JP2017188974A - 溶接電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相商用電源より入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器で変圧して用い、サイリスタを用いない溶接電源装置を提供する。【解決手段】溶接電源装置Ａ１において、三相変圧器３、電力変換回路４、制御回路８、電力変換回路４の入力電圧を検出する入力側電圧センサ６および出力電流を検出する出力側電流センサ７を備えた。電力変換回路４は、双方向スイッチ４１（４３，４５）と双方向スイッチ４２（４４，４６）とを直列接続した直列回路４ａ（４ｂ，４ｃ）を有し、直列回路４ａ〜４ｃはそれぞれ出力端子ｕ，ｖ間に並列接続され、双方向スイッチ４１（４３，４５）と双方向スイッチ４２（４４，４６）との接続点は、三相変圧器３の二次側巻線３２の各端子にそれぞれ接続されている。制御回路８は、入力側電圧センサ６の検出信号と、出力側電流センサ７の検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、各双方向スイッチ４１〜４６に入力する。【選択図】図１

Description

本発明は、アーク溶接に用いられる溶接電源装置に関する。

溶接トーチと被加工物との間にアークを発生させて、アークの熱で被加工物の溶接を行うアーク溶接が知られている。アークには、溶接電源装置から電力が供給される。造船などにおける溶接では、構造が単純で故障しにくいサイリスタ方式の溶接電源装置が用いられている。

図９は、サイリスタ方式の溶接電源装置の一例を示す図であり、溶接システムの全体構成を示している。溶接電源装置Ａ１００の一方の出力端子は、溶接トーチＴの先端から突出する電極に接続される。溶接電源装置Ａ１００の他方の出力端子は、被加工物Ｗに接続される。溶接電源装置Ａ１００は、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに直流電力を供給する。溶接電源装置Ａ１００は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器３で変圧し、サイリスタ４０１〜４０３の点弧位相を調整することで出力を制御する（例えば特許文献１参照）。三相商用電源Ｂより入力される低周波（例えば５０Ｈｚ）電圧を三相変圧器３に直接入力するので、一次側に、整流回路およびインバータ回路を設ける必要がない。

特開２００６−２２３０３１号公報 特開２００６−２８１２１９号公報

しかしながら、近年、サイリスタの需要が減少し、サイリスタの製造が抑制されている。将来、サイリスタの製造が行われなくなった場合のことを考えて、サイリスタ方式に代わる溶接電源装置を開発する必要がある。チョッパ方式についても検討したが、静電容量の大きい電解コンデンサが必要になることや、負荷の大小によって、スイッチング素子に流れる電流が大きく変化するなどの問題点があった。

また、図９に示すサイリスタ方式の溶接電源装置の出力電力は直流電力なので、交流電力を出力するためには、インバータ回路を設ける必要がある。また、スパッタの発生を抑制して溶接品質を向上させるためには、低スパッタ回路を設ける必要がある。低スパッタ回路は、大型の抵抗器とスイッチング素子とを並列接続したものであり、スイッチング素子をオフにして電流を抵抗に流すことで減少させ、出力電流を小さくし、スパッタの発生を抑制するものである。低スパッタ回路を備える溶接電源装置については、例えば特許文献２に記載されている。交流用、低スパッタ用の各回路を設けると、種々の電源仕様に応じることができるが、溶接電源装置の製造コストが高額になるという問題がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器で変圧して用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行う溶接電源装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して出力する三相変圧器と、前記三相変圧器より出力される三相の交流電力を単相の電力に変換して出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御回路と、前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサと、前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサとを備えており、前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１ないし第３の直列回路を有しており、前記第１ないし第３の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第１の端子に接続され、前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第２の端子に接続され、前記第３の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第３の端子に接続され、前記制御回路は、前記入力側センサからの検出信号と、前記出力側センサからの検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力することを特徴とする。この構成によると、三相変圧器が、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路に入力する。制御回路は、入力側センサからの検出信号と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、三相変圧器より入力される三相の交流電力は、単相の電力に変換される。また、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御により、出力が制御される。したがって、三相商用電源より入力されて三相変圧器で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。

なお、「双方向スイッチ」とは、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるスイッチであり、例えば、２つの単方向スイッチを直列接続または並列接続したものや、交流電流が流れる状態と流れない状態とを切り替える単体のスイッチなども含まれる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記入力側センサからの検出信号に基づく判別を行う判別部と、前記判別部での判別結果に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とゼロの状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えている。この構成によると、入力側センサからの検出信号と出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各電圧を検出して、３つの検出信号を出力し、前記判別部は、前記３つの検出信号の大小を判別する。この構成によると、駆動信号生成部は、入力側センサから入力される３つの検出信号の大小に基づいて、ＰＷＭ信号と反転信号とゼロである信号とを切り替えることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記駆動信号生成部は、前記判別部が最大と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記出力端子のうちの第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を出力し、前記出力端子のうち第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を出力し、前記判別部が最小と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、前記第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する。この構成によると、入力側の検出信号の大小に応じた駆動信号を、各双方向スイッチに出力することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各相電圧を検出する。この構成によると、判別部は、検出された相電圧の検出信号の大小を判別することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各線間電圧を検出する。この構成によると、判別部は、検出された線間電圧の検出信号の大小を判別することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記電力変換回路の一方の出力端子に直列接続される平滑用リアクトルをさらに備えている。この構成によると、出力電流を安定させることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＩＧＢＴを備えている。この構成によると、大きな電流を流すことができる。また、逆阻止型のＩＧＢＴを並列接続した場合、双方向スイッチの構造を簡略なものにすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを備えている。この構成によると、電力の損失を低減することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記三相変圧器は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器である。

本発明によると、三相変圧器が、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路に入力する。制御回路は、入力側センサからの検出信号と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、三相変圧器より入力される三相の交流電力は、単相の電力に変換される。また、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御により、出力が制御される。したがって、三相商用電源より入力されて三相変圧器で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 駆動信号生成部が行う駆動信号生成処理を説明するためのフローチャートである。 駆動信号生成部を論理回路として表した図である。 シミュレーションを行った時の各波形を示す図である。 第１実施形態に係る双方向スイッチの変形例を示す図である。 第２実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第２実施形態に係る双方向スイッチの変形例を示す図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 従来の溶接電源装置の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図である。

溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチの先端から突出するワイヤ電極の先端と、被加工物との間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１においては、アークを負荷Ｌとして示している。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、三相変圧器３、電力変換回路４、平滑用リアクトル５、入力側電圧センサ６、出力側電流センサ７、および、制御回路８を備えている。溶接電源装置Ａ１は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器３で変圧し、三相変圧器３より出力される三相の交流電力を電力変換回路４で所望の波形の電力に変換して出力する。

三相変圧器３は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧（周波数は例えば５０Ｈｚ）を変圧して出力する低周波用の変圧器である。本実施形態において、三相変圧器３は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器であり、一次側に、３個の巻き線がＹ結線（星形結線）された一次側巻線３１を備えており、二次側に、３個の巻き線がＹ結線された二次側巻線３２を備えている。一次側巻線３１の各端子は、それぞれ、三相商用電源Ｂの各相に接続されている。二次側巻線３２の各端子は、それぞれ、電力変換回路４の、端子ａ，ｂ，ｃに接続されている。三相変圧器３は、一次側巻線３１の３つの端子に電圧を印加され、一次側巻線３１と二次側巻線３２の巻き数比に応じた電圧に変圧して、二次側巻線３２の３つの端子から出力する。なお、三相変圧器３の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、一次側巻線３１と二次側巻線３２との結線方式を、Δ−Ｙ結線、Ｙ−Δ結線、または、Δ−Δ結線などの他の結線方式としてもよい。つまり、一次側巻線３１を３個の巻き線がΔ結線されたものとしてもよいし、二次側巻線３２を３個の巻き線がΔ結線されたものとしてもよい。

電力変換回路４は、三相変圧器３より入力される交流電力を、制御回路８より入力される駆動信号に応じて変換して、出力する。電力変換回路４は、３つの入力端子ａ，ｂ，ｃと、２つの出力端子ｕ，ｖを備えている。入力端子ａ，ｂ，ｃは、三相変圧器３の二次側巻線３２の３つの端子に、それぞれ接続されている。また、出力端子ｕは、平滑用リアクトル５を介して、溶接電源装置Ａ１の一方の出力端子ｄに接続され、出力端子ｖは、溶接電源装置Ａ１の他方の出力端子ｅに接続されている。

電力変換回路４は、６つの双方向スイッチ４１〜４６を備えている。各双方向スイッチ４１〜４６は、交流電流を流すことができるスイッチであり、本実施形態では、２つのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）を逆直列接続したものを用いている。２つのＩＧＢＴはエミッタ端子同士が接続されており、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＩＧＢＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンになる。この場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴと、他方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴと、一方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１〜４６は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、双方向スイッチ４１〜４６の構成は限定されず、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるものであればよい。例えば、２つのＩＧＢＴのコレクタ端子同士を接続するようにしてもよい。

双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２とは直列接続され、直列回路４ａを構成し、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４とは直列接続され、直列回路４ｂを構成し、双方向スイッチ４５と双方向スイッチ４６とは直列接続され、直列回路４ｃを構成している。直列回路４ａ、直列回路４ｂおよび直列回路４ｃは、それぞれ、出力端子ｕ，ｖ間に並列接続されている。また、双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２との接続点は、入力端子ａに接続され、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４との接続点は、入力端子ｂに接続され、双方向スイッチ４５と双方向スイッチ４６との接続点は、入力端子ｃに接続されている。

平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｕと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。なお、平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｖと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間に直列接続されていてもよい。出力端子ｄ，ｅより出力される電流が、溶接電流として、負荷Ｌ（アーク）に流れる。

入力側電圧センサ６は、電力変換回路４の入力電圧（各相の相電圧）の瞬時値を検出する。具体的には、中性点の電位を基準として、入力端子ａの電位、入力端子ｂの電位、および、入力端子ｃの電位を検出し、それぞれ、電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cとして、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cをデジタル信号に変換して、入力電圧判別部８６に入力する。なお、本実施形態では、入力側電圧センサ６が各相の相電圧を検出する場合について説明したが、入力側電圧センサ６が各線間電圧を検出するようにしてもよい。

出力側電流センサ７は、電力変換回路４の出力端子ｖと、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間の接続線に配置されており、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出する。出力側電流センサ７は、検出した電流信号Ｉ_oを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電流信号Ｉ_oをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、電流の方向を、出力端子ｅから出力端子ｖに流れる場合を正の方向とし、逆に流れる場合を負の方向としている。したがって、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、出力端子ｅから出力端子ｖの方向に流れている場合は正の値となり、出力端子ｖから出力端子ｅの方向に流れている場合は負の値となる。電力変換回路４の出力電流が交流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電流が直流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。なお、出力側電流センサ７は、平滑用リアクトル５と溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間（または、平滑用リアクトル５と電力変換回路４の出力端子ｕとの間）の接続線に配置してもよく、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出できればよい。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、フィードバック制御を行っており、本実施形態においては、出力電流を制御している。制御回路８は、電力変換回路４を制御するための駆動信号を生成して、電力変換回路４に出力する。実際には、制御回路８が生成した駆動信号は、ドライブ回路によって増幅されて、電力変換回路４に出力されるが、図１においては、ドライブ回路の記載を省略している。制御回路８は、出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４、ＰＷＭ信号生成部８５、入力電圧判別部８６、および、駆動信号生成部８７を備えている。

出力電流設定部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標信号Ｉ^*を設定するものであり、設定された目標信号Ｉ^*を減算部８２に出力する。目標信号Ｉ^*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｉ^*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電流を直流電流とする場合は、目標信号Ｉ^*を所望の直流信号とすればよく、出力電流を交流電流とする場合は、目標信号Ｉ^*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電流を急減させる場合は、目標信号Ｉ^*を急減すればよい。

減算部８２は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉ_oと、出力電流設定部８１より入力される目標信号Ｉ^*との偏差ΔＩ（＝Ｉ^*−Ｉ_o）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＩに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。キャリア信号生成部８４は、例えば三角波などのキャリア信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。本実施形態においては、キャリア信号を、「０」を中心として正の値と負の値とで変化する信号としている。

ＰＷＭ信号生成部８５は、２つのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部８５は、補償信号生成部８３より入力される補償信号に「−１」を乗算することで、補償信号を反転させた反転信号を生成する。そして、補償信号と、キャリア信号生成部８４より入力されるキャリア信号とを比較することでｕ相用のＰＷＭ信号を生成する。例えば、補償信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、補償信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ｕ相用のＰＷＭ信号として生成される。また、ＰＷＭ信号生成部８５は、反転信号とキャリア信号とを比較することで、ｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号が、本発明の「第１ＰＷＭ信号」および「第２ＰＷＭ信号」に相当する。各ＰＷＭ信号には、デッドタイムが設けられる。ＰＷＭ信号生成部８５は、生成した各ＰＷＭ信号を、駆動信号生成部８７に出力する。出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４およびＰＷＭ信号生成部８５が、本発明の「ＰＷＭ制御部」に相当する。

入力電圧判別部８６は、入力側の各相の電圧の大小関係を判別する。入力電圧判別部８６は、入力側電圧センサ６によって検出され、デジタル化された電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cを入力され、電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cの大小関係を判別する。入力電圧判別部８６は、判別結果を判別信号として、駆動信号生成部８７に出力する。判別信号には、いずれの電圧信号が最大であるかという情報と、いずれの電圧信号が最小であるかという情報とが含まれている。なお、入力側電圧センサ６が各線間電圧を検出する場合でも、いずれかの相を基準にすることで、各相の電圧の大小関係を判別することができる。

駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号とに基づいて、駆動信号を生成する。駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_aが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_aが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_aが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間は「０」であるゼロ信号となる駆動信号Ｓ_auを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_auを、双方向スイッチ４１に出力する。同様に、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_bが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_bが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_bが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓ_buを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_buを、双方向スイッチ４３に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_cが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_cが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_cが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓ_cuを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_cuを、双方向スイッチ４５に出力する。

また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_aが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_aが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_aが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓ_avを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_avを、双方向スイッチ４２に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_bが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_bが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_bが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓ_bvを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_bvを、双方向スイッチ４４に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_cが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_cが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖ_cが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓ_cvを生成する。そして、当該駆動信号Ｓ_cvを、双方向スイッチ４６に出力する。

図２は、駆動信号生成部８７が行う駆動信号生成処理を説明するためのフローチャートである。当該駆動信号生成処理は、所定のタイミング毎に実施される。

まず、駆動信号生成部８７は、入力電圧判別部８６より判別信号を受信し、ＰＷＭ信号生成部８５よりｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を受信する（Ｓ１）。次に、判別信号に基づいて、電圧信号Ｖ_aが最大であるか否かを判別する（Ｓ２）。電圧信号Ｖ_aが最大である場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、電圧信号Ｖ_bが最小であるか否かを判別する（Ｓ３）。電圧信号Ｖ_bが最小である場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖ_aが最大で、電圧信号Ｖ_bが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ４）、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ５）、双方向スイッチ４５，４６にゼロ信号を出力する（Ｓ６）。

ステップＳ３において、電圧信号Ｖ_bが最小でない場合（Ｓ３：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖ_aが最大で、電圧信号Ｖ_cが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ７）、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ８）、双方向スイッチ４３，４４にゼロ信号を出力する（Ｓ９）。

ステップＳ２において、電圧信号Ｖ_aが最大でない場合（Ｓ２：ＮＯ）、電圧信号Ｖ_bが最大であるか否かを判別する（Ｓ１０）。電圧信号Ｖ_bが最大である場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、電圧信号Ｖ_cが最小であるか否かを判別する（Ｓ１１）。電圧信号Ｖ_cが最小である場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖ_bが最大で、電圧信号Ｖ_cが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１２）、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ１３）、双方向スイッチ４１，４２にゼロ信号を出力する（Ｓ１４）。

ステップＳ１１において、電圧信号Ｖ_cが最小でない場合（Ｓ１１：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖ_bが最大で、電圧信号Ｖ_aが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１５）、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ１６）、双方向スイッチ４５，４６にゼロ信号を出力する（Ｓ１７）。

ステップＳ１０において、電圧信号Ｖ_bが最大でない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、電圧信号Ｖ_aが最小であるか否かを判別する（Ｓ１８）。電圧信号Ｖ_aが最小である場合（Ｓ１８：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖ_cが最大で、電圧信号Ｖ_aが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１９）、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ２０）、双方向スイッチ４３，４４にゼロ信号を出力する（Ｓ２１）。

ステップＳ１８において、電圧信号Ｖ_aが最小でない場合（Ｓ１８：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖ_cが最大で、電圧信号Ｖ_bが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ２２）、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ２３）、双方向スイッチ４１，４２にゼロ信号を出力する（Ｓ２４）。

所定のタイミング毎に、駆動信号生成処理が実施されることにより、双方向スイッチ４１〜４６には、それぞれ、駆動信号Ｓ_au，Ｓ_av，Ｓ_bu，Ｓ_bv，Ｓ_cu，Ｓ_cvが入力される。

なお、駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号とから、論理式に基づいて、駆動信号Ｓ_au，Ｓ_av，Ｓ_bu，Ｓ_bv，Ｓ_cu，Ｓ_cvを決定するようにしてもよい。

電圧信号Ｖ_aが最大の場合を「Ａ_max（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖ_bが最大の場合を「Ｂ_max（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖ_cが最大の場合を「Ｃ_max（＝Ｔｒｕｅ）」とし、電圧信号Ｖ_aが最小の場合を「Ａ_min（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖ_bが最小の場合を「Ｂ_min（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖ_cが最小の場合を「Ｃ_min（＝Ｔｒｕｅ）」とする。そして、ＰＷＭ信号がオンの場合を「Ｐ_u（＝Ｔｒｕｅ）」とし、反転信号がオンの場合を「Ｐ_v（＝Ｔｒｕｅ）」とする。

駆動信号Ｓ_auの論理式は、
Ｓ_au＝（Ｐ_u＆Ａ_max）｜（！Ｐ_u＆Ａ_min）
で表される。なお、「＆」は論理積、「｜」は論理和、「！」は後続する信号の否定を表している。同様に、駆動信号Ｓ_av，Ｓ_bu，Ｓ_bv，Ｓ_cu，Ｓ_cvの論理式は、それぞれ、
Ｓ_av＝（Ｐ_v＆Ａ_max）｜（！Ｐ_v＆Ａ_min）
Ｓ_bu＝（Ｐ_u＆Ｂ_max）｜（！Ｐ_u＆Ｂ_min）
Ｓ_bv＝（Ｐ_v＆Ｂ_max）｜（！Ｐ_v＆Ｂ_min）
Ｓ_cu＝（Ｐ_u＆Ｃ_max）｜（！Ｐ_u＆Ｃ_min）
Ｓ_cv＝（Ｐ_v＆Ｃ_max）｜（！Ｐ_v＆Ｃ_min）
で表される。図３は、駆動信号生成部８７を論理回路として表したものである。

また、駆動信号生成部８７が、あらかじめ設定されている真理値表に基づいて、駆動信号Ｓ_au，Ｓ_av，Ｓ_bu，Ｓ_bv，Ｓ_cu，Ｓ_cvを決定するようにしてもよい。下記表は、駆動信号Ｓ_auの真理値表を示している。なお、「Ｔｒｕｅ」を「１」で表している。また、電圧信号Ｖ_aが最大でかつ最小ということはありえないので、Ａ_max＝１かつＡ_min＝１の場合は省いている。

駆動信号生成部８７は、最大電圧となる入力端子（ａ，ｂ，ｃ）に接続されている直列回路（４ａ，４ｂ，４ｃ）の出力端子ｕ側の双方向スイッチ（４１，４３，４５）をｕ相用のＰＷＭ信号に応じてスイッチングさせ、出力端子ｖ側の双方向スイッチ（４２，４４，４６）をｖ相用のＰＷＭ信号に応じてスイッチングさせ、最小電圧となる入力端子（ａ，ｂ，ｃ）に接続されている直列回路（４ａ，４ｂ，４ｃ）の出力端子ｕ側の双方向スイッチ（４１，４３，４５）をｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号に応じてスイッチングさせ、出力端子ｖ側の双方向スイッチ（４２，４４，４６）をｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号に応じてスイッチングさせるように、各駆動信号を生成して出力するものであればよい。

図４は、溶接電源装置Ａ１の構成でシミュレーションを行った時の入力電圧、出力電圧および出力電流の各波形を示している。各図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）とも、最上段は出力電流設定部８１で設定された目標信号Ｉ^*の波形を示しており、２段目は溶接電源装置Ａ１（電力変換回路４）の出力電流を示す電流信号Ｉ_oの波形を示している。また、３段目は電力変換回路４への入力電圧を示す電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cの波形を示しており、最下段は電力変換回路４からの出力電圧の波形を示している。いずれの場合も、電圧信号Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_cは周波数が５０Ｈｚの三相平衡状態の正弦波（各図３段目参照）であり、キャリア信号の周波数を２０ｋＨｚとしている。

図４（ａ）は、目標信号Ｉ^*として周波数が４００Ｈｚの正弦波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（１／８）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が４００Ｈｚの正弦波になっていることが確認できる。

図４（ｂ）は、目標信号Ｉ^*として周波数が１２０Ｈｚの正弦波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（５／１２）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が１２０Ｈｚの正弦波になっていることが確認できる。

図４（ｃ）は、目標信号Ｉ^*として周波数が１００Ｈｚの鋸歯状波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスが続き、入力電圧の（１／２）の周期で、短い時間だけ負のパルスが現れる波形となっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が１００Ｈｚの鋸歯状波になっていることが確認できる。さらに、出力電流を急減させることができることも確認できた。

図４（ｄ）は、目標信号Ｉ^*として周波数が１００Ｈｚの矩形波（交流であって、中心を正の側にずらしている）を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（１／２）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、目標信号Ｉ^*と同様の波形であり、周波数が１００Ｈｚの矩形波で、５００Ａから−１００Ａまで変化するものになっていることが確認できる。

いずれの場合も、目標信号Ｉ^*として設定した波形と同様の電流波形を出力することができた。

本実施形態によると、低周波用の三相変圧器３が、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路４に入力する。そして、サイリスタによる制御の代わりに、電力変換回路４が、出力を制御する。したがって、三相商用電源Ｂより入力されて三相変圧器３で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。変圧器の一次側に整流回路およびインバータ回路を備えていないので、これらを備えている溶接電源装置と比べて、構造が単純で故障しにくく、製造コストを抑制することができる。また、チョッパ方式のような静電容量の大きい電解コンデンサを必要としない。したがって、電解コンデンサの定期的な交換の必要がないので保守性が高い。また、チョッパ方式のように、負荷の大小によって、スイッチング素子に流れる電流が大きく変化することもない。

また、本実施形態によると、ＰＷＭ信号生成部８５は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉ_oと、出力電流設定部８１に設定された目標信号Ｉ^*との偏差ΔＩに基づいて、ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。そして、駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号（入力電圧の大小関係を示す）とに基づいて、各駆動信号を生成する。各駆動信号は、電力変換回路４の入力電圧の大小関係に応じて、（ｕ相用またはｖ相用の）ＰＷＭ信号、当該ＰＷＭ信号を反転させた信号およびゼロ信号が切り替えられる信号になる。電力変換回路４の各双方向スイッチ４１〜４６は、駆動信号生成部８７より入力される各駆動信号に基づいてスイッチングを行う。これにより、溶接電源装置Ａ１の出力電流は、目標信号Ｉ^*に応じて、フィードバック制御される。したがって、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*として、直流電流を示す信号を設定すれば、直流電力を出力し、目標信号Ｉ^*として、所望の周波数の交流信号を設定すれば、当該周波数の交流電力を出力する。つまり、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*を変更するだけで、直流電力も交流電力も出力することができる。また、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*を急減させることで、出力電流を急減させることができる。つまり、目標信号Ｉ^*の変化だけで、低スパッタ回路と同じ機能を果たすことができる。以上のように、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*の変更だけで、様々な電源仕様に対応することができる。

また、交流電力を出力する一般的な溶接電源装置は、変圧器の二次側に整流回路とインバータ回路とを備える必要があるが、溶接電源装置Ａ１は、整流回路を備える必要がない。したがって、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、低スパッタ回路を備えていなくても、同じ機能を果たすことができるので、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、直流用、交流用、低スパッタ用のそれぞれの回路をすべて設ける場合と比べて、大型化および高額化を抑制することができる。

さらに、溶接電源装置Ａ１は、同じハードウエアを用いて、目標信号Ｉ^*を変更するだけで、直流用の溶接電源装置とすることができ、交流用の溶接電源装置とすることができ、また、低スパッタ回路を備えた溶接電源装置とすることもできる。したがって、それぞれ異なるハードウエアとして溶接電源装置を製造する場合と比べて、製造コストや評価コストを低減することができる。

なお、本実施形態においては、双方向スイッチ４１〜４６として、２つのＩＧＢＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図５に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。

図５（ａ）は、２つのＩＧＢＴを逆並列接続したものである。各ＩＧＢＴのエミッタ端子にはそれぞれダイオードが直列接続されている。これらのダイオードは、ＩＧＢＴに逆バイアスがかからないようにしている。２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンの場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフの場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、ゲート端子に入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。

用いるＩＧＢＴが、逆バイアスに対して十分な耐性を有する逆阻止型のＩＧＢＴの場合、図５（ｂ）のように、ダイオードを省略した構成とすることができる。この場合、ダイオードによる電圧降下が抑制されるので、電力変換効率を向上させることができる。また、図５（ｃ）のように、１つのＩＧＢＴと４つのダイオードを用いた双方向スイッチを用いるようにしてもよい。この場合、１つのＩＧＢＴだけで双方向スイッチを構成できるので、ＩＧＢＴとその駆動回路の使用個数を削減することができる。

また、双方向スイッチ４１〜４６を、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタなど、他のスイッチング素子を用いたものとしてもよい。また、１つのスイッチング素子で交流電流のオンオフを制御できるものを用いてもよい。双方向スイッチ４１〜４６を、ＭＯＳＦＥＴを用いたものとした場合を第２実施形態として、以下に説明する。

図６は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図である。図６において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図６に示す溶接電源装置Ａ２は、双方向スイッチ４１〜４６に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いた双方向スイッチ４１’〜４６’を備えている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

各双方向スイッチ４１’〜４６’は、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いている。２つのＭＯＳＦＥＴはソース端子同士が接続されており、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンになる。この場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となって、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１’〜４６’は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、２つのＭＯＳＦＥＴのドレイン端子同士を接続するようにしてもよい。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、各双方向スイッチ４１’〜４６’は、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンの場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となるので、ダイオードを流れる場合より、電力の損失を低減することができる。特に、溶接に用いられる電力は、低電圧、大電流となるので、オン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴを用いることにより、電力損失をより低減することができる。

なお、第２実施形態においては、双方向スイッチ４１’〜４６’として、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図７に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。

上記第１および第２実施形態においては、出力電流制御を行う場合について説明したが、これに限られない。出力電圧制御や出力電力制御を行うようにしてもよい。出力電圧制御を行う場合を第３実施形態として、以下に説明する。

図８は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を説明するための図である。図８において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図８に示す溶接電源装置Ａ３は、出力側電流センサ７に代えて、出力側電圧センサ７’を備えている点と、制御回路８が、検出した電圧信号に基づいて駆動信号を生成する点とで、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

出力側電圧センサ７’は、溶接電源装置Ａ３の出力端子ｄ，ｅ間に配置されており、電力変換回路４の出力電圧（線間電圧）の瞬時値を検出する。出力側電圧センサ７’は、検出した電圧信号Ｖ_oを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖ_oをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、入力端子ｅの電位を基準としている。したがって、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より高い場合に正の値になり、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より低い場合に負の値になる。電力変換回路４の出力電圧が交流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電圧が直流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。

出力電圧設定部８１’は、溶接電源装置Ａ３の出力電圧の目標信号Ｖ^*を設定するものであり、設定された目標信号Ｖ^*を減算部８２に出力する。目標信号Ｖ^*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｖ^*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電圧を直流電圧とする場合は、目標信号Ｖ^*を所望の直流信号とすればよく、出力電圧を交流電圧とする場合は、目標信号Ｖ^*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電圧を急減させる場合は、目標信号Ｖ^*を急減すればよい。

減算部８２は、出力側電圧センサ７’より入力される電圧信号Ｖ_oと、出力電圧設定部８１’より入力される目標信号Ｖ^*との偏差ΔＶ（＝Ｖ^*−Ｖ_o）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＶに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第３実施形態においては、出力電圧制御を行うことができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３ 溶接電源装置
３ 三相変圧器
３１ 一次側巻線
３２ 二次側巻線
４ 電力変換回路
４ａ，４ｂ，４ｃ 直列回路（第１の直列回路、第２の直列回路、第３の直列回路）
４１，４２，４３，４４，４５，４６ 双方向スイッチ（ＩＧＢＴ使用）
４１’，４２’，４３’，４４’，４５’，４６’ 双方向スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ使用）
５ 平滑用リアクトル
６ 入力側電圧センサ（入力側センサ）
７ 出力側電流センサ（出力側センサ）
７’ 出力側電圧センサ（出力側センサ）
８ 制御回路
８１ 出力電流設定部（ＰＷＭ制御部）
８１’ 出力電圧設定部（ＰＷＭ制御部）
８２ 減算部（ＰＷＭ制御部）
８３ 補償信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８４ キャリア信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８５ ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８６ 入力電圧判別部（判別部）
８７ 駆動信号生成部
Ｌ 負荷
Ｂ 三相商用電源

Claims (10)

1. 三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して出力する三相変圧器と、
   前記三相変圧器より出力される三相の交流電力を単相の電力に変換して出力する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を制御する制御回路と、
   前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサと、
   前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサと、
   を備えており、
   前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１ないし第３の直列回路を有しており、
   前記第１ないし第３の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、
   前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第１の端子に接続され、
   前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第２の端子に接続され、
   前記第３の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第３の端子に接続され、
   前記制御回路は、前記入力側センサからの検出信号と、前記出力側センサからの検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力する、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記制御回路は、
   前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記入力側センサからの検出信号に基づく判別を行う判別部と、
   前記判別部での判別結果に基づいて、
   前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とゼロの状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
   を備えている、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各電圧を検出して、３つの検出信号を出力し、
   前記判別部は、前記３つの検出信号の大小を判別する、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
4. 前記駆動信号生成部は、
   前記判別部が最大と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記出力端子のうちの第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を出力し、前記出力端子のうち第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を出力し、
   前記判別部が最小と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、前記第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する、
   請求項３に記載の溶接電源装置。
5. 前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各相電圧を検出する、
   請求項３または４に記載の溶接電源装置。
6. 前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各線間電圧を検出する、
   請求項３または４に記載の溶接電源装置。
7. 前記電力変換回路の一方の出力端子に直列接続される平滑用リアクトルをさらに備えている、
   請求項１ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。
8. 前記双方向スイッチは、２つのＩＧＢＴを備えている、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の溶接電源装置。
9. 前記双方向スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを備えている、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の溶接電源装置。
10. 前記三相変圧器は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器である、
    請求項１ないし９のいずれかに記載の溶接電源装置。

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