JP5400961B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 145
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 143
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 92
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 35
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 29
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 24
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 24
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 22
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 14
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 31
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 20
- 230000037361 pathway Effects 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 6
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 4
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Description
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる（例えば、特許文献１参照）。
このような電力変換装置では、短絡用スイッチのオンオフ切り替えによりインバータ回路の直流電圧源の充放電を切り替えて直流電圧源の電圧を保ち、インバータ回路は、電流を制御するように出力制御される。しかしながら、インバータ回路の直流電圧源の電圧が大きく変動すると、インバータ回路による電流制御ができず、直流電圧源の電圧も復帰できなくなり平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電力変換装置の制御運転を継続できないという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路の直流電圧源の電圧が過渡的に大きく変動しても、直流電圧源の電圧を速やかに復帰させて、インバータ回路による電流制御および平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することを目的とする。
この発明に係る第１の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、上記インバータ回路を制御する上記電流指令を増加させて上記インバータ回路の制御を変更し、該直流電圧源の放電量を増大させるものである。
またこの発明に係る第２の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、上記交流電源の同期周波数に基づいて上記電流指令を生成して上記交流電源の力率を改善するように上記インバータ回路を出力制御し、上記力行時に上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、上記同期周波数の位相を所定の角度でずらせて上記インバータ回路の制御を変更し、上記直流電圧源の放電量を増大させるものである。
またこの発明に係る第３の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、上記力行時に上記直流電圧源の電圧低下により上記インバータ回路の上記電流指令を用いた制御可能な所定の電圧条件を外れると、上記コンバータ回路の上記交流端子間の短絡を制限し、さらに上記直流電圧源の電圧が低下して所定の下限値以下になると、上記交流端子間の短絡制限を解除して上記直流電圧源を充電させるものである。
上記第１の電力変換装置によると、制御回路は、インバータ回路の直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、インバータ回路を制御する電流指令を増加させてインバータ回路の制御を変更し、直流電圧源の放電量を増大させるため、インバータ回路の直流電圧源の電圧を速やかに復帰させることができる。このためインバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
上記第２の電力変換装置によると、制御回路は、交流電源の同期周波数に基づいて電流指令を生成して交流電源の力率を改善するようにインバータ回路を出力制御し、力行時にインバータ回路の直流電圧源の電圧が上限値を超えると、同期周波数の位相を所定の角度でずらせてインバータ回路の制御を変更し、直流電圧源の放電量を増大させる。このため、インバータ回路の直流電圧源の電圧を速やかに復帰させることができる。このためインバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
上記第３の電力変換装置によると、制御回路は、力行時に直流電圧源の電圧低下によりインバータ回路の電流指令を用いた制御可能な所定の電圧条件を外れると、コンバータ回路の交流端子間の短絡を制限し、さらに直流電圧源の電圧が低下して所定の下限値以下になると、交流端子間の短絡制限を解除して直流電圧源を充電させる。このため、インバータ回路の直流電圧源の電圧を速やかに復帰させることができ、インバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａはＩＧＢＴ以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２〜図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより低い場合を降圧と称す。また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊に制御されている状態を示す。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。
図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。
なお、コンバータ回路３００の制御において、制御回路１０が半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π−θ１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧である（Vdc＊−Vin）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcが制御される。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcが制御される。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcが制御される。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。
以上のように力行動作では、制御回路１０は、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、制御回路１０は、インバータ回路１００から電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００を出力制御し、直流電圧源１０５は充電される。そして、短絡期間以外の位相では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００を出力制御する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
また、短絡期間Ｔの位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Vdc＊＜Vpの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。
ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となり、Vdc＊の下限値はθ１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc＊に追従するように制御される。
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となり、Vdc＊の下限値はθ１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc＊に追従するように制御される。
次に、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧条件について説明する。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ａ：Vsub≧Vp・sinθ１
Ｂ：Vsub≧（Vdc＊−Vp・sinθ１）
Ｃ：Vsub≧（Vp−Vdc＊）
の３条件を満たす必要がある。
但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧であり、電圧Vsubはピーク電圧Vp以下に設定する。
直流電圧源１０５の電圧Vsubを、昇圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜π/2、また降圧時では、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ａ：Vsub≧Vp・sinθ１
Ｂ：Vsub≧（Vdc＊−Vp・sinθ１）
Ｃ：Vsub≧（Vp−Vdc＊）
の３条件を満たす必要がある。
但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧であり、電圧Vsubはピーク電圧Vp以下に設定する。
これらのことより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図８に示すようになる。このように直流電圧源１０５の電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。
ＰＷＭ制御されるインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記設定可能範囲を満たす電圧条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００の動作により、短絡期間Ｔでも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Iinが制御され、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。
ＰＷＭ制御されるインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記設定可能範囲を満たす電圧条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００の動作により、短絡期間Ｔでも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Iinが制御され、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について図９に基づいて以下に説明する。図９は、制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。
図９に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
制御回路１０は、設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御部３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御部３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、電圧Vsubが低下すると短絡期間Ｔは長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Ｔは短くなるように制御される。
図９に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
制御回路１０は、設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御部３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御部３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、電圧Vsubが低下すると短絡期間Ｔは長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Ｔは短くなるように制御される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相−θ１において、制御回路１０がゲート信号１２によりコンバータ回路３００の短絡スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Vp・│sinθ１│＜Vsub、の電圧条件を満たす必要がある。ＰＷＭ制御部３４は、電流制御の観点から、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して上記電圧条件を外れると、短絡スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Vinの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Vin│＜Vsubとなってから短絡スイッチをオフからオンさせる。
また、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２は、電圧判定器２８にも入力され、電圧判定器２８は差３２が設定範囲を外れると、制御信号２８ａ、２８ｂを出力する。制御信号２８ａはコンバータ回路３００の制御を変更する信号であり、電圧Vsubが電流制御のための上記電圧条件を外れ、さらに低下して所定の下限値VＬ以下となるとＰＷＭ制御部３４へ出力される。ＰＷＭ制御部３４は、短絡スイッチのオン動作の制限を解除し、短絡スイッチをオンさせてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡させ、これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで直流電圧源１０５は充電される。
なお、制御信号２８ｂはインバータ回路１００の制御を変更する信号であり、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記差３２に基づいて電圧判定器２８から出力されるが、インバータ回路１００の出力制御については、以下に示す。
なお、制御信号２８ｂはインバータ回路１００の制御を変更する信号であり、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記差３２に基づいて電圧判定器２８から出力されるが、インバータ回路１００の出力制御については、以下に示す。
また図９に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、振幅１の交流電源同期周波数２３から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御部２７によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
また、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から加算電圧演算器２９ａへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。即ち、加算電圧演算器２９ａは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた正の電圧ΔVＡを出力して、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に加算する。これにより、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令Iin＊を増加させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させる。このように、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、直流電圧源１０５の放電時に放電量を定常時よりも増大させて制御する。
この実施の形態では、制御回路１０は、電流指令Iin＊を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するように動作するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。
また、制御回路１０は、平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００では、短絡期間Ｔにて直流電圧源１０５が充電される。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、直流電圧源１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
また、制御回路１０は、平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００では、短絡期間Ｔにて直流電圧源１０５が充電される。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、直流電圧源１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
また、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、インバータ回路１００の制御を定常時の制御から変更して、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた正の電圧ΔVＡを、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に加算して目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令Iin＊を増加させる。これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができる。このため制御回路１０は、インバータ回路１００による定常時の電流制御、即ち平滑コンデンサ３に元の目標電圧Vdc＊を出力する電圧制御に速やかに復帰させることができ、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
また、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して電流制御のための所定の電圧条件を外れると、コンバータ回路３００の短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させる。短絡スイッチがオンすることを制限すると電流制御が優先されるが、短絡スイッチがオンしないと直流電圧源１０５の電圧Vsubが回復せず、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電力変換動作が不能に陥る懸念がある。しかしながら、電圧Vsubがさらに低下して所定の下限値VＬ以下になると、制御回路１０は、短絡スイッチのオン動作の制限を解除して直流電圧源１０５を充電する。これにより一時的に電流制御は乱れるが、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
なお、この実施の形態では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路３００は、直流母線間に並列接続される２つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを、ダイオードのみとしても良い。
実施の形態２．
上記実施の形態１では、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令Iin＊を増加させたが、この実施の形態では他の制御により電流指令Iin＊を増加させる。
図１０は、この発明の実施の形態２による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、主回路構成は上記実施の形態１と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様である。
図１０に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、振幅１の交流電源同期周波数２３から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。
上記実施の形態１では、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令Iin＊を増加させたが、この実施の形態では他の制御により電流指令Iin＊を増加させる。
図１０は、この発明の実施の形態２による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、主回路構成は上記実施の形態１と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様である。
図１０に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、振幅１の交流電源同期周波数２３から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。
電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から振幅かけ算器２９ｂへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。即ち、振幅かけ算器２９ｂは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた係数Ｋを、交流電源同期周波数２３の振幅（＝１）に乗じて振幅Ｋの交流電源同期周波数２３ａを生成する。そして振幅目標値２２ａと、振幅Ｋの交流電源同期周波数２３ａとから、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊が生成される。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態１の図９で説明したものと同様である。
この場合、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、交流電源同期周波数２３の振幅を増大させて電流指令Iin＊を増加させる。このため、上記実施の形態１と同様に、直流電圧源１０５の放電量を増大させ、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態１の図９で説明したものと同様である。
この場合、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、交流電源同期周波数２３の振幅を増大させて電流指令Iin＊を増加させる。このため、上記実施の形態１と同様に、直流電圧源１０５の放電量を増大させ、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、電流指令Iin＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を増大させたが、この実施の形態では他の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させる。
図１１は、この発明の実施の形態３による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様である。
図１１に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、振幅１の交流電源同期周波数２３から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。
上記実施の形態１、２では、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、電流指令Iin＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を増大させたが、この実施の形態では他の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させる。
図１１は、この発明の実施の形態３による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様である。
図１１に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、定常時の制御では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、振幅１の交流電源同期周波数２３から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。
電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から位相シフト器２９ｃへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。即ち、位相シフト器２９ｃは、振幅１の交流電源同期周波数２３の位相を、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた位相角Δθでずらした周波数２３ｂを生成する。そして振幅目標値２２ａと周波数２３ｂとから、電圧Vinと所定の位相角Δθで位相がずれた正弦波の電流指令Iin＊が生成される。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態１の図９で説明したものと同様である。
この場合、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令Iin＊の位相を所定の位相角Δθでずらす。これにより、無効電流が増大してインバータ回路１００は直流電圧源１０５の放電量を増大させるように出力制御される。このため、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態１の図９で説明したものと同様である。
この場合、制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令Iin＊の位相を所定の位相角Δθでずらす。これにより、無効電流が増大してインバータ回路１００は直流電圧源１０５の放電量を増大させるように出力制御される。このため、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
なお、上記実施の形態１、２で示した電流指令Iin＊を増加させる制御と、上記実施の形態３で示した電流指令Iin＊の位相をずらす制御とは、それぞれ単独の制御でも良いし、複数種を組み合わせた制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させても良い。
実施の形態４．
この実施の形態では、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、さらに別の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図１２は、この発明の実施の形態４による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、差３２が設定範囲を外れると、コンバータ回路３００の制御を変更する上記実施の形態１と同様の制御信号２８ａと、インバータ回路１００の制御を変更するための以下に示す制御信号２９ｄとを出力する。
図１２に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。定常時の制御は、上記実施の形態１と同様である。
この実施の形態では、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、さらに別の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図１２は、この発明の実施の形態４による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態１の図９で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、差３２が設定範囲を外れると、コンバータ回路３００の制御を変更する上記実施の形態１と同様の制御信号２８ａと、インバータ回路１００の制御を変更するための以下に示す制御信号２９ｄとを出力する。
図１２に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。定常時の制御は、上記実施の形態１と同様である。
また、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８からＰＷＭ制御部２７へ制御信号２９ｄが出力され、上述した定常時の制御から変更される。即ち、ＰＷＭ制御部２７では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａの所定のスイッチング状態を継続させ、インバータ回路１００内を、直流電圧源１０５を放電させる向きに電流が流れるように制御する。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態５では、電力変換装置は回生機能を備え、通常は力行動作を行うが、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生動作により交流電源１に電力を回生する。なお、回路構成は図１と同様であり、また力行動作については上記実施の形態１と同様である。
図１３〜図１６は、回生動作における電流経路図を示す。制御回路１０は、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが目標電圧をVdc＊より所定の電圧分、増大すると、電力変換装置の制御を力行動作から回生動作に切り替える。
上記実施の形態１〜４では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態５では、電力変換装置は回生機能を備え、通常は力行動作を行うが、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生動作により交流電源１に電力を回生する。なお、回路構成は図１と同様であり、また力行動作については上記実施の形態１と同様である。
図１３〜図１６は、回生動作における電流経路図を示す。制御回路１０は、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが目標電圧をVdc＊より所定の電圧分、増大すると、電力変換装置の制御を力行動作から回生動作に切り替える。
まず交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ制御により出力制御することで、直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して、インバータ回路１００をＰＷＭ制御により出力制御することで、直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図１３に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１４に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御により出力制御することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように電流が流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように電流が流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。制御回路１０は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御により出力制御することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
図１５に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、制御回路１０は、上記の４種の制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１６に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、制御回路１０は、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。
なお、制御回路１０は、コンバータ回路３００の制御において、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、制御回路１０は、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡期間Ｔでのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、制御回路１０は、インバータ回路１００から電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００を出力制御し、直流電圧源１０５は放電される。そして、短絡期間以外の位相では、制御回路１０は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御してインバータ回路１００を出力制御する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源１０５は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源１０５は放電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について図１７に基づいて以下に説明する。図１７は、制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。
図１７に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
まず上記実施の形態１と同様に、制御回路１０は、設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量としてＰＩ制御した出力３３を、力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。
図１７に示すように、制御回路１０は、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
まず上記実施の形態１と同様に、制御回路１０は、設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量としてＰＩ制御した出力３３を、力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。
そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御部３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２が生成される。このＰＷＭ制御部３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性と力行・回生信号３７に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御され、力行動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間Ｔは長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Ｔは短くなるように制御される。また、回生動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間Ｔは短く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Ｔは長くなるように制御される。
また、交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相−θ１において、制御回路１０がゲート信号１２によりコンバータ回路３００の短絡スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Vp・│sinθ１│＜Vsub、の電圧条件を満たす必要がある。ＰＷＭ制御部３４は、電流制御の観点から、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して上記電圧条件を外れると、短絡スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Vinの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Vin│＜Vsubとなってから短絡スイッチをオフからオンさせる。
また、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２は、電圧判定器２８にも入力される。電圧判定器２８は、電圧Vsubが増加して差３２が設定範囲を外れると、力行動作時および回生動作時の双方においてインバータ回路１００の制御を変更する制御信号２８ｂを出力し、電圧Vsubが低下して差３２が設定範囲を外れると、力行動作時のみコンバータ回路３００の制御を変更する制御信号２８ａを出力する。
インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して、上述したような電流制御のための所定の電圧条件を外れると、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させる。短絡スイッチのオン動作が制限されると電流制御が優先されるが、力行動作時には短絡スイッチがオンしないと直流電圧源１０５の電圧Vsubが回復しない。力行動作時には、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsubがさらに低下して所定の下限値VＬ以下になると、制御信号２８ａにより短絡スイッチのオン動作の制限を解除して直流電圧源１０５を充電する。これにより一時的に電流制御は乱れるが、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
回生動作時においては、直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して電流制御のための所定の電圧条件を外れ、制御回路１０が短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させると、直流電圧源１０５は、平滑コンデンサ３から切り離されて放電されることがなく、平滑コンデンサ３からの回生電力により逆に充電されるので問題がない。
インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して、上述したような電流制御のための所定の電圧条件を外れると、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させる。短絡スイッチのオン動作が制限されると電流制御が優先されるが、力行動作時には短絡スイッチがオンしないと直流電圧源１０５の電圧Vsubが回復しない。力行動作時には、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsubがさらに低下して所定の下限値VＬ以下になると、制御信号２８ａにより短絡スイッチのオン動作の制限を解除して直流電圧源１０５を充電する。これにより一時的に電流制御は乱れるが、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路１００による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
回生動作時においては、直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して電流制御のための所定の電圧条件を外れ、制御回路１０が短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させると、直流電圧源１０５は、平滑コンデンサ３から切り離されて放電されることがなく、平滑コンデンサ３からの回生電力により逆に充電されるので問題がない。
図１７に示すように、制御回路１０は、インバータ回路１００の定常時の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が、力行動作時には概１に、回生動作時には概（−１）になるように電流Iinを制御する。この場合、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａの極性が力行／回生で極性反転するため、制御回路１０は、力行／回生のいずれの動作においても上記実施の形態１と同様にインバータ回路１００を制御することで電流制御できる。
また、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から加算電圧演算器２９ａへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。加算電圧演算器２９ａは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた正の電圧ΔVＡを出力して、力行動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に加算し、回生動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊から減算する。
また、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から加算電圧演算器２９ａへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。加算電圧演算器２９ａは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた正の電圧ΔVＡを出力して、力行動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に加算し、回生動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊から減算する。
これにより、制御回路１０は、力行動作時には平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令Iin＊を増加させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させる。また、回生動作時には平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を減少させて電流指令Iin＊を増加させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させる。
このように、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０は、力行／回生のいずれの動作においても、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令Iin＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を定常時よりも増大させてインバータ回路１００を制御する。
このように、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０は、力行／回生のいずれの動作においても、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令Iin＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を定常時よりも増大させてインバータ回路１００を制御する。
以上のように、この実施の形態では、電力変換装置は、力行動作では平滑コンデンサ３が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ３の電圧が所定の電圧分上昇すると回生動作にて交流電源１に電力を回生する。平滑コンデンサ３に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ３に戻り、平滑コンデンサ３の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ３の電圧が上昇しても、回生動作にて平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ３は所望の電圧に安定的に制御することができる。
また、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０は、インバータ回路１００の制御を定常時から変更して、力行／回生のいずれの動作においても電流指令Iin＊を増加させるように平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を加減算する。これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができる。このためインバータ回路１００による定常時の電流制御、即ち平滑コンデンサ３に元の目標電圧Vdc＊を出力する電圧制御に速やかに復帰させることができ、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
また、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下して電流制御のための所定の電圧条件を外れると、制御回路１０は、コンバータ回路３００の短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させる。回生動作では、短絡スイッチがオンすることを制限すると直流電圧源１０５の電圧Vsubを復帰させることができる。力行動作では、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsubがさらに低下して所定の下限値VＬ以下になると、短絡スイッチのオン動作の制限を解除して直流電圧源１０５を充電することで、直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
実施の形態６．
上記実施の形態５で示した回生機能を有する電力変換装置においても、上記実施の形態２と同様に、制御回路１０は、交流電源同期周波数２３の振幅を増大させて電流指令Iin＊を増加させても良い。
図１８は、この発明の実施の形態６による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、主回路構成は上記実施の形態１、５と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態５の図１７で示したものと同様である。
上記実施の形態５で示した回生機能を有する電力変換装置においても、上記実施の形態２と同様に、制御回路１０は、交流電源同期周波数２３の振幅を増大させて電流指令Iin＊を増加させても良い。
図１８は、この発明の実施の形態６による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、主回路構成は上記実施の形態１、５と同様であり、コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態５の図１７で示したものと同様である。
電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から振幅かけ算器２９ｂへ制御信号２８ｂが出力され、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御を、上述した定常時の制御から変更する。そして、力行／回生のいずれの動作においても、振幅かけ算器２９ｂは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた係数Ｋを、交流電源同期周波数２３の振幅（＝１）に乗じて振幅Ｋの交流電源同期周波数２３ａを生成する。そして振幅目標値２２ａと、振幅Ｋの交流電源同期周波数２３ａとから、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊が生成される。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態５の図１７で説明したものと同様である。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態５の図１７で説明したものと同様である。
このように、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０は、インバータ回路１００の制御を定常時から変更して、力行／回生のいずれの動作においても、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、交流電源同期周波数２３の振幅を増大させて電流指令Iin＊を増加させる。これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、実施の形態５と同様の効果が得られる。
なお、上記実施の形態５、６で示した電流指令Iin＊を増加させる制御は、それぞれ単独の制御でも良いし、これらを組み合わせた制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させても良い。
なお、上記実施の形態５、６で示した電流指令Iin＊を増加させる制御は、それぞれ単独の制御でも良いし、これらを組み合わせた制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させても良い。
実施の形態７．
この実施の形態では、回生機能を有する電力変換装置において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記実施の形態４と同様の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図１９は、この発明の実施の形態７による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１、５と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態５の図１７で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、差３２が設定範囲を外れると、コンバータ回路３００の制御を変更する上記実施の形態５と同様の制御信号２８ａと、インバータ回路１００の制御を変更するための制御信号２９ｄとを出力する。
この実施の形態では、回生機能を有する電力変換装置において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記実施の形態４と同様の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図１９は、この発明の実施の形態７による電力変換装置における制御回路１０による制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。なお、この場合も主回路構成は上記実施の形態１、５と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態５の図１７で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、差３２が設定範囲を外れると、コンバータ回路３００の制御を変更する上記実施の形態５と同様の制御信号２８ａと、インバータ回路１００の制御を変更するための制御信号２９ｄとを出力する。
電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８からＰＷＭ制御部２７へ制御信号２９ｄが出力され、制御回路１０は、インバータ回路１００の出力制御を、上述した定常時の制御から変更する。そして、力行／回生のいずれの動作においても、ＰＷＭ制御部２７では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａの所定のスイッチング状態を継続させ、インバータ回路１００内を、直流電圧源１０５を放電させる向きに電流が流れるように制御する。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態５の図１７で説明したものと同様である。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態５の図１７で説明したものと同様である。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
なお、上記実施の形態５〜７において、回生動作時に、直流電圧源１０５の放電量を増大させるようにインバータ回路１００の出力制御を変更しても、電圧Vsubが上限値VＨよりさらに増加して所定の電圧を超える場合、コンバータ回路３００の制御において、短絡スイッチをオンさせて直流電圧源１０５を平滑コンデンサ３から切り離して放電させ、交流電源１に電力回生させても良い。
実施の形態８．
上記各実施の形態では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図２０に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂ、２０１ｂ〜２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、２０１ａ〜２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。
上記各実施の形態では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図２０に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂ、２０１ｂ〜２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、２０１ａ〜２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。
制御回路１０ａは、各単相インバータ１００、２００の直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記各実施の形態と同様に、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源１からの力率を力行動作時は１に、回生動作時は（−１）に近づくようにインバータ回路１００を電流指令Iin＊を用いて出力制御する。また、平滑コンデンサ３をバイパスさせる短絡期間Ｔを有してインバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させるようにコンバータ回路３００を出力制御する。そして、インバータ回路１１０の交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。
この実施の形態においても、インバータ回路１１０の直流電圧源１０５、２０５の電圧が増加して所定の上限値以上になると、上記各実施の形態と同様に、制御回路１０ａは、インバータ回路１１０の制御を定常時から変更して直流電圧源１０５、２０５の放電量を増大させる。また、直流電圧源１０５、２０５の電圧が低下して電流制御のための所定の電圧条件を外れると、制御回路１０ａは、コンバータ回路３００の短絡スイッチがオンすることを制限して電流制御を優先させる。そして、力行動作では、直流電圧源１０５、２０５の電圧がさらに低下して所定の下限値以下になると、短絡スイッチのオン動作の制限を解除して直流電圧源１０５、２０５を充電する。
このため、上記各実施の形態と同様に、インバータ回路１１０の直流電圧源１０５、２０５の電圧が大きく変動しても、直流電圧源１０５、２０５の電圧を速やかに復帰させることができ、インバータ回路１１０による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
このため、上記各実施の形態と同様に、インバータ回路１１０の直流電圧源１０５、２０５の電圧が大きく変動しても、直流電圧源１０５、２０５の電圧を速やかに復帰させることができ、インバータ回路１１０による定常時の電流制御に速やかに復帰させ平滑コンデンサに所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
なお、インバータ回路１１０は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。
実施の形態９．
次に、この発明の実施の形態９による電力変換装置について説明する。図２１はこの発明の実施の形態９による電力変換装置の概略構成図である。
図２１に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路が直流電源５に接続されて所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
次に、この発明の実施の形態９による電力変換装置について説明する。図２１はこの発明の実施の形態９による電力変換装置の概略構成図である。
図２１に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路が直流電源５に接続されて所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間を所定の周期で有して、インバータ回路１００の直流電圧源１０５を充電し、上記短絡期間以外では、直流電源５の電圧Vaにインバータ回路１００の出力を重畳して平滑コンデンサ３に出力し、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊になるように制御する。この場合、直流電源５の電圧Vaを昇圧した出力電圧Vdcを得る。
また、上記実施の形態５と同様に電力変換装置は回生機能を備え、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが目標電圧Vdc＊より所定の電圧分、上昇すると力行動作から回生動作に切り替えて直流電源５に電力を回生する。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、５で示したものと同様である。
また、上記実施の形態５と同様に電力変換装置は回生機能を備え、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが目標電圧Vdc＊より所定の電圧分、上昇すると力行動作から回生動作に切り替えて直流電源５に電力を回生する。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、５で示したものと同様である。
また、直流電源５から充電される直流電圧源１０５の電圧Vsubは、直流電源５の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要がある。即ち、Vsub＜Va、Vsub≧Vdc＊−Va、の２つの条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できる。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図２２に示すようになる。なお、この場合もＰＷＭ制御されるインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記２条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubの設定可能範囲は、図２２に示すようになる。なお、この場合もＰＷＭ制御されるインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記２条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について図２３に基づいて以下に説明する。図２３は、制御回路１０ｂによる制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。
図２３に示すように、制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
図２３に示すように、制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の出力制御において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる。
まず、制御回路１０ｂは、設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御部３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１４を生成する。このＰＷＭ制御部３４では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波３５ａをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号３７に基づいてゲート信号１４を生成する。
即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御され、力行動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間は長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間は短くなるように制御される。また、回生動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間は短く、電圧Vsubが増加すると短絡期間は長くなるように制御される。
即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御され、力行動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間は長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間は短くなるように制御される。また、回生動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間は短く、電圧Vsubが増加すると短絡期間は長くなるように制御される。
また、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２は、電圧判定器２８にも入力される。電圧判定器２８は、電圧Vsubが増加して差３２が設定範囲を外れると、力行動作時および回生動作時の双方においてインバータ回路１００の制御を変更する制御信号２８ｂを出力する。
図２３に示すように、制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の出力制御において、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持する。定常時の制御では、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を電流指令ｉ＊とする。そして、電流指令ｉ＊と検出された電流ｉとの差２４ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５ａとする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５ａを補正する。そして、補正後の電圧指令２６ａを用いて、ＰＷＭ制御部２７によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１３を生成し、インバータ回路１００を動作させる。
また、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８から加算電圧演算器２９ａへ制御信号２８ｂが出力され、上述した定常時の制御から変更される。加算電圧演算器２９ａは、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差３２に応じた正の電圧ΔVＡを出力して、力行動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊に加算し、回生動作時は平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊から減算する。
これにより、制御回路１０ｂは、力行動作時には平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を増大させて電流指令ｉ＊を増加させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させる。また、回生動作時には平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊を減少させて電流指令ｉ＊を増加させ、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させる。
このように、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０ｂは、力行／回生のいずれの動作においても、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令ｉ＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を定常時よりも増大させて制御する。このため直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路１００による定常時の電流制御、即ち平滑コンデンサ３に元の目標電圧Vdc＊を出力する電圧制御に速やかに復帰させることができ、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
このように、電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、制御回路１０ｂは、力行／回生のいずれの動作においても、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで、電流指令ｉ＊を増加させて直流電圧源１０５の放電量を定常時よりも増大させて制御する。このため直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、インバータ回路１００による定常時の電流制御、即ち平滑コンデンサ３に元の目標電圧Vdc＊を出力する電圧制御に速やかに復帰させることができ、平滑コンデンサ３に所望の電圧を出力する電圧制御を安定して継続することができる。
なお、直流電源５から直流電力を入力しているため、交流電源１を用いた場合のような力率制御の必要が無く、力行動作時にインバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが低下すると短絡期間を長くして充電することで電圧Vsubを復帰できる。
実施の形態１０．
上記実施の形態９で示した電力変換装置において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記実施の形態４、７と同様の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図２４は、この発明の実施の形態１０による電力変換装置における制御回路１０ｂによる制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。電力変換装置の構成は、図２１で示したものと同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態９の図２３で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、電圧Vsubが増加して差３２が設定範囲を外れると、インバータ回路１００の制御を変更するための制御信号２９ｄを出力する。
上記実施の形態９で示した電力変換装置において、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、上記実施の形態４、７と同様の制御により直流電圧源１０５の放電量を増大させるものを示す。
図２４は、この発明の実施の形態１０による電力変換装置における制御回路１０ｂによる制御ブロック図であり、コンバータ回路３００の出力制御とインバータ回路１００の出力制御とを示す。電力変換装置の構成は、図２１で示したものと同様である。
コンバータ回路３００の出力制御は上記実施の形態９の図２３で示したものと同様であるが、この場合、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２が入力される電圧判定器２８は、電圧Vsubが増加して差３２が設定範囲を外れると、インバータ回路１００の制御を変更するための制御信号２９ｄを出力する。
電圧Vsubが増加して所定の上限値VＨ以上になると、指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差３２に基づいて電圧判定器２８からＰＷＭ制御部２７へ制御信号２９ｄが出力され、制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の出力制御を上述した定常時の制御から変更する。そして、力行／回生のいずれの動作においても、ＰＷＭ制御部２７では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが要求される電圧になるまで各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａの所定のスイッチング状態を継続させ、インバータ回路１００内を、直流電圧源１０５を放電させる向きに電流が流れるように制御する。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態９の図２３で説明したものと同様である。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
その他のインバータ回路１００の出力制御は、上記実施の形態９の図２３で説明したものと同様である。
これにより、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の放電量を増大させ直流電圧源１０５の電圧Vsubを速やかに復帰させることができ、同様の効果が得られる。
Claims (13)
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、
上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、上記インバータ回路を制御する上記電流指令を増加させて上記インバータ回路の制御を変更し、該直流電圧源の放電量を増大させる電力変換装置。 - 上記制御回路は、上記力行時に上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が上記上限値を超えると、上記平滑コンデンサの目標電圧を所定の電圧分増大させて上記電流指令を増加させる請求項１に記載の電力変換装置。
- 上記電源は交流電源であり、
上記制御回路は、
上記交流電源の同期周波数に基づいて上記電流指令を生成して上記交流電源の力率を改善するように上記インバータ回路を出力制御し、
上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が上記上限値を超えると、上記同期周波数の振幅を増大させて上記電流指令を増加させる請求項１に記載の電力変換装置。 - 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、
上記交流電源の同期周波数に基づいて上記電流指令を生成して上記交流電源の力率を改善するように上記インバータ回路を出力制御し、
上記力行時に上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が所定の上限値を超えると、上記同期周波数の位相を所定の角度でずらせて上記インバータ回路の制御を変更し、上記直流電圧源の放電量を増大させる電力変換装置。 - 上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を出力制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、
上記力行時に上記直流電圧源の電圧低下により上記インバータ回路の上記電流指令を用いた制御可能な所定の電圧条件を外れると、上記コンバータ回路の上記交流端子間の短絡を制限し、上記直流電圧源の電圧がさらに低下して所定の下限値以下になると、上記交流端子間の短絡制限を解除して上記直流電圧源を充電させる請求項５に記載の電力変換装置。 - 上記電源は直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の上記電圧指令値は上記直流電源の電圧より低く設定する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
- 上記制御回路は、
上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生機能を備え、
上記平滑コンデンサからの電力回生時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において放電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を短く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を長くするように上記コンバータ回路を制御する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 上記制御回路は、
上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生機能を備え、
上記平滑コンデンサからの電力回生時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において放電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を短く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を長くするように上記コンバータ回路を制御し、
上記電力回生時に上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が上記上限値を超えると、上記平滑コンデンサの目標電圧を所定の電圧分減少させて上記電流指令を増加させる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 - 上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧を指令値に追従させるように上記コンバータ回路を出力制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において充電し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を長く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を短くするように上記コンバータ回路を制御し、
上記力行時に上記直流電圧源の電圧低下により上記インバータ回路の上記電流指令を用いた制御可能な所定の電圧条件を外れると、上記コンバータ回路の上記交流端子間の短絡を制限し、さらに上記直流電圧源の電圧が低下して所定の下限値以下になると、上記交流端子間の短絡制限を解除して上記直流電圧源を充電させる電力変換装置。 - 上記制御回路は、
上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生機能を備え、
上記平滑コンデンサからの電力回生時に、上記インバータ回路の上記直流電圧源を上記短絡期間において放電し、該直流電圧源の電圧が低下すると上記短絡期間を短く、該直流電圧源の電圧が増加すると上記短絡期間を長くするように上記コンバータ回路を制御する請求項１１に記載の電力変換装置。 - 上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続される請求項１１または請求項１２に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012517088A JP5400961B2 (ja) | 2010-05-28 | 2010-10-26 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010122239 | 2010-05-28 | ||
| JP2010122239 | 2010-05-28 | ||
| PCT/JP2010/068902 WO2011148526A1 (ja) | 2010-05-28 | 2010-10-26 | 電力変換装置 |
| JP2012517088A JP5400961B2 (ja) | 2010-05-28 | 2010-10-26 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2011148526A1 JPWO2011148526A1 (ja) | 2013-07-25 |
| JP5400961B2 true JP5400961B2 (ja) | 2014-01-29 |
Family
ID=45003530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012517088A Expired - Fee Related JP5400961B2 (ja) | 2010-05-28 | 2010-10-26 | 電力変換装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9276496B2 (ja) |
| JP (1) | JP5400961B2 (ja) |
| CN (1) | CN102918758B (ja) |
| DE (1) | DE112010005608B4 (ja) |
| WO (1) | WO2011148526A1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012143037A2 (en) * | 2011-04-18 | 2012-10-26 | Abb Technology Ag | Method in a voltage source chain-link converter, computer programs and computer program products |
| JP5631499B2 (ja) * | 2011-09-08 | 2014-11-26 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5678860B2 (ja) * | 2011-10-07 | 2015-03-04 | 株式会社安川電機 | 交流直流変換器 |
| US9246411B2 (en) * | 2012-10-16 | 2016-01-26 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Regenerative voltage doubler rectifier, voltage sag/swell correction apparatus and operating methods |
| JP5546605B2 (ja) * | 2012-10-19 | 2014-07-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6232341B2 (ja) * | 2014-05-09 | 2017-11-15 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6277087B2 (ja) * | 2014-08-25 | 2018-02-07 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| US10135293B2 (en) | 2015-04-01 | 2018-11-20 | Isolated Parallel Inc | Direct current isolated-parallel uninterruptible power supply system |
| CN104993755A (zh) * | 2015-08-03 | 2015-10-21 | 广东威灵电机制造有限公司 | 一种用于无刷直流电机的直流电压控制方法和系统 |
| EP3416276B1 (en) * | 2016-02-08 | 2020-01-08 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| CN110679051B (zh) * | 2017-05-25 | 2023-06-09 | 松下电器制冷装置新加坡 | 压缩机驱动装置、使用该压缩机驱动装置的控制单元、压缩机单元和冷却器 |
| EP3981065B1 (en) * | 2019-06-25 | 2024-08-07 | Huawei Technologies Co., Ltd. | A dc-to-dc power converter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2007202251A (ja) * | 2006-01-25 | 2007-08-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2007129456A1 (ja) * | 2006-04-25 | 2007-11-15 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| JP2009095160A (ja) * | 2007-10-10 | 2009-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070159279A1 (en) * | 2004-05-12 | 2007-07-12 | Ryuichi Shimada | Alternating-current power supply device recovering magnetic energy |
| JP2006238626A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Toshiba Corp | 電気車用電力変換装置 |
| JP2007282442A (ja) * | 2006-04-11 | 2007-10-25 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 交直変換回路 |
| JP5049964B2 (ja) * | 2006-05-08 | 2012-10-17 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP4406733B2 (ja) * | 2006-10-05 | 2010-02-03 | 国立大学法人東京工業大学 | インバータ電源装置 |
| JP5323426B2 (ja) * | 2008-09-08 | 2013-10-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2010058536A1 (ja) * | 2008-11-18 | 2010-05-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| EP2357720B1 (en) * | 2008-12-12 | 2017-12-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| DE112009004627T5 (de) * | 2009-04-01 | 2012-06-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Leistungsumwandlungsvorrichtung |
| JP4850279B2 (ja) * | 2009-11-27 | 2012-01-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5400956B2 (ja) | 2010-04-15 | 2014-01-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2011128941A1 (ja) | 2010-04-15 | 2011-10-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
2010
- 2010-10-26 US US13/699,815 patent/US9276496B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2010-10-26 JP JP2012517088A patent/JP5400961B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2010-10-26 WO PCT/JP2010/068902 patent/WO2011148526A1/ja active Application Filing
- 2010-10-26 CN CN201080067083.6A patent/CN102918758B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2010-10-26 DE DE112010005608.0T patent/DE112010005608B4/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1014108A (ja) * | 1996-06-25 | 1998-01-16 | Railway Technical Res Inst | 並列形アクティブフィルタ |
| JP2007202251A (ja) * | 2006-01-25 | 2007-08-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2007129456A1 (ja) * | 2006-04-25 | 2007-11-15 | Mitsubishi Electric Corporation | 電力変換装置 |
| JP2009095160A (ja) * | 2007-10-10 | 2009-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US9276496B2 (en) | 2016-03-01 |
| JPWO2011148526A1 (ja) | 2013-07-25 |
| DE112010005608B4 (de) | 2018-02-01 |
| DE112010005608T5 (de) | 2013-03-21 |
| CN102918758B (zh) | 2015-03-18 |
| US20130121045A1 (en) | 2013-05-16 |
| CN102918758A (zh) | 2013-02-06 |
| WO2011148526A1 (ja) | 2011-12-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131022 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20131025 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5400961 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |