TWI474606B - 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 - Google Patents
並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 Download PDFInfo
- Publication number
- TWI474606B TWI474606B TW100132455A TW100132455A TWI474606B TW I474606 B TWI474606 B TW I474606B TW 100132455 A TW100132455 A TW 100132455A TW 100132455 A TW100132455 A TW 100132455A TW I474606 B TWI474606 B TW I474606B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- inverter
- current
- parallel
- voltage command
- drive system
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/28—Arrangements for controlling current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
Description
本案係關於一種用於驅動馬達的並聯式逆變驅動系統(parallel inverter drive system)，尤指一種用於抑制並聯式逆變驅動系統中的環流(circulating current)的裝置與方法。
一般而言，馬達需要一個逆變器驅動器(inverter drive)來控制馬達的轉子磁場頻率的變化與調整馬達的轉速，藉此驅動馬達的運作。為了增加馬達運作時的安全性，現在已經提出一種並聯式逆變器系統，其係為將複數台逆變器驅動器的輸出並聯連接，以驅動馬達。並聯式逆變驅動系統與一般逆變驅動系統最大的差別在於，與馬達對應的單一大容量逆變器驅動器被置換成數台容量較小的逆變器驅動器，而讓這組容量較小的逆變器驅動器共同輸出以驅動馬達。並聯式逆變驅動系統的主要特點在於模組化(modularity)與冗餘(redundancy)。模組化係指各別小容量逆變器驅動器的控制器獨立於其他逆變器驅動器。使用者可依照需求自行擴充或縮減逆變驅動系統的容量。冗餘係指在逆變驅動系統操作中，萬一發生故障，可針對損壞的逆變器驅動器進行更換，無須整台更換。若妥善設計，更可以在其他逆變器驅動器正常的情況下驅動馬達持續運轉，同時進行損壞的逆變器驅動器的更換而無須停機。然而，此並聯式逆變驅動系統在各獨立逆變器驅動器間存在些許誤差下，將造成各逆變器驅動器的電流並非完全輸出至馬達，而在各台逆變器驅動器間相互流動的情況。此現象稱為環流(circulating current)。造成環流的各逆變器驅動器間的誤差可能為：脈衝寬度調變(PWM)載波不同步、電壓命令不同步、系統參數或外接電抗器不匹配等。
一種現行抑制並聯式逆變驅動系統中的環流的技術係經由偵測零序電流(zero-sequence current)，並且經由偵測的零序電流來改變零電壓向量的工作週期（duty cycle），使得從屬(slave) 逆變器驅動器的零序電流為零(當然此時主要(master) 逆變器驅動器的零序電流亦為零），進而達成環流抑制。儘管利用偵測零序電流來改變零電壓向量的工作週期可以達成環流抑制的效果，這種技術具有下列主要缺點。首先，該項技術可抑制零序電流不為零的情況。然而，零序電流為零並非代表於環流為零。因此該項技術有可能在零序電流控制完成後，環流依舊存在。其次，該項技術需要即時調整零電壓向量的工作週期，因此並聯式逆變驅動系統中控制器的微控制器單元(MCU)必須支援動態調整工作週期信號的功能。如此一來，硬體的搭配將受到限制，成本也不易控制。最後，該項技術僅展示在兩台逆變器驅動器並聯操作的情況下，並未說明拓展至三台以上的逆變器驅動器並聯的操作方法。
請參見第一圖，其為上述討論的利用偵測零序電流來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。如圖所示，並聯式逆變驅動系統係由兩台互相並聯的逆變器驅動器INV_1與INV_2組成，其中逆變器驅動器INV_1為主要逆變器驅動器而逆變器驅動器INV_2為從屬逆變器驅動器。Va1 *, Vb1 *, Vc1 *為輸入至逆變器驅動器INV_1的電壓命令，而Va2 *, Vb2 *, Vc2 *為輸入至逆變器驅動器INV_2的電壓命令。主要逆變器驅動器INV_1包含一空間向量調變(SVM)控制器102，其係將電壓命令Va1 *, Vb1 *, Vc1 *轉換成工作週期信號Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *，以及一開關裝置104，其受工作週期信號Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *以及一零電壓向量的工作週期信號T01 所驅動來進行開關切換，以產生一交流輸出電壓與交流輸出電流來驅動馬達106運作。同樣的，從屬逆變器驅動器INV_2包含一空間向量調變(SVM)控制器108，其係將電壓命令Va2 *, Vb2 *, Vc2 *轉換成工作週期信號Ta2 *, Tb2 *, Tc2 *，以及一開關裝置110，其受工作週期信號Ta2 *, Tb2 *, Tc2 *以及一零電壓向量的工作週期信號T02 與一調整量k相加所得的控制信號所驅動來進行開關切換，以產生一交流輸出電壓與交流輸出電流來驅動馬達106運作。需注意的是若零電壓向量的工作週期信號To1 為零，則空間向量調變(SVM)控制器102可由一正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器來取代。在這個例子中，從屬逆變器驅動器INV_2的運作係跟隨主要逆變器驅動器INV_1而調整。從屬逆變器驅動器INV_2包含一加總器112，其係將從屬逆變器驅動器INV_2的回授電流加總而產生一加總電流Io 。加總電流Io 經由一減法器114與一電流值為0的信號相減，而輸出至一比例積分器116。比例積分器116係將加總電流Io 轉換成一調整量k。一運算器118係以調整量k調整零電壓向量的工作週期信號T02 ，所得的信號傳送至開關裝置110以控制開關110的切換。因此，隨加總電流Io 的調整，調整量k實際表現為零電壓向量的工作週期信號T02 的動態改變。由第一圖可知，若系統中有多台從屬逆變器驅動器，用以計算控制量的指標（亦即加總電流Io ）便無法實施。
第二種用來抑制並聯式逆變驅動系統中的環流的技術為採用均流（current sharing）的方式，使得每台逆變器驅動器的各相輸出電流相等，藉此降低逆變器驅動器之間電流相互流動的情況。使用這種技術可以有效地使串接的相電流均等，進而使並聯的逆變器驅動器的各自相電流之間無互相流動的電流產生。這項技術的優點在於與空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)無關，因而無需複雜地計算零電壓向量的工作週期信號以及動態調整零電壓向量的工作週期信號的功能。然而，這項技術卻有如下缺點。首先，這項技術與前述技術恰巧相反，在使串接的相電流相等的情況下，理論上並未能保證零序電流為零。再者，該項技術可用於以脈衝寬度調變(PWM)為基礎的方式，即正弦脈衝寬度調變(SPWM)，而未能與空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)妥善聯結。然而，在實際應用上，為了提高電壓利用率，逆變器驅動器常需要在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下操作，因而造成不便。
請參見第二圖，其為利用均流的組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。如圖所示，用來驅動馬達106的並聯式逆變驅動系統係由互相並聯的逆變器驅動器INV_1,…,INV_n組成。每台逆變器驅動器接收三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。每台逆變器驅動器均包含一正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，以及一開關裝置200，連接至正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201。每台逆變器驅動器包含電流平均器Ave，其係用來獲得其他逆變器驅動器的輸出相電流資訊，並且計算包含每台逆變器驅動器本身之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值。電流平均器Ave所計算出的包含每台逆變器驅動器本身之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值傳送到運算器202，其係將本地逆變器驅動器的輸出相電流與包含本地逆變器驅動器之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值互相比較，並且根據比較的結果輸出一誤差值(error value)。誤差值經由增益控制器P計算出用來補償輸出相電流的補償電壓命令，且補償電壓命令會回授到正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，而由運算器203將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令。由第二圖可知，利用均流的組態來達成環流抑制的技術的特性在於各台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n各自回授補償電壓命令，以迫使各台驅動器INV_1,…,INV_n的相電流與平均值相同(各相有不同的平均電流要追隨)，且無論幾台驅動器一起操作，都可以使用相同控制架構。惟實際三相電壓命令的產生必須使用正弦脈衝寬度調變的方式來產生，且相電流各自補償的方式將無法顧及零序電流可能存在的問題。
第三種用來抑制並聯式逆變驅動系統中的環流的技術為電流下垂(current droop)。這項技術的特點在於各台逆變器驅動器無須交換電流資訊，僅以本身的相電流大小作補償，從而提昇逆變器驅動器的模組化的程度。請參見第三圖，其為利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。與第二圖的電路拓樸互相比較，第三圖的利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的電路不需要讓各台逆變器驅動器交換電流資訊，僅以本身的相電流大小作補償。因此，每台逆變器驅動器的輸出相電流直接經由增益控制器P計算出用來輸出相電流的補償電壓命令，且補償電壓命令回授到正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，而由運算器203將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令。然而，這項技術卻有如下缺點。首先，這項技術僅在各台驅動器INV_1,…,INV_n的參數(整體架構包含驅動器本身以及外接電抗器等)皆相近的情況下，才可能得到相近的電流輸出，換句話說，在各台驅動器INV_1,…,INV_必須在條件皆相同的情況下，才能有效的達成均流的效果。再者，若採用補償相電流的方式，若相電流越大則補償量越大。在馬達106的轉速增加的期間，通常有較大的電流輸出。此時若使用此種電流下垂的技術來控制，將大幅的壓抑電流輸出，進而減損暫態響應，使馬達的轉速加速變慢。最後，這項技術具有與前述利用均流的組態來達成環流抑制的技術相同的缺點。換句話說，這項技術僅簡化均流的方式而達成更高度的模組化，但缺點依舊沒有改善。
請參見第一圖，其為上述討論的利用偵測零序電流來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。如圖所示，並聯式逆變驅動系統係由兩台互相並聯的逆變器驅動器INV_1與INV_2組成，其中逆變器驅動器INV_1為主要逆變器驅動器而逆變器驅動器INV_2為從屬逆變器驅動器。Va1 *, Vb1 *, Vc1 *為輸入至逆變器驅動器INV_1的電壓命令，而Va2 *, Vb2 *, Vc2 *為輸入至逆變器驅動器INV_2的電壓命令。主要逆變器驅動器INV_1包含一空間向量調變(SVM)控制器102，其係將電壓命令Va1 *, Vb1 *, Vc1 *轉換成工作週期信號Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *，以及一開關裝置104，其受工作週期信號Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *以及一零電壓向量的工作週期信號T01 所驅動來進行開關切換，以產生一交流輸出電壓與交流輸出電流來驅動馬達106運作。同樣的，從屬逆變器驅動器INV_2包含一空間向量調變(SVM)控制器108，其係將電壓命令Va2 *, Vb2 *, Vc2 *轉換成工作週期信號Ta2 *, Tb2 *, Tc2 *，以及一開關裝置110，其受工作週期信號Ta2 *, Tb2 *, Tc2 *以及一零電壓向量的工作週期信號T02 與一調整量k相加所得的控制信號所驅動來進行開關切換，以產生一交流輸出電壓與交流輸出電流來驅動馬達106運作。需注意的是若零電壓向量的工作週期信號To1 為零，則空間向量調變(SVM)控制器102可由一正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器來取代。在這個例子中，從屬逆變器驅動器INV_2的運作係跟隨主要逆變器驅動器INV_1而調整。從屬逆變器驅動器INV_2包含一加總器112，其係將從屬逆變器驅動器INV_2的回授電流加總而產生一加總電流Io 。加總電流Io 經由一減法器114與一電流值為0的信號相減，而輸出至一比例積分器116。比例積分器116係將加總電流Io 轉換成一調整量k。一運算器118係以調整量k調整零電壓向量的工作週期信號T02 ，所得的信號傳送至開關裝置110以控制開關110的切換。因此，隨加總電流Io 的調整，調整量k實際表現為零電壓向量的工作週期信號T02 的動態改變。由第一圖可知，若系統中有多台從屬逆變器驅動器，用以計算控制量的指標（亦即加總電流Io ）便無法實施。
第二種用來抑制並聯式逆變驅動系統中的環流的技術為採用均流（current sharing）的方式，使得每台逆變器驅動器的各相輸出電流相等，藉此降低逆變器驅動器之間電流相互流動的情況。使用這種技術可以有效地使串接的相電流均等，進而使並聯的逆變器驅動器的各自相電流之間無互相流動的電流產生。這項技術的優點在於與空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)無關，因而無需複雜地計算零電壓向量的工作週期信號以及動態調整零電壓向量的工作週期信號的功能。然而，這項技術卻有如下缺點。首先，這項技術與前述技術恰巧相反，在使串接的相電流相等的情況下，理論上並未能保證零序電流為零。再者，該項技術可用於以脈衝寬度調變(PWM)為基礎的方式，即正弦脈衝寬度調變(SPWM)，而未能與空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)妥善聯結。然而，在實際應用上，為了提高電壓利用率，逆變器驅動器常需要在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下操作，因而造成不便。
請參見第二圖，其為利用均流的組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。如圖所示，用來驅動馬達106的並聯式逆變驅動系統係由互相並聯的逆變器驅動器INV_1,…,INV_n組成。每台逆變器驅動器接收三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。每台逆變器驅動器均包含一正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，以及一開關裝置200，連接至正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201。每台逆變器驅動器包含電流平均器Ave，其係用來獲得其他逆變器驅動器的輸出相電流資訊，並且計算包含每台逆變器驅動器本身之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值。電流平均器Ave所計算出的包含每台逆變器驅動器本身之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值傳送到運算器202，其係將本地逆變器驅動器的輸出相電流與包含本地逆變器驅動器之所有逆變器驅動器的輸出相電流的平均值互相比較，並且根據比較的結果輸出一誤差值(error value)。誤差值經由增益控制器P計算出用來補償輸出相電流的補償電壓命令，且補償電壓命令會回授到正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，而由運算器203將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令。由第二圖可知，利用均流的組態來達成環流抑制的技術的特性在於各台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n各自回授補償電壓命令，以迫使各台驅動器INV_1,…,INV_n的相電流與平均值相同(各相有不同的平均電流要追隨)，且無論幾台驅動器一起操作，都可以使用相同控制架構。惟實際三相電壓命令的產生必須使用正弦脈衝寬度調變的方式來產生，且相電流各自補償的方式將無法顧及零序電流可能存在的問題。
第三種用來抑制並聯式逆變驅動系統中的環流的技術為電流下垂(current droop)。這項技術的特點在於各台逆變器驅動器無須交換電流資訊，僅以本身的相電流大小作補償，從而提昇逆變器驅動器的模組化的程度。請參見第三圖，其為利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖。與第二圖的電路拓樸互相比較，第三圖的利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的電路不需要讓各台逆變器驅動器交換電流資訊，僅以本身的相電流大小作補償。因此，每台逆變器驅動器的輸出相電流直接經由增益控制器P計算出用來輸出相電流的補償電壓命令，且補償電壓命令回授到正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，而由運算器203將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令。然而，這項技術卻有如下缺點。首先，這項技術僅在各台驅動器INV_1,…,INV_n的參數(整體架構包含驅動器本身以及外接電抗器等)皆相近的情況下，才可能得到相近的電流輸出，換句話說，在各台驅動器INV_1,…,INV_必須在條件皆相同的情況下，才能有效的達成均流的效果。再者，若採用補償相電流的方式，若相電流越大則補償量越大。在馬達106的轉速增加的期間，通常有較大的電流輸出。此時若使用此種電流下垂的技術來控制，將大幅的壓抑電流輸出，進而減損暫態響應，使馬達的轉速加速變慢。最後，這項技術具有與前述利用均流的組態來達成環流抑制的技術相同的缺點。換句話說，這項技術僅簡化均流的方式而達成更高度的模組化，但缺點依舊沒有改善。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以有效地同時抑制並聯式逆變驅動系統中的環流以及零序電流。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以使得並聯式逆變驅動系統的硬體搭配變得更為靈活，且增加並聯式逆變驅動系統的成本有效性。
本發明的主要目的在於提出一種應用於並聯式逆變驅動系統中的環流抑制裝置與方法，其可以應用於三台以上的逆變器驅動器組成的並聯式逆變驅動系統。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以允許並聯式逆變驅動系統中的逆變器驅動器依照需求調整其操作模式，使得逆變器驅動器的操作更加靈活。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以允許並聯式逆變驅動系統中的每台逆變器驅動器的容量不盡相同。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其不僅可以控制並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流，且可以將並聯式逆變驅動系統的暫態性能的影響最小化。
本發明主要的實施態樣為提出一種並聯式逆變驅動系統，用以驅動一馬達，其包含複數個逆變器驅動器，其係互相並聯連接，每個逆變器驅動器包含 一開關裝置; 一脈衝寬度調變控制器，連接至該開關裝置，其係根據一工作週期信號來控制該開關裝置的切換; 以及一環流抑制裝置，連接於該開關裝置的輸出端與脈衝寬度調變控制器的輸入端之間，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標，並且根據該指標與該逆變器驅動器的電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓以便注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令。該脈衝寬度調變控制器係根據修正的相電壓命令產生該工作週期信號。
上述的環流抑制裝置包含一控制指標計算器，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標; 一控制器，連接至該控制指標計算器的輸出端，用以根據該指標與該逆變器驅動器的電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓; 以及一加法器，用以將零序電壓注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令。其中該加法器所輸出的修正的相電壓命令係由該逆變器驅動器轉換成一工作週期信號，該工作週期信號係用以控制該逆變器驅動器的電壓輸出與電流輸出，藉此抑制該並聯式逆變驅動系統中的環流及/或零序電流。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以使得並聯式逆變驅動系統的硬體搭配變得更為靈活，且增加並聯式逆變驅動系統的成本有效性。
本發明的主要目的在於提出一種應用於並聯式逆變驅動系統中的環流抑制裝置與方法，其可以應用於三台以上的逆變器驅動器組成的並聯式逆變驅動系統。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以允許並聯式逆變驅動系統中的逆變器驅動器依照需求調整其操作模式，使得逆變器驅動器的操作更加靈活。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其可以允許並聯式逆變驅動系統中的每台逆變器驅動器的容量不盡相同。
本發明的主要目的在於提出一種並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法，其不僅可以控制並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流，且可以將並聯式逆變驅動系統的暫態性能的影響最小化。
本發明主要的實施態樣為提出一種並聯式逆變驅動系統，用以驅動一馬達，其包含複數個逆變器驅動器，其係互相並聯連接，每個逆變器驅動器包含 一開關裝置; 一脈衝寬度調變控制器，連接至該開關裝置，其係根據一工作週期信號來控制該開關裝置的切換; 以及一環流抑制裝置，連接於該開關裝置的輸出端與脈衝寬度調變控制器的輸入端之間，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標，並且根據該指標與該逆變器驅動器的電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓以便注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令。該脈衝寬度調變控制器係根據修正的相電壓命令產生該工作週期信號。
上述的環流抑制裝置包含一控制指標計算器，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標; 一控制器，連接至該控制指標計算器的輸出端，用以根據該指標與該逆變器驅動器的電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓; 以及一加法器，用以將零序電壓注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令。其中該加法器所輸出的修正的相電壓命令係由該逆變器驅動器轉換成一工作週期信號，該工作週期信號係用以控制該逆變器驅動器的電壓輸出與電流輸出，藉此抑制該並聯式逆變驅動系統中的環流及/或零序電流。
體現本案特徵與優點的典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
本發明提出與前述三種習知環流抑制技術不同的並聯式逆變驅動系統的環流抑制裝置與方法。請參見第四圖，其為本發明的較佳實施例的並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置的操作方塊圖。需注意的是相同的元件編號係指類似的元件。如圖所示，由複數台互相並聯的逆變器驅動器INV_1,…,INV_n所組成的並聯式逆變驅動系統係用來驅動馬達106。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n係接收三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一脈衝寬度調變(PWM)控制器401，以及一開關裝置400，連接至脈衝寬度調變(PWM)控制器401。開關裝置400根據脈衝寬度調變(PWM)控制器401輸出的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)來進行切換，藉此將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)轉換成一交流電壓與交流電流以驅動馬達106。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一控制指標計算器(Control Index Calculator，CIC)404，其係用來接收本地逆變器驅動器的回授電流，並且收集其他逆變器驅動器的三相電流的資訊，從而將包含本地逆變器驅動器之所有逆變器驅動器的三相電流加總起來。控制指標計算器404係根據本地逆變器驅動器的回授電流以及所計算出的加總電流，而視設計的需求來產生三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。此外，每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一控制器406，用以接收三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )以及三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)，在三相各產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(亦即零序電壓)(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )，並且以前饋(feedforward)而非回授(feedback)的組態來修正三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。在本較佳實施例中，控制器406係為一非平衡零序注入產生器 (Unbalanced Zero-Sequence Injection Generator，UZSIG)。三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)的修正係經由加法器410將原始的三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與電壓注入量(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )相加而成。修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc1 *’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)係傳送至脈衝寬度調變(PWM)控制器401，其係將修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc1 *’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)與三角載波(triangular carrier wave)互相比較，以產生控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n本身的回授電流可透過逆變器驅動器本身的電流感測器來量測，而總和電流可透過各台驅動器間的通訊來獲得，無需額外的電流感測器。
在本實施例中，控制指標計算器404可依照欲抑制的目標，例如環流或(/及)零序電流大小來計算三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。三相電壓命令的修正可依照操作模式的需求以正弦脈衝寬度調變(SPWM)、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）或數位脈衝寬度調變(DPWM)等以脈衝寬度調變為基礎(PWM-based)的操作模式改變電壓注入量。因此，在本實施例中，控制器406可以因應操作模式的不同產生不同的命令，並搭配脈衝寬度調變(PWM)控制器401而替換為正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）控制器或數位脈衝寬度調變(DPWM) 控制器。利用脈衝寬度調變(PWM)控制器401將修正後的電壓命令轉換成實際輸入的操作，將不受脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元（MCU,未顯示）功能的限制。亦即，脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元無須支援動態調整開關裝置400的工作週期信號的功能。
值得一提的是，本發明乃是以前饋的組態將控制器406所產生的零序電壓(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )加入原始的三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)中，以完成零序電壓注入(Zero-sequence voltage injection)，藉此修正三相電壓命令。此種技術與V. Blasko在1997年提出的以三角載波比較的方式實現空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的方式類似。詳見V. Blasko, “Analysis of a Hybrid PWM Based on Modified Space-Vector and Triangle-Comparison Methods,” IEEE Trans. Industry Applications, Vol. 33, No. 3, pp. 756-764, 1997。然而，本發明的環流抑制寄予與Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術的不同處在於：(1) 在Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術中，三相電壓命令的電壓注入量僅由電壓命令決定；(2) 在Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術中，所得到的三相電壓命令的電壓注入量均相等。為了透過零序注入的方式達成環流及/或零序電流抑制，本發明搭配電流回授的組態來計算出三相指標，並依控制模式的需求根據三相指標個別計算出三相命令電壓的電壓注入量。因此，本發明的環流抑制技術與Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術會得出完全不同的結果。
本發明的較佳實施例的另一態樣為並聯式逆變驅動系統的環流抑制方法，其係利用第四圖的環流抑制系統來完成。本發明的環流抑制方法的操作步驟如下。首先，控制指標計算器404會收集所需的電流資訊，包含每台逆變器驅動器本身的電流與總和電流，並依欲得到的目標環流量及/或目標零序電流量的需求，來計算出三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。接著，控制器406會以三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )配合三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)，依操作模式的需求產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, （Vuan, Vubn, Vucn )。接著，系統會以前饋的組態來修正三相電壓命令。接著，脈衝寬度調變(PWM)控制器401會將修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc 1*’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)與三角載波互相比較，以產生用來控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)，藉此控制馬達106運轉。
請參見第五圖、第六圖A、第六圖B與第七圖，其中第五圖顯示沒有應用環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果，而第六圖A、第六圖B與第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果。在這個例子中，並聯式逆變驅動系統係由三台逆變器驅動器並聯組成，且逆變器驅動器皆是在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)模式下運作。每台逆變器驅動器外接了九個電抗器(reactor)，其電抗值(reactance)均為0.001 H，且每台逆變器驅動器的操作頻率為60 Hz。逆變器驅動器之間所接受到的電壓命令相位差為2.5 度與5 度，且三角載波的相位差分別為10 度與20 度。第一台逆變器驅動器INV_1於0.1秒開啟，第二台逆變器驅動器INV_2於0.2秒開啟，而第三台逆變器驅動器INV_3於0.4秒開啟。第五圖僅顯示逆變驅動系統的其中一相的輸出結果，其中第一張圖為並聯式逆變驅動系統的a相電流，三台個別的a相電流(Ia1 , Ia2 , Ia3 )與三台的a相總和電流(Ia )；第二張圖為馬達106的轉速輸出；第三張圖為逆變驅動系統的環流量；第四張圖為逆變驅動系統的零序電流量。由第五圖可知，在未實施環流(零序電流)抑制控制下，逆變器驅動器的三相電流並未穩定，且環流量與零序電流量無法受到抑制而持續上升。由於三台逆變器驅動器為並聯連接，因此三台逆變器驅動器都呈現出相同的混亂結果。然而，為了簡化說明起見，另外兩相的模擬結果並未顯示。
請參見第六圖A、第六圖B與第七圖。第六圖A顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後0-1.5秒的模擬結果，第六圖B顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後1.3-1.5秒的模擬結果，而第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，電壓命令的波形圖。需注意的是第六圖A、第六圖B與第七圖的模擬結果和第五圖的模擬結果都是在同樣的操作條件下測試出來。如第五圖一般，第六圖A與第六圖B的第一張圖為逆變器驅動器的a相電流(Ia1 , Ia2 , Ia3 )與總和電流(Ia )；第二張圖為馬達106的轉速輸出；第三張圖為逆變驅動系統的環流量；第四張圖為逆變驅動系統的零序電流量。如第六圖A 與第六圖B所示，三台逆變器驅動器的a相電流會平均分配總和電流。逆變驅動系統的環流量與零序電流量與第五圖所示的未受到控制的環流量與零序電流量互相比較可以發現，應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，逆變驅動系統的環流量與零序電流量明顯被抑制。第七圖所示的電壓命令係經由控制器406修正，且逆變器驅動器以空間向量脈衝寬度調變(SVPWM) 模式下操作。在這個例子中，係以第一台逆變器驅動器INV_1為主要(master)逆變器驅動器，僅調整其他兩台逆變器驅動器INV_2與INV_3作為從屬(slave) 逆變器驅動器，且其控制命令係跟隨主要逆變器驅動器INV_1。在此需要強調的是，本發明並未限制逆變器驅動器的操作方式。若每一台逆變器驅動器的操作方式都要相同以簡化模式設定，亦可以三台逆變器驅動器一起施以本發明的控制方法。由第七圖可知，主要逆變器驅動器INV_1的控制命令僅由控制器406在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下提供注入調整，而其他兩台從屬逆變器驅動器INV_2與INV_3除了SVPWM的在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下提供注入調整外，尚需要依據控制指標計算器404所產生的三相指標即時調整電壓命令，以達成環流及/或零序電流的抑制。
綜合以上所述，本發明的環流抑制技術的優點總結如下:
1. 本發明不採用現行的回授控制組態來修正電壓命令，而是採用採非平衡零序注入的方式產生零序電壓（電壓注入量），並且採用前饋控制組態來修正電壓命令，因而可同時達成環流以及零序電流的抑制。
2. 在採用本發明的環流抑制技術的並聯式逆變驅動系統中，脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元不需要支援動態調整工作週期信號的功能，使得並聯式逆變驅動系統的硬體搭配變得靈活且有利於成本控制。
3. 本發明的環流抑制技術可推展至由三台以上的逆變器驅動器組成的並聯式逆變驅動系統。
4. 本發明的環流抑制技術允許逆變器驅動器依照需求調整操作模式，如正弦脈衝寬度調變(SPWM)模式、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)模式、數位脈衝寬度調變(DPWM)模式，使得逆變器驅動器的操作更加靈活。
5. 將本發明的環流抑制技術應用於並聯式逆變驅動系統後，每台逆變器驅動器的容量在經過適當的修正後並不需要相同。
6. 本發明的環流抑制技術對於並聯式逆變驅動系統的暫態性能的影響非常微小。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
本發明提出與前述三種習知環流抑制技術不同的並聯式逆變驅動系統的環流抑制裝置與方法。請參見第四圖，其為本發明的較佳實施例的並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置的操作方塊圖。需注意的是相同的元件編號係指類似的元件。如圖所示，由複數台互相並聯的逆變器驅動器INV_1,…,INV_n所組成的並聯式逆變驅動系統係用來驅動馬達106。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n係接收三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一脈衝寬度調變(PWM)控制器401，以及一開關裝置400，連接至脈衝寬度調變(PWM)控制器401。開關裝置400根據脈衝寬度調變(PWM)控制器401輸出的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)來進行切換，藉此將三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)轉換成一交流電壓與交流電流以驅動馬達106。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一控制指標計算器(Control Index Calculator，CIC)404，其係用來接收本地逆變器驅動器的回授電流，並且收集其他逆變器驅動器的三相電流的資訊，從而將包含本地逆變器驅動器之所有逆變器驅動器的三相電流加總起來。控制指標計算器404係根據本地逆變器驅動器的回授電流以及所計算出的加總電流，而視設計的需求來產生三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。此外，每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n均包含一控制器406，用以接收三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )以及三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)，在三相各產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(亦即零序電壓)(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )，並且以前饋(feedforward)而非回授(feedback)的組態來修正三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)。在本較佳實施例中，控制器406係為一非平衡零序注入產生器 (Unbalanced Zero-Sequence Injection Generator，UZSIG)。三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)的修正係經由加法器410將原始的三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)與電壓注入量(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )相加而成。修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc1 *’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)係傳送至脈衝寬度調變(PWM)控制器401，其係將修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc1 *’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)與三角載波(triangular carrier wave)互相比較，以產生控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)。每台逆變器驅動器INV_1,…,INV_n本身的回授電流可透過逆變器驅動器本身的電流感測器來量測，而總和電流可透過各台驅動器間的通訊來獲得，無需額外的電流感測器。
在本實施例中，控制指標計算器404可依照欲抑制的目標，例如環流或(/及)零序電流大小來計算三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。三相電壓命令的修正可依照操作模式的需求以正弦脈衝寬度調變(SPWM)、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）或數位脈衝寬度調變(DPWM)等以脈衝寬度調變為基礎(PWM-based)的操作模式改變電壓注入量。因此，在本實施例中，控制器406可以因應操作模式的不同產生不同的命令，並搭配脈衝寬度調變(PWM)控制器401而替換為正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）控制器或數位脈衝寬度調變(DPWM) 控制器。利用脈衝寬度調變(PWM)控制器401將修正後的電壓命令轉換成實際輸入的操作，將不受脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元（MCU,未顯示）功能的限制。亦即，脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元無須支援動態調整開關裝置400的工作週期信號的功能。
值得一提的是，本發明乃是以前饋的組態將控制器406所產生的零序電壓(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, (Vuan, Vubn, Vucn )加入原始的三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)中，以完成零序電壓注入(Zero-sequence voltage injection)，藉此修正三相電壓命令。此種技術與V. Blasko在1997年提出的以三角載波比較的方式實現空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的方式類似。詳見V. Blasko, “Analysis of a Hybrid PWM Based on Modified Space-Vector and Triangle-Comparison Methods,” IEEE Trans. Industry Applications, Vol. 33, No. 3, pp. 756-764, 1997。然而，本發明的環流抑制寄予與Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術的不同處在於：(1) 在Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術中，三相電壓命令的電壓注入量僅由電壓命令決定；(2) 在Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術中，所得到的三相電壓命令的電壓注入量均相等。為了透過零序注入的方式達成環流及/或零序電流抑制，本發明搭配電流回授的組態來計算出三相指標，並依控制模式的需求根據三相指標個別計算出三相命令電壓的電壓注入量。因此，本發明的環流抑制技術與Blasko 在這篇文獻中所揭露的技術會得出完全不同的結果。
本發明的較佳實施例的另一態樣為並聯式逆變驅動系統的環流抑制方法，其係利用第四圖的環流抑制系統來完成。本發明的環流抑制方法的操作步驟如下。首先，控制指標計算器404會收集所需的電流資訊，包含每台逆變器驅動器本身的電流與總和電流，並依欲得到的目標環流量及/或目標零序電流量的需求，來計算出三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )。接著，控制器406會以三相指標(Ka1 , Kb1 , Kc1 ), …, (Kan , Kbn , Kcn )配合三相電壓命令(Va1 *, Vb1 *, Vc1 *),…,(Van *, Vbn *, Vcn *)，依操作模式的需求產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(Vua1, Vub1, Vuc1 ), …, （Vuan, Vubn, Vucn )。接著，系統會以前饋的組態來修正三相電壓命令。接著，脈衝寬度調變(PWM)控制器401會將修正後的三相電壓命令(Va1 *’, Vb1 *’, Vc 1*’),…,(Van *’, Vbn *’, Vcn *’)與三角載波互相比較，以產生用來控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1 *, Tb1 *, Tc1 *),…,(Tan *, Tbn *, Tcn *)，藉此控制馬達106運轉。
請參見第五圖、第六圖A、第六圖B與第七圖，其中第五圖顯示沒有應用環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果，而第六圖A、第六圖B與第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果。在這個例子中，並聯式逆變驅動系統係由三台逆變器驅動器並聯組成，且逆變器驅動器皆是在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)模式下運作。每台逆變器驅動器外接了九個電抗器(reactor)，其電抗值(reactance)均為0.001 H，且每台逆變器驅動器的操作頻率為60 Hz。逆變器驅動器之間所接受到的電壓命令相位差為2.5 度與5 度，且三角載波的相位差分別為10 度與20 度。第一台逆變器驅動器INV_1於0.1秒開啟，第二台逆變器驅動器INV_2於0.2秒開啟，而第三台逆變器驅動器INV_3於0.4秒開啟。第五圖僅顯示逆變驅動系統的其中一相的輸出結果，其中第一張圖為並聯式逆變驅動系統的a相電流，三台個別的a相電流(Ia1 , Ia2 , Ia3 )與三台的a相總和電流(Ia )；第二張圖為馬達106的轉速輸出；第三張圖為逆變驅動系統的環流量；第四張圖為逆變驅動系統的零序電流量。由第五圖可知，在未實施環流(零序電流)抑制控制下，逆變器驅動器的三相電流並未穩定，且環流量與零序電流量無法受到抑制而持續上升。由於三台逆變器驅動器為並聯連接，因此三台逆變器驅動器都呈現出相同的混亂結果。然而，為了簡化說明起見，另外兩相的模擬結果並未顯示。
請參見第六圖A、第六圖B與第七圖。第六圖A顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後0-1.5秒的模擬結果，第六圖B顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後1.3-1.5秒的模擬結果，而第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，電壓命令的波形圖。需注意的是第六圖A、第六圖B與第七圖的模擬結果和第五圖的模擬結果都是在同樣的操作條件下測試出來。如第五圖一般，第六圖A與第六圖B的第一張圖為逆變器驅動器的a相電流(Ia1 , Ia2 , Ia3 )與總和電流(Ia )；第二張圖為馬達106的轉速輸出；第三張圖為逆變驅動系統的環流量；第四張圖為逆變驅動系統的零序電流量。如第六圖A 與第六圖B所示，三台逆變器驅動器的a相電流會平均分配總和電流。逆變驅動系統的環流量與零序電流量與第五圖所示的未受到控制的環流量與零序電流量互相比較可以發現，應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，逆變驅動系統的環流量與零序電流量明顯被抑制。第七圖所示的電壓命令係經由控制器406修正，且逆變器驅動器以空間向量脈衝寬度調變(SVPWM) 模式下操作。在這個例子中，係以第一台逆變器驅動器INV_1為主要(master)逆變器驅動器，僅調整其他兩台逆變器驅動器INV_2與INV_3作為從屬(slave) 逆變器驅動器，且其控制命令係跟隨主要逆變器驅動器INV_1。在此需要強調的是，本發明並未限制逆變器驅動器的操作方式。若每一台逆變器驅動器的操作方式都要相同以簡化模式設定，亦可以三台逆變器驅動器一起施以本發明的控制方法。由第七圖可知，主要逆變器驅動器INV_1的控制命令僅由控制器406在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下提供注入調整，而其他兩台從屬逆變器驅動器INV_2與INV_3除了SVPWM的在空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)的模式下提供注入調整外，尚需要依據控制指標計算器404所產生的三相指標即時調整電壓命令，以達成環流及/或零序電流的抑制。
綜合以上所述，本發明的環流抑制技術的優點總結如下:
1. 本發明不採用現行的回授控制組態來修正電壓命令，而是採用採非平衡零序注入的方式產生零序電壓（電壓注入量），並且採用前饋控制組態來修正電壓命令，因而可同時達成環流以及零序電流的抑制。
2. 在採用本發明的環流抑制技術的並聯式逆變驅動系統中，脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元不需要支援動態調整工作週期信號的功能，使得並聯式逆變驅動系統的硬體搭配變得靈活且有利於成本控制。
3. 本發明的環流抑制技術可推展至由三台以上的逆變器驅動器組成的並聯式逆變驅動系統。
4. 本發明的環流抑制技術允許逆變器驅動器依照需求調整操作模式，如正弦脈衝寬度調變(SPWM)模式、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM)模式、數位脈衝寬度調變(DPWM)模式，使得逆變器驅動器的操作更加靈活。
5. 將本發明的環流抑制技術應用於並聯式逆變驅動系統後，每台逆變器驅動器的容量在經過適當的修正後並不需要相同。
6. 本發明的環流抑制技術對於並聯式逆變驅動系統的暫態性能的影響非常微小。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
106．．．馬達
104,110,200,400．．．開關裝置
102,108．．．空間向量調變(SVM)控制器
INV_1,INV_2,…,INV_n．．．逆變器驅動器
112．．．加總器
114．．．加法器
116．．．比例積分器
118．．．運算器
Ave．．．電流平均器
202．．．運算器
P．．．增益控制器
201．．．正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器
203．．．運算器
401．．．脈衝寬度調變(PWM)控制器
404．．．控制指標計算器
406．．．控制器
410．．．加法器
第一圖為習知利用偵測零序電流來達成環流抑制的技術的操作方塊圖;
第二圖為習知利用均流組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖;
第三圖為習知利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖;
第四圖為本發明的較佳實施例的並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置的操作方塊圖;
第五圖顯示沒有應用環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果;
第六圖A顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後0-1.5秒的模擬結果;
第六圖B顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後1.3-1.5秒的模擬結果; 以及
第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，電壓命令的波形圖。
第二圖為習知利用均流組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖;
第三圖為習知利用電流下垂組態來達成環流抑制的技術的操作方塊圖;
第四圖為本發明的較佳實施例的並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置的操作方塊圖;
第五圖顯示沒有應用環流抑制裝置的並聯式逆變驅動系統的模擬結果;
第六圖A顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後0-1.5秒的模擬結果;
第六圖B顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後1.3-1.5秒的模擬結果; 以及
第七圖顯示應用本發明的環流抑制裝置於並聯式逆變驅動系統後，電壓命令的波形圖。
106．．．馬達
400．．．開關裝置
INV_1,INV_2,…,INV_n．．．逆變器驅動器
401．．．脈衝寬度調變(PWM)控制器
404．．．控制指標計算器
406．．．控制器
410．．．加法器
Claims (11)
- 一種並聯式逆變驅動系統，用以驅動一馬達，其包含:
複數個逆變器驅動器，其係互相並聯連接，每個逆變器驅動器包含:
一開關裝置;
一脈衝寬度調變控制器，連接至該開關裝置，其係根據一工作週期信號來控制該開關裝置的切換; 以及
一環流抑制裝置，連接於該開關裝置的輸出端與脈衝寬度調變控制器的輸入端之間，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標，並且根據該指標與該逆變器驅動器的三相電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓以便注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令;
其中該脈衝寬度調變控制器係根據三相的修正電壓命令產生該工作週期信號。 - 如申請專利範圍第1項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該環流抑制裝置包含:
一控制指標計算器，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生該指標;
一控制器，連接至該控制指標計算器的輸出端，用以根據該指標與該逆變器驅動器的三相電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，在三相各產生一零序電壓; 以及
一加法器，用以將零序電壓注入該相電壓命令中，藉此修正該相電壓命令。 - 如申請專利範圍第2項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該控制器與該加法器係以一前饋組態來將該零序電壓注入該相電壓命令中。
- 如申請專利範圍第2項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該控制器為一非平衡零序注入產生器。
- 如申請專利範圍第1項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該脈衝寬度調變控制器係為一正弦脈衝寬度調變控制器、一空間向量脈衝寬度調變控制器，或一數位脈衝寬度調變控制器。
- 如申請專利範圍第1項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該脈衝寬度調變控制器係設定為將修正後的該相電壓命令與一三角載波互相比較來產生該工作週期信號。
- 一種抑制一並聯式逆變驅動系統中的環流的方法，其中該並聯式逆變驅動系統係由複數個逆變器驅動器並聯而成，以驅動一馬達，該方法包含下列步驟:
收集所需的電流資訊，包含每台逆變器驅動器本身的電流與總和電流;
依據所收集到的電流資訊，配合所想到達到的該並聯式逆變驅動系統的目標環流量及/或目標零序電流量的需求，計算出一指標值;
以該指標值配合一電壓命令，並且依據操作模式的需求，產生與該並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流相關的一電壓注入量;
以該電壓注入量來修正三相電壓命令; 以及
根據修正後的相電壓命令來產生用來控制該逆變器驅動器的切換的工作週期信號，以控制該馬達並藉此抑制該並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流。 - 如申請專利範圍第7項所述之方法，其中根據修正後的相電壓命令來產生用來控制該逆變器驅動器的切換的工作週期信號的步驟，係由一脈衝寬度調變控制器所完成。
- 如申請專利範圍第7項所述之方法，其中以該電壓注入量來修正三相電壓命令的步驟，係以前饋的組態來達成。
- 如申請專利範圍第7項所述之方法，其中根據修正後的三相電壓命令來產生用來控制該逆變器驅動器的切換的工作週期信號的步驟，係為將該修正後的相電壓命令與一三角載波互相比較來達成。
- 一種環流抑制裝置，用以抑制一並聯式逆變驅動系統中的環流及/或零序電流，其中該並聯式逆變驅動系統係由複數個逆變器驅動器並聯而成，以驅動一馬達，該環流抑制裝置包含:
一控制指標計算器，用以收集每台逆變器驅動器的電流與總和電流相關的電流資訊，並且根據所收集到的電流資訊與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流量及/或零序電流量，產生一指標;
一控制器，連接至該控制指標計算器的輸出端，用以根據該指標與該逆變器驅動器的電壓命令以及該逆變器驅動器的操作模式，產生一零序電壓; 以及
一加法器，用以將零序電壓注入三相電壓命令中，藉此修正該三相電壓命令;
其中該加法器所輸出的修正的相電壓命令係由該逆變器驅動器轉換成一工作週期信號，該工作週期信號係用以控制該逆變器驅動器的電壓輸出與電流輸出，藉此抑制該並聯式逆變驅動系統中的環流及/或零序電流。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100132455A TWI474606B (zh) | 2011-09-08 | 2011-09-08 | 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 |
| US13/480,880 US8780594B2 (en) | 2011-09-08 | 2012-05-25 | Parallel inverter drive system and the apparatus and method for suppressing circulating current in such system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100132455A TWI474606B (zh) | 2011-09-08 | 2011-09-08 | 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201312926A TW201312926A (zh) | 2013-03-16 |
| TWI474606B true TWI474606B (zh) | 2015-02-21 |
Family
ID=47829257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW100132455A TWI474606B (zh) | 2011-09-08 | 2011-09-08 | 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8780594B2 (zh) |
| TW (1) | TWI474606B (zh) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9893532B2 (en) * | 2012-10-05 | 2018-02-13 | Enphase Energy, Inc. | System and method for a mesh power system |
| CN103219971A (zh) * | 2013-04-19 | 2013-07-24 | 上海大学 | 基于调制波周期归一化的spwm脉冲波产生系统 |
| CN103457584B (zh) * | 2013-09-05 | 2016-08-17 | 上海大学 | 正弦脉宽调制归一化地址发生器 |
| CN104065255B (zh) * | 2014-03-24 | 2016-08-31 | 南京航空航天大学 | 一种基于零序环流前馈的并联三相四桥臂逆变器环流抑制方法 |
| JP6321427B2 (ja) * | 2014-03-28 | 2018-05-09 | 京セラ株式会社 | 電力制御装置 |
| JP6586723B2 (ja) * | 2014-10-15 | 2019-10-09 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置の横流電流抑制方法 |
| CN104506062B (zh) * | 2015-01-12 | 2017-12-22 | 佛山市柏克新能科技股份有限公司 | 三相逆变器的输出控制方法 |
| US9680397B2 (en) | 2015-10-13 | 2017-06-13 | National Tsing Hua University | Three-phase inverting apparatus and control method and paralleled power conversion system thereof |
| TWI578655B (zh) * | 2016-02-05 | 2017-04-11 | 國立清華大學 | 電壓平衡控制系統及其方法 |
| CN106487303B (zh) * | 2016-08-26 | 2018-08-07 | 杭州都凌汽车研发有限公司 | 一种永磁同步电机的矢量控制方法 |
| JP6667425B2 (ja) * | 2016-12-21 | 2020-03-18 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ制御装置および電動車両 |
| EP3566290B1 (en) * | 2017-01-24 | 2023-04-05 | Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. | Power supply and power supply method with circulation current compensation |
| US9906183B1 (en) * | 2017-01-30 | 2018-02-27 | Otis Elevator Company | Parallel interleaved 2-level or 3-level regenerative drives |
| KR102239429B1 (ko) * | 2019-01-29 | 2021-04-12 | 한양대학교 산학협력단 | 전력 변환 장치 및 이에 있어서 순환 전류 저감 방법 |
| US11171586B2 (en) | 2019-04-25 | 2021-11-09 | Black & Decker Inc. | Low-speed sensorless brushless motor control in a power tool |
| CN112019128A (zh) * | 2019-05-31 | 2020-12-01 | 北京车和家信息技术有限公司 | 一种svpwm控制中占空比确定方法及装置 |
| EP3751724A1 (en) | 2019-06-10 | 2020-12-16 | Black & Decker Inc. | Field-oriented sensorless brushless motor control in a power tool |
| CN110391761B (zh) * | 2019-07-24 | 2020-09-15 | 浙江大学 | 三相三线制变流器软开关脉冲宽度调制方法 |
| EP3809581A1 (en) * | 2019-10-15 | 2021-04-21 | KNORR-BREMSE Systeme für Nutzfahrzeuge GmbH | Drive system and method for controlling a synchronous motor having several phases |
| TWI699084B (zh) * | 2019-11-29 | 2020-07-11 | 台達電子工業股份有限公司 | 應用於三階層逆變器之環流抑制方法 |
| CN111146801B (zh) * | 2019-12-06 | 2022-10-04 | 合肥工业大学 | 共直流母线双逆变器光伏发电系统的零序电流抑制方法 |
| CN111525867B (zh) * | 2020-04-03 | 2022-04-05 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种电机驱动控制平台 |
| TWI740592B (zh) * | 2020-07-30 | 2021-09-21 | 新代科技股份有限公司 | 多軸馬達控制系統及其方法 |
| CN111969875B (zh) * | 2020-08-17 | 2024-03-19 | 安徽中能电气股份有限公司 | 一种减小三相并联电压源型逆变器循环电流的方法 |
| CN112532097B (zh) * | 2020-12-03 | 2022-08-12 | 中国联合网络通信集团有限公司 | 三电平变流器并联控制方法、装置及存储介质 |
| CN113067489B (zh) * | 2021-04-01 | 2022-11-04 | 湖南大学 | 一种基于环流纹波控制的零电压开通并联逆变器的方法和系统 |
| CN113193766B (zh) * | 2021-04-02 | 2022-04-15 | 山东大学 | 一种并联变流器集群的环流抑制直接预测控制方法及系统 |
| CN115037182A (zh) * | 2022-05-16 | 2022-09-09 | 新源智储能源发展(北京)有限公司 | 一种储能变流器并联环流抑制方法及系统 |
| WO2024040342A1 (en) * | 2022-08-22 | 2024-02-29 | National Thermovoltaics Inc. | Modular multiphase drive system |
| CN115648959A (zh) * | 2022-10-26 | 2023-01-31 | 西南交通大学 | 轨道交通非接触式供电系统 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5811949A (en) * | 1997-09-25 | 1998-09-22 | Allen Bradley Company, Llc | Turn-on delay compensator for motor control |
| US6023417A (en) * | 1998-02-20 | 2000-02-08 | Allen-Bradley Company, Llc | Generalized discontinuous pulse width modulator |
| US20070070667A1 (en) * | 2005-09-23 | 2007-03-29 | Stancu Constantin C | Multiple inverter system with single controller and related operating method |
| US20110089876A1 (en) * | 2009-10-20 | 2011-04-21 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Fail-safe controls for electric traction drive systems |
-
2011
- 2011-09-08 TW TW100132455A patent/TWI474606B/zh active
-
2012
- 2012-05-25 US US13/480,880 patent/US8780594B2/en active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5811949A (en) * | 1997-09-25 | 1998-09-22 | Allen Bradley Company, Llc | Turn-on delay compensator for motor control |
| US6023417A (en) * | 1998-02-20 | 2000-02-08 | Allen-Bradley Company, Llc | Generalized discontinuous pulse width modulator |
| US20070070667A1 (en) * | 2005-09-23 | 2007-03-29 | Stancu Constantin C | Multiple inverter system with single controller and related operating method |
| US20110089876A1 (en) * | 2009-10-20 | 2011-04-21 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Fail-safe controls for electric traction drive systems |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20130063063A1 (en) | 2013-03-14 |
| US8780594B2 (en) | 2014-07-15 |
| TW201312926A (zh) | 2013-03-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI474606B (zh) | 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 | |
| US9621103B2 (en) | Circulating current and oscillating current suppressing method and parallel inverter driver system | |
| Yang et al. | A constant switching frequency model predictive control without weighting factors for T-type single-phase three-level inverters | |
| Holakooie et al. | Modified DTC of a six-phase induction motor with a second-order sliding-mode MRAS-based speed estimator | |
| JP5429371B2 (ja) | 電力制御器の制御装置および制御方法 | |
| CN103001581B (zh) | 并联式逆变驱动系统及其环流抑制装置与方法 | |
| EP3220529B1 (en) | Method for controlling three phase equivalent voltage of multilevel inverter | |
| JP2010148331A (ja) | 交流電動機の制御システム | |
| CN113491063A (zh) | 电动机驱动装置 | |
| US10848075B2 (en) | Reactive AFE power control | |
| Jabbarnejad et al. | Combined control of grid connected converters based on a flexible switching table for fast dynamic and reduced harmonics | |
| Zhou et al. | A robust capacitor voltage balancing method for CPS-PWM-based modular multilevel converters accommodating wide power range | |
| Lim et al. | Continuous-control-set model predictive current control of asymmetrical six-phase drives considering system nonidealities | |
| JP2011004541A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP5392649B2 (ja) | 自励式無効電力補償装置 | |
| KR20170095557A (ko) | 순환 전류를 방지하는 전력 변환 장치 및 이의 구동 방법 | |
| JP4661197B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| JP6685967B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 | |
| CN106329525B (zh) | 环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统 | |
| Priya et al. | GCMT-249 Investigation and Performance Analysis of Direct Torque Control of 3Φ Induction Motor using 7 Level Neutral Point Clamped Multilevel Inverter | |
| Song et al. | Circulating current elimination scheme for parallel operation of common dc bus inverters | |
| JP5392361B2 (ja) | 車両および車両の制御方法 | |
| JP2014135878A (ja) | 三相コンバータのコントローラ、それを用いた電力変換装置 | |
| JP4411848B2 (ja) | 入力フィルタを考慮したｐｗｍコンバータおよびその制御方法並びに高調波抑制装置 | |
| WO2021112108A1 (ja) | Ｐｗｍインバータ制御装置および制御方法 |