛１／（ｆ_C1−ｆ_C2）｝×｛ｖ^*（０）−ｖ^*（１）｝
また、図５に示す「モード２」〜「モード５」の条件で、図１に示した電圧形インバータを動作させると、下記数４〜数７式の関係が成立する。
［数４］
ｖ^*（２）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2＋ｖ_ON（２）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（２）
［数５］
ｖ^*（３）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2＋ｖ_ON（３）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（３）
［数６］
ｖ^*（４）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2＋ｖ_ON（４）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（４）
［数７］
ｖ^*（５）＝ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2＋ｖ_ON（５）＋Ｒ₁・Ｉ_DC（５）
なお、図５に示した通流電流において、Ｉ_DCRは図１に示した電圧形インバータの定格交流出力電流時のピーク値を１００％としている。従って、７５％Ｉ_DCRは前記定格交流出力電流の実効値にほぼ対応する値である。

図２に示したインバータ主回路２１におけるＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧とコレクタ電流との関係により、近似的にＶ_ON（５）＝Ｖ_ON（４）と見做すことができるので、前記Ｒ₁は下記数８式で求めることができる。
［数８］
Ｒ₁＝｛ｖ^*（５）−ｖ^*（４）｝／｛Ｉ_DC（５）−Ｉ_DC（４）｝
よって、オン電圧補償量設定値としてのｖ_ON（１）〜ｖ_ON（５）は前記数２式，数４式〜数７式を変形することで、下記数９式〜数１３式により求めることができる。
［数９］
ｖ_ON（１）＝ｖ^*（１）−ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2−Ｒ₁・Ｉ_DC（１）
［数１０］
ｖ_ON（２）＝ｖ^*（２）−ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2−Ｒ₁・Ｉ_DC（２）
［数１１］
ｖ_ON（３）＝ｖ^*（３）−ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2−Ｒ₁・Ｉ_DC（３）
［数１２］
ｖ_ON（４）＝ｖ^*（４）−ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2−Ｒ₁・Ｉ_DC（４）
［数１３］
ｖ_ON（５）＝ｖ^*（５）−ｅ_DC・Ｔ_DEAD・ｆ_C2−Ｒ₁・Ｉ_DC（５）
すなわち、図４に示したオン電圧補償量演算手段４０では、図１に示した電圧形インバータが通常運転時に電流検出器５から得られる３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）に対して、座標変換器４１，一次遅れフィルタ４２，座標変換器４３を介することにより、前記３相交流電流検出値それぞれのノイズ成分を除去し、さらに、このノイズ成分を除去したそれぞれの電流検出値の瞬時値に対応して、折れ線関数回路４４〜４６それぞれでは前記Ｉ_DC（１）〜Ｉ_DC（５）の値およびその逆極値それぞれと、前記数９式〜数１３式で得られたｖ_ON（１）〜ｖ_ON（５）の値およびその逆極性値それぞれとの交点に基づいた折れ線近似特性から、電力変換装置２におけるスイッチング素子の通流電流値に対応したオン電圧降下量を補償するための３相補償電圧値（ｖ_UC1，ｖ_VC1，ｖ_WC1）として出力するようにしている。

なお、図１に示した電圧形インバータにおいて、図５に示した上述の「モード０」〜「モード５」の動作は、指令値生成手段３１からゲート阻止指令ｈ^*により電力変換装置２のＷ相，Ｚ相への駆動信号を阻止した状態での周波数指令ｆ^*によりキャリア周波数をｆ_C1とｆ_C2とに切り替え、さらに、ｑ軸電流指令値ｉ_1q ^*を零とし、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*により前記Ｉ_DC（０）〜Ｉ_DC（５）に相当する値を指令値生成手段から送出することで行われる。或いは、指令値生成手段３１からゲート阻止指令ｈ^*により電力変換装置２のＷ相，Ｚ相への駆動信号を阻止した状態での周波数指令ｆ^*によりキャリア周波数をｆ_C1とｆ_C2とに切り替え、動作指令ｈ^*により電流調節器３２からのｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^*を零とし、さらに、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*により前記Ｉ_DC（０）〜Ｉ_DC（５）に相当する値を指令値生成手段３１から送出することで行われる。

また、図２に示した電力変換装置２において、インバータ主回路２１のＵ相〜Ｚ相それぞれが発生する誤差電圧をΔｖ_U〜Δｖ_Zとし、電動機６の相毎の抵抗値をＲ_U，Ｒ_V，Ｒ_Wとして図１に示した電圧形インバータを図６に示す「モード１１」〜「モード１６」の条件で動作させると、下記数１４式〜数１９式の関係が成立する。
［数１４］
ｖ_UV ^*（Ｐ）−Δｖ_U−Δｖ_Y＝（Ｒ_U＋Ｒ_V）Ｉ_DC
［数１５］
ｖ_UV ^*（Ｎ）＋Δｖ_X＋Δｖ_V＝−（Ｒ_U＋Ｒ_V）Ｉ_DC
［数１６］
ｖ_WV ^*（Ｐ）−Δｖ_W−Δｖ_Y＝（Ｒ_W＋Ｒ_V）Ｉ_DC
［数１７］
ｖ_WV ^*（Ｎ）＋Δｖ_Z＋Δｖ_V＝−（Ｒ_W＋Ｒ_V）Ｉ_DC
［数１８］
ｖ_UW ^*（Ｐ）−Δｖ_U−Δｖ_Z＝（Ｒ_U＋Ｒ_W）Ｉ_DC
［数１９］
ｖ_UW ^*（Ｎ）＋Δｖ_X＋Δｖ_W＝−（Ｒ_U＋Ｒ_W）Ｉ_DC
また、図２に示した電力変換装置２における各相の誤差電圧を各相の電圧オフセット誤差（ｖ_Uoff，ｖ_Voff，ｖ_Woff）と電圧振幅誤差（ｖ_Uamp，ｖ_Vamp，ｖ_Wamp）とに分けると、以下の関係式が成立する。
［数２０］
ｖ_Uoff＝（Δｖ_U−Δｖ_X）／２
［数２１］
ｖ_Voff＝（Δｖ_V−Δｖ_Y）／２
［数２２］
ｖ_Woff＝（Δｖ_W−Δｖ_Z）／２
［数２３］
ｖ_Uoff＋ｖ_Voff＋ｖ_Woff＝０
ここで、前記「数１４式」＋「数１５式」を、前記数２０式，数２１式により整理すると、下記数２４式の関係になる。
［数２４］
ｖ_Uoff−ｖ_Voff＝｛ｖ_UV ^*（Ｐ）＋ｖ_UV ^*（Ｎ）｝／２
同様に、前記「数１６式」＋「数１７式」を、前記数２１式，数２２式により整理すると、下記数２５式の関係になる。
［数２５］
−ｖ_Uoff−２ｖ_Voff＝｛ｖ_WV ^*（Ｐ）＋ｖ_WV ^*（Ｎ）｝／２
前記数２３式〜数２５式から、図２に示す上下アーム間の電圧オフセットを補償する電圧オフセット補償量設定値としてのｖ_Uoff，ｖ_Voff，ｖ_Woffは、以下に示す数２６式〜数２８式で求めることができる。
［数２６］
ｖ_Uoff＝（１／３）［｛ｖ_UV ^*（Ｐ）＋ｖ_UV ^*（Ｎ）｝
−｛ｖ_WV ^*（Ｐ）＋ｖ_WV ^*（Ｎ）｝／２］
［数２７］
ｖ_Voff＝（１／３）［｛ｖ_UV ^*（Ｐ）＋ｖ_UV ^*（Ｎ）｝／２
＋｛ｖ_WV ^*（Ｐ）＋ｖ_WV ^*（Ｎ）｝／２］
［数２８］
ｖ_Woff＝−（ｖ_Uoff＋ｖ_Voff）
すなわち、図３に示した電圧オフセット補償量演算手段５０では、図１に示した電圧形インバータが通常運転時に前記数２６式〜数２８式により得られた値ｖ_Uoff，ｖ_Voff，ｖ_Woffそれぞれを３相補償電圧値（ｖ_UC2，ｖ_VC2，ｖ_WC2）として出力するようにしている。

また、Ｕ相を基準としたＶ相の振幅誤差Δ_VUampと、Ｖ相，Ｙ相アームの誤差Δｖ_V，Δｖ_Yと、Ｕ相，Ｘ相アームの誤差Δｖ_U，Δｖ_Xとの間には下記数２９式の関係がある。［数２９］
Δｖ_V＋Δｖ_Y＝Δｖ_U＋Δｖ_X＋２Δｖ_VUamp
同様に、Ｕ相を基準としたＷ相の振幅誤差Δ_WUampと、Ｗ相，Ｚ相アームの誤差Δｖ_W，Δｖ_Zと、Ｕ相，Ｘ相アームの誤差Δｖ_U，Δｖ_Xとの間には下記数３０式の関係がある。［数３０］
Δｖ_W＋Δｖ_Z＝Δｖ_U＋Δｖ_X＋２Δｖ_WUamp
前記「数１４式」−「数１５式」は前記数２９式により、以下の数３１式となる。
［数３１］
ｖ_UV ^*（Ｐ）−ｖ_UV ^*（Ｎ）−２（Δ_vU＋Δ_vX）−２Δ_VUamp
＝２（Ｒ_U＋Ｒ_V）Ｉ_DC
前記「数１６式」−「数１７式」は前記数３０式により、以下の数３２式となる。
［数３２］
ｖ_WV ^*（Ｐ）−ｖ_WV ^*（Ｎ）−２（Δ_vU＋Δ_vX）−２Δ_VUamp−２Δ_WUamp
＝２（Ｒ_W＋Ｒ_V）Ｉ_DC
前記「数１８式」−「数１９式」は前記数３０式により、以下の数３３式となる。
［数３３］
ｖ_UW ^*（Ｐ）−ｖ_UW ^*（Ｎ）−２｛（Δ_vU＋Δ_vX）−２・Δ_WUamp｝
＝２（Ｒ_U＋Ｒ_W）Ｉ_DC
上記数３１式〜数３３式において、電動機６の相毎の抵抗値Ｒ_U，Ｒ_V，Ｒ_Wは、互いにほぼ等しい値と見做せるので、「数３２式」−「数３１式」は下記数３４式となる。
［数３４］
Δｖ_WUamp＝（１／２）［｛ｖ_WV ^*（Ｐ）−ｖ_WV ^*（Ｎ）｝
−｛ｖ_UV ^*（Ｐ）−ｖ_UV ^*（Ｎ）｝］
同様に、「数３２式」−「数３３式」は下記数３５式となる。
［数３５］
Δｖ_VUamp＝（１／２）［｛ｖ_WV ^*（Ｐ）−ｖ_WV ^*（Ｎ）｝
−｛ｖ_UW ^*（Ｐ）−ｖ_UW ^*（Ｎ）｝］
上記数３４式，数３５式から、上述の電圧振幅誤差が各相に均等にバラツクものと見做し、図２に示した電力変換装置２の各相出力間の電圧のバラツキを補償するための各相毎の電圧振補償量設定値（Δｖ_Uamp，Δｖ_Vamp，Δｖ_Wamp）は、下記数３６式〜数３８式で求めることができる。
［数３６］
Δｖ_Uamp＝−（Δｖ_VUamp＋Δｖ_WUamp）／３
［数３７］
Δｖ_Vamp＝−｛（Δｖ_VUamp＋Δｖ_WUamp）／３｝＋Δｖ_VUamp
［数３８］
Δｖ_Wamp＝−｛（Δｖ_VUamp＋Δｖ_WUamp）／３｝＋Δｖ_WUamp
図７は図３に示したデッドタイム補償量演算手段７０の詳細回路構成図であり、このデッドタイム補償量演算手段７０にはデッドタイム補償量設定回路７１，加算演算器７２，座標変換器７３，可変フィルタ７４，座標変換器７５，傾き設定器７６，乗算器７７〜７９、極性反転回路８０，振幅制限回路８１，極性反転回路８２，振幅制限回路８３，極性反転回路８４，振幅制限回路８５を備えている。

すなわち、図７に示したデッドタイム補償量演算手段７０では、図１に示した電圧形インバータが通常運転時に電流検出器５から得られる３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）に対して、座標変換器７３，可変フィルタ７４，座標変換器７５を介することにより、前記３相交流電流検出値それぞれに対して、その基本波周波数の成分の振幅値を損なうことなくノイズ成分を除去し、このノイズ成分を除去した３相交流電流値に対して、零クロス点近傍の歪みを補整するために傾き設定器７６と乗算器７７〜７９を介し、この乗算器７７〜７９それぞれを介した各相の電流検出値の正負の瞬時値の振幅それぞれを、電圧振幅補整量演算手段６０からの前記数３６式〜数３８式で得られた各相値とデッドタイム補償量設定回路７１からの前記数３式で得られた値との加算値である加算演算器７２のそれぞれの出力値に基づいて極性反転回路８０，８２，８４と振幅制限回路８１，８３，８５により制限した値を、電力変換装置２におけるスイッチング素子の通流電流値に対応したデッドタイムと、各相出力間の電圧のバラツキを補償するための３相補償電圧値（ｖ_UC3，ｖ_VC3，ｖ_WC3）として出力するようにしている。

図８は図１に示した制御回路３０における補償電圧演算手段３４の詳細回路構成図であり、この補償電圧演算手段３４にはオン電圧補償量演算手段４０と、電圧オフセット補償量演算手段５０と、加算演算器５１と、電圧振幅補償量演算手段６０と、デッドタイム補償量演算手段９０とを備えている。

すなわち、図１に示した電圧形インバータが通常運転時には、補償電圧演算手段３４ではオン電圧補償量演算手段４０，デッドタイム補償量演算手段９０それぞれの出力が加算演算器５１により加算された値を３相補償電圧値（ｖ_UC，ｖ_VC，ｖ_WC）として出力するようにしている。

図９は図８に示したデッドタイム補償量演算手段９０の詳細回路構成図であり、このデッドタイム補償量演算手段９０には図７に示したデッドタイム補償量演算手段７０と同様のデッドタイム補償量設定回路７１，加算演算器７２，座標変換器７３，可変フィルタ７４，座標変換器７５，傾き設定器７６，乗算器７７〜７９、極性反転回路８０，振幅制限回路８１，極性反転回路８２，振幅制限回路８３，極性反転回路８４，振幅制限回路８５の他に、加算演算器９１〜９６を備えている。

すなわち、図９に示したデッドタイム補償量演算手段９０では、図１に示した電圧形インバータが通常運転時に電流検出器５から得られる３相交流電流検出値（ｉ_U，ｉ_V，ｉ_W）に対して、座標変換器７３，可変フィルタ７４，座標変換器７５を介することにより、前記３相交流電流検出値それぞれに対して、その基本波周波数の成分の振幅値を損なうことなくノイズ成分を除去し、このノイズ成分を除去した３相交流電流値に対して、零クロス点近傍の歪みを補整するために傾き設定器７６と乗算器７７〜７９を介し、この乗算器７７〜７９それぞれを介した各相の電流検出値の正負の瞬時値の振幅それぞれを、電圧振幅補整量演算手段６０からの前記数３６式〜数３８式で得られた各相値とデッドタイム補償量設定回路７１からの前記数３式で得られた値との加算値である加算演算器７２のそれぞれの値および極性反転回路８０，８２，８４を介したそれぞれの値に対して電圧オフセット演算手段５０からの前記数２６式〜数２８式で得られた各相値を加算演算器９１〜９６で加算したそれぞれの極性の値で振幅制限回路８１，８３，８５により制限した値を、電力変換装置２におけるスイッチング素子の通流電流値に対応したデッドタイムと、各相出力間の電圧のバラツキおよび電圧オフセットとを補償するための３相補償電圧値（ｖ_UC4，ｖ_VC4，ｖ_WC4）として出力するようにしている。その結果、前記電圧オフセット補償による各相電流の零クロス点に基づく補償量の零クロス点の移動を回避しつつ、前記電圧振幅，デッドタイム，電圧オフセットそれぞれの補償を行うことができる。

なお、図１に示した電圧形インバータにおいて、図６に示した「モード１１」〜「モード１６」の動作をさせるためには、指令値生成手段３１からゲート阻止指令ｈ^*により電力変換装置２の何れかの１組の上下アームへの駆動信号を阻止した状態で、ｑ軸電流指令値ｉ_1q ^*を零とし、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*により前記Ｉ_DCに相当する値を指令値生成手段から送出することで行われる。或いは、動作指令ｈ^*により電流調節器３２からのｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^*を零とし、さらに、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*により前記Ｉ_DCに相当する値を指令値生成手段３１から送出することで行われる。

この発明の実施の形態を示す電圧形インバータの回路構成図 図１の部分詳細回路構成図 図１の部分詳細回路構成図 図３の部分詳細回路構成図 図１の動作を説明する特性図 図１の動作を説明する特性図 図３の部分詳細回路構成図 図１の部分詳細回路構成図 図８の部分詳細回路構成図 従来例を示す電圧形インバータの回路構成図

符号の説明

１，２…電力変換装置、５…電流検出器、６…電動機、１０…制御装置、１１…指令値生成手段、１２…積分器、１３…座標変換器、１４…偏差演算器、１５…電流調節器、１６…座標変換器、１７…指令値演算器、２１…インバータ主回路、２２…直流電源、２３…ＰＷＭ制御回路、２４…電圧検出器、３０…制御装置、３１…指令値生成手段、３２…電圧調節器、３３…補償電圧演算手段、４０…オン電圧補償量演算手段、４１…座標変換器、４２…一次遅れフィルタ、４３…座標変換器、４４〜４６…折れ線関数回路、５０…電圧オフセット補償量演算手段、５１，５２…加算演算器、６０…電圧振幅補償量演算手段、７０…デッドタイム補償量演算手段、７１…デッドタイム補償量設定回路、７２…加算演算器、７３…座標変換器、７４…可変フィルタ、７５…座標変換器、７６…傾き設定器、７７〜７９…乗算器、８０，８２，８４…極性反転回路、８１，８３，８５…振幅制限回路、９０…デッドタイム補償量演算手段、９１〜９６…加算演算器。

Claims (9)

1. 所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
   予め、前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すためのそれぞれの操作・制御量に基づいて３相補償電圧指令値を導出し、
   前記電圧形インバータが通常運転時には、前記３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
2. 請求項１に記載の電圧形インバータの制御方法において、
   前記操作・制御量として前記パルス幅変調制御の際のキャリア周波数と、前記電圧形インバータの中間直流電圧値と、前記直流電流を流すための電流指令値および３相交流電圧指令値とを用いたことを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
3. 所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
   先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、
   次に、前記電圧形インバータが出力する互いに異なった複数組の直流電流値と、前記電圧形インバータが前記それぞれの直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、このときの前記パルス幅変調制御する際のキャリア周波数と、前記デッドタイム補償量とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際に発生するスイッチング素子のオン電圧降下量を補償するオン電圧補償量を演算し、
   前記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流と前記それぞれの補償量とに基づいてそれぞれの３相補償電圧指令値を導出し、前記それぞれの３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
4. 所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
   先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、
   次に、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各相出力間の電圧のバラツキを補償する電圧振幅補償量を演算し、
   前記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流それぞれの振幅を前記デッドタイム補償量と前記電圧振幅補償量とに基づいて制限した３相補償電圧指令値を導出し、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
5. 請求項３又は請求項４に記載の電圧形インバータの制御方法において、
   前記電圧形インバータが出力する前記直流電流を何れか２相間に流すようにし、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
6. 請求項３又は請求項４に記載の電圧形インバータの制御方法において、
   前記電圧形インバータのいずれか１相の上下アームの駆動信号それぞれを阻止し、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
7. 所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
   予め、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を何れか２相間に流す６通りの通流状態により、前記電圧形インバータが前記直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各アームそれぞれのスイッチング素子の電圧のバラツキを補償する電圧オフセット補償量を演算し、
   前記電圧形インバータの通常運転時には、前記補償量を３相補償電圧指令値とし、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値とを加算した値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
8. 所定の周波数指令値と電圧指令値とから生成される３相交流電圧指令値に基づいてパルス幅変調制御された３相交流電圧を出力して負荷に供給する電圧形インバータにおいて、
   先ず、前記パルス幅変調制御する際の少なくとも２組のキャリア周波数と、前記キャリア周波数それぞれにより前記電圧形インバータが所定の直流電流を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれと、前記電圧形インバータの中間直流電圧値とに基づいて、前記パルス幅変調制御する際のデッドタイムを補償するデッドタイム補償量を演算し、
   次に、前記電圧形インバータが所定の直流電流値を何れか２相間に流す６通りの通流状態により、前記電圧形インバータが前記直流電流値を流すための電流調節演算結果に基づく前記３相交流電圧指令値それぞれに基づいて、前記電圧形インバータの各相出力間の電圧のバラツキを補償する電圧振幅補償量と該電圧形インバータの各アームそれぞれのスイッチング素子の電圧のバラツキを補償する電圧オフセット補償量とを演算し、
   前記電圧形インバータの通常運転時には、該電圧形インバータの３相出力電流それぞれの振幅を前記デッドタイム補償量と前記電圧振幅補償量と前記電圧オフセット補償量とに基づいて制限した３相補償電圧指令値を導出し、この３相補償電圧指令値と前記３相交流電圧指令値との加算値を新たな３相交流電圧指令値とすることを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
9. 請求項７又は請求項８に記載の電圧形インバータの制御方法において、
   前記電圧形インバータのいずれか１相の上下アームの駆動信号それぞれを阻止し、この状態で前記それぞれの補償量を導出することを特徴とする電圧形インバータの制御方法。
   
   

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