JP4406733B2

JP4406733B2 - インバータ電源装置

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Publication number: JP4406733B2
Application number: JP2006273511A
Authority: JP
Inventors: 隆一嶋田; 忠幸北原; 和彦福谷
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2006-10-05
Filing date: 2006-10-05
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2026-10-05
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Description

本発明は、インバータ電源装置に関し、特に、誘導加熱装置の誘導コイル（ワークコイルともいう）に高周波の交番パルス電流を供給するのに好適なインバータ電源装置に関するものである。

従来、交番パルス電流を誘導加熱装置の誘導コイルのようなインダクタンス負荷に流す場合、インダクタンス負荷に蓄積する磁気エネルギーの効果により、電流変化に伴う高電圧を電源から供給する必要がある。

誘導加熱用のインバータ電源装置として、従来の電圧型インバータを使用した場合、交番パルス電流を誘導コイルに流すためには、従来の電圧型インバータは、電流変化に伴う電圧を出力する必要がある。しかし、電圧型インバータの出力電流と出力電圧との間に位相差が生じ、所謂、力率が悪い電源装置となってしまう。

誘導加熱用のインバータ電源装置の力率を改善する方法として、高周波回路でよく使われる共振コンデンサを、誘導コイルに直列、または並列に接続する方法が知られている。この方法で従来の電圧型インバータの電力容量を下げることが出来る。しかし、従来の電圧型インバータに固定した共振コンデンサを用いた場合、誘導コイルのインダクタンスと、共振コンデンサの静電容量とで決まる１つの共振周波数の交番パルス電流を、誘導コイルに供給することだけにおいてのみにしか、力率を改善することができなかった。

回路技術として、回路の磁気エネルギーを蓄積して負荷に回生する磁気エネルギー回生スイッチ（ＭａｇｎｅｔｉｃＥｎｅｒｇｙＲｅｃｏｖｅｒｙＳｗｉｔｃｈ、以降、単に“ＭＥＲＳ”という。）と呼ばれるものが本発明者により提案され、既に特許として成立している（特許文献１参照）。ＭＥＲＳは、逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通型の半導体スイッチング素子を用いる。逆導通型の半導体スイッチング素子として、例えば自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回路から成る回路や、製造時に寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなどがある（以降、これらの逆導通型の半導体スイッチング素子を、単に“逆導通型半導体スイッチ”という）。

ＭＥＲＳは、逆導通型半導体スイッチを４個用いて構成されるブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流端子間に接続されたコンデンサとから成る。順逆両方向の電流を、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を導通状態（以下、逆導通型半導体スイッチを“オン”という）／阻止状態（以下、逆導通型半導体スイッチを“オフ”という）の制御のみでオン／オフ可能なものである。

より詳しくは、ブリッジ回路の対角線上の位置にある２個の逆導通型半導体スイッチをペアとし、ＭＥＲＳを通過する電流の方向に対応して、一方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチをオンにすると同時に、他方のペアの２個の逆導通型半導体スイッチをオフにするスイッチング制御を行うと、コンデンサが電流を遮断した際の電流の持つ磁気エネルギーを吸収し、オン状態の逆導通型半導体スイッチを通じて放電することで電流を回生するスイッチ回路である。

ＭＥＲＳを電源装置と誘導性負荷の間に直列に接続し、ＭＥＲＳを用いて誘導性負荷に供給する電流をオン／オフすれば、電流を急変させるのに必要な電圧を、コンデンサに流れ込む電流により自動的に発生させることができる。電源装置からは、電流を急変させるのに必要な電圧を供給する必要がなくなるという利点が生まれる。

ＭＥＲＳを用いた交番パルス電流発生装置は、本発明者より提案され、公開されている（特許文献２参照）。

ＭＥＲＳを用いた交番パルス電流発生装置は、ＭＥＲＳを交流電源と誘導性負荷との間に直列に接続し、交流電源の位相に同期して、逆導通型半導体スイッチをオン／オフする制御を行うと、誘導性負荷の磁気エネルギーはコンデンサに蓄積され、コンデンサが誘導性負荷に放電することで、磁気エネルギーを誘導性負荷に回生することができる。誘導性負荷のインダクタンスによる過渡電圧は、すべてＭＥＲＳ回路内において発生することになる。

交番パルス電流を、電気抵抗成分が少なくインダクタンス成分が主である誘導性負荷に流す場合、従来の電圧型インバータを使用すると、誘導性負荷に蓄積する磁気エネルギーの効果により、電流変化に伴う高電圧を電源から供給する必要があった。ＭＥＲＳを用いた交番パルス電流発生装置では、交流電源の電圧は、誘導性負荷の電気抵抗成分に対応した電圧（低い電圧）のみでよいという利点がある。
特開２０００−３５８３５９号公報特開２００４−２６０９９１号公報

しかしながら、ＭＥＲＳを用いた交番パルス電流発生装置は、誘導性負荷と直列に低電圧ではあるが大電流の交流電源を接続する必要がある。このため、誘導加熱用のインバータ電源装置としては使い勝手がよくないという問題があった。
本発明は、ＭＥＲＳの利点を生かしつつ、大電流の交流電源を不要とし、さらに単純で部品数の少ない構成で、交番パルス電流を発生するインバータ電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、誘導性負荷３に高周波の交番パルス電流を供給するためのインバータ電源装置に関し、本発明の上記目的は、直流電源５と、自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回路から成る逆導通型半導体スイッチを４個ブリッジ接続して構成されるブリッジ回路１と、ブリッジ回路１の直流端子間に接続され、ブリッジ回路１内の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にして電流を遮断した時に、回路に流れる電流の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ２と、直流電源５とブリッジ回路１の直流端子との間に直列に挿入され、直流電源５からの直流電力を平滑するための平滑用コイル４と、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の導通状態／阻止状態を制御する制御手段６と、を備えるとともに、
制御手段６は、誘導性負荷３に供給しようとする交番パルス電流の周期で、逆導通型半導体スイッチのうち、ブリッジ回路１の対角線上に位置するペアの２個の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を同時に導通状態／阻止状態にし、かつ２組のペア間で逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を同時に導通状態にすることのないように制御するとともに、発生する交番パルス電流の周波数が、誘導性負荷３のインダクタンスとコンデンサ２の静電容量とで決まる共振周波数よりも低くなるように運転制御することにより、交番パルス電流の周波数によらず共振条件を維持でき、回路に流れる電流の磁気エネルギーを回生して再利用するとともに、平滑用コイル４を介して直流電源５からコンデンサ２を充電することで誘導性負荷３に持続して交番パルス電流を供給することを特徴とするインバータ電源装置によって達成される。

また、本発明の上記目的は、直流電源５に替えて、商用交流電源８より整流用ブリッジダイオード７を介して整流した直流電力を、平滑用コイル４に供給することを特徴とするインバータ電源装置によっても達成される。

さらに、本発明の上記目的は、ブリッジ回路１とコンデンサ２とで構成される磁気エネルギー回生スイッチを、逆導通型半導体スイッチを２個直列接続した逆導通型半導体スイッチレグと、コンデンサ２を２個直列接続とし、各コンデンサ２に逆並列にダイオード９を接続してクランプしたコンデンサレグとを、並列に接続したハーフブリッジ構成の磁気エネルギー回生スイッチで置き換えたことを特徴とするインバータ電源装置によっても達成される。

本発明のインバータ電源装置は、磁気エネルギー回生スイッチのみで交番パルス電流を発生でき、かつ、交番パルス電流の周波数は、ＭＥＲＳ回路内の逆導通型半導体スイッチをオン／オフする制御により可変できるという優れた効果がある。

以下、本発明に係る最良の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴や組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図１は、本発明に係るインバータ電源装置の構成を示す回路ブロック図である。インバータ電源装置は、直流電源５と、自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回路から成る逆導通型半導体スイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ４）を４個ブリッジ接続して構成されるブリッジ回路１と、ブリッジ回路１の直流端子間に接続され、ブリッジ回路１内の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にして電流を遮断した時に、回路に流れる電流の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ２と、直流電源５とブリッジ回路１の直流端子との間に直列に挿入され、直流電源５からの直流電力を平滑するための平滑用コイル４と、逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子の導通状態／阻止状態を制御する制御手段６と、被加熱物を誘導加熱するための誘導コイルを含む誘導性負荷３を備えている。コンデンサ２は、誘導性負荷３の磁気エネルギーを吸収するだけの極めて小さな静電容量でよいことが特長である。

ここで、インバータ電源装置の動作を、図３を用いて説明する。なお、図３は、インバータ電源装置の動作を説明するためのものであり、直流電源５と平滑用コイル４は図示されていない。

１）コンデンサ２に電圧が充電された状態から始める。ブリッジ回路１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ３のペアに制御信号を送って、２個の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を同時に導通状態にすると、電流は、図３（１）の矢印の方向で示すように流れる。コンデンサ２の電荷が誘導性負荷３に放電する。

このとき、逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ３のペアに替えて、ＳＷ２とＳＷ４のペアの２個の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を同時に導通状態にさせた場合、誘導性負荷３に流れる電流の方向は、図３（１）の矢印の方向とは逆になる。どちらか一方のペア（ＳＷ１とＳＷ３のペアか、ＳＷ２とＳＷ４のペア）の２個の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を同時に導通状態にするかで、電流の流れる方向を選択することができる。

コンデンサ２の電流は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１かＳＷ３のどちらか一方の逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にすることで停止させることができる。しかしながら、誘導性負荷３を通過する電流は、自己消弧素子を阻止状態に制御している逆導通型半導体スイッチのダイオードを介して流れ続ける。例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷ１を構成する自己消弧形素子を阻止状態にした場合、逆導通型半導体スイッチＳＷ４のダイオードを介して電流が流れる（図３（１）に図示されていないことに注意されたい。）。

２）コンデンサ２が放電し、コンデンサ２の電圧がゼロになると、図３（２）に示すように、逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ３を構成する両方の自己消弧形素子が導通状態であることに加えて、自動的に逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ４の両方のダイオードも導通状態になる。電流は全ての逆導通型スイッチを還流して流れ続ける。これを並列導通状態という。誘導性負荷３に流れる電流は、誘導性負荷３の等価抵抗Ｒにより減衰する。

３）次に、並列導通状態から、逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ３を構成する両方の自己消弧形素子を阻止状態にして、全ての逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子を阻止状態にすると、図３（３）に示すように、誘導性負荷３を流れる電流は、自然に逆導通型半導体スイッチＳＷ２とＳＷ４の両方のダイオードを介してコンデンサ２に充電される。電流が停止するまでコンデンサ２の電圧は上昇する。電流が停止した時点で、誘導性負荷３の磁気エネルギーはコンデンサ２に移動したことになる。ここで１）、図３（１）の状態に戻る。このときコンデンサ２の電圧極性は、誘導性負荷３に流れる電流の方向に拠らず常に同じである。

コンデンサ２の静電容量は、誘導性負荷３の磁気エネルギーを吸収するだけの容量のため、小さくて済む。また、コンデンサ２の静電容量Ｃと誘導性負荷３のインダクタンスＬとの共振周波数は、発生する交番パルス電流の周波数より高くなっているため、逆導通型半導体スイッチの自己消弧形素子は、阻止状態にするときゼロ電圧で、導通状態にするときゼロ電流でスイッチングすることになっている。すなわち、ＭＥＲＳを用いて、誘導性負荷３の磁気エネルギーを回生し、誘導性負荷３に交番パルス電流を発生する構成になっている。

次に、定電流電源１０からコンデンサ２へのエネルギーが注入される動作を、図４を用いて説明を述べる。なお、図４の説明は、コンデンサ２へのエネルギーが注入される動作を説明するためのものであり、制御手段６は図４に図示されていないことに注意されたい。

交番パルス電流は、誘導性負荷３の等価抵抗Ｒ、または、電磁誘導された２次抵抗にエネルギーが消費されて減衰する。エネルギーの注入は、定電流電源１０より行われる。定電流電源１０は、コンデンサ２に接続される。コンデンサ２の両端には、
１）誘導性負荷３に流れる電流の向きが切り替わるまでの間、すなわち、誘導性負荷３のインダクタンスＬとコンデンサ２の静電容量Ｃの共振周期の半サイクルの間と、
２）逆導通型半導体スイッチをオフにした後（全ての逆導通型半導体スイッチを構成する自己消弧形素子がオフになった後）から、誘導性負荷３に流れる電流が停止するまでの間、コンデンサ電圧が現れる。ここに定電流電源１０から、（電流）×（コンデンサ電圧）分の電力が、エネルギーとして注入される。

定電流電源１０は、直流電源５（電圧源）に、大きなインダクタンスを持つ平滑用コイル４を直列に接続したものにより実現できる。この場合、直流電源５から供給される電源電流は、平滑用コイル４によりリップルの少ない直流になる。リップルは、誘導性負荷３の交番パルス電流より小さくなる。そのため、定電流電源１０を、高電圧、小電流で構成できるのが本発明の特徴である。

次に、インバータ電源装置の動作を、シミュレーションによって説明する。

図５は、シミュレーション回路を示している。図６は、図５のシミュレーション回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、計算機シミュレーション結果を示している。
１．コンデンサ２：静電容量Ｃ０．４７μＦ、
２．誘導性負荷３（誘導コイル）：インダクタンスＬ１ｍＨ、等価抵抗Ｒ５Ω、
３．平滑用コイル（電流源インダクタ）４：インダクタンスＬ４０ｍＨ、
４．直流電源５：ＡＣ電源８：単相交流１００Ｖｒｍｓを、ブリッジダイオード７で全波整流したもの。

より詳しくは、図６（Ａ）、（Ｂ）は、誘導性負荷３に流れる電流Ｉｏｕｔ、定電流入力Ｉｉｎ、コンデンサ２の電圧Ｖｃを示している。図６（Ａ）は、逆導通型半導体スイッチの自己消弧形素子を導通状態／阻止状態をする制御信号のスイッチング周波数を、２ＫＨｚ（パルスレート＝２ＫＨｚ）とした場合の図であり、図６（Ｂ）は、４ＫＨｚ（パルスレート＝４ＫＨｚ）とした場合の図である。

回路動作の説明と、入力電力と出力の概算を、数式を使って詳しく説明する。
１）直流電源５を、平滑用コイル４を介して接続するので、リップルの少ない電流が流れる。
２）コンデンサ２に電圧が生じている期間、定電流入力Ｉｉｎが流入して、直流電源５から電力が注入される。コンデンサ２の電圧が生じている期間は、誘導性負荷３のインダクタンスＬと、コンデンサ２の静電容量ＣとのＬＣ共振周期の半サイクルの期間である。交番パルス電流の１サイクルでは、この期間が２回あるので、その時間Ｔは、次式（１）のようになる。
Ｔ＝２π√（ＬＣ）．．．（１）
３）コンデンサ２の電圧の大きさは、平均値でピークの電圧Ｖｃの２／π倍である。この間の電力Ｐｉｎは，コンデンサ２の電圧が大きいほど大きい。また、電源電圧が一定であれば、コンデンサ２の電圧が大きいほど電流が下がる。
４）全ての逆導通型半導体スイッチの自己消弧形素子を阻止状態にすると、コンデンサ２は、磁気エネルギーを蓄積する。コンデンサ２が電圧を保持している期間、直流電源５から電力が流入する。
５）コンデンサ２が短絡しているとコンデンサ２の電圧は無い。コンデンサ２に蓄積されるエネルギー（電力）を、コンデンサ２に電圧がある／電圧が無しの時間比、コンデンサ２の電圧の平均値を波形率Ｄと定義すると、次式（２）になる。
Ｐｉｎ＝Ｄ＊Ｖｃ＊Ｉｉｎ．．．（２）
６）本シミュレーションのケースでは、Ｄを０．６５と仮定する。Ｄはコンデンサ２の電圧波形によっている。コンデンサ２の電力Ｐｉｎは、誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘ、誘導性負荷３のインダクタンスＬとコンデンサ２の静電容量Ｃで構成されるＬＣ回路のサージインピーダンスをＺとすると、次式（３）のようになる。
Ｐｉｎ＝０．６５＊Ｉｍａｘ＊Ｚ＊Ｉｉｎ．．．（３）

７）また、共振角周波数をωとすると、誘導性負荷３の等価抵抗Ｒとω＊Ｌの比が、導性負荷３のインダクタンスＬとコンデンサ２の静電容量Ｃで構成されるＬＣ共振回路の共振先鋭度Ｑであるから、共振先鋭度Ｑは、次式（４）のようになる。
Ｑ＝ωＬ／Ｒ．．．（４）
８）誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘは、ＬＣ回路のサージインピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）と定義されることから、次式（５）のようになる。
Ｉｍａｘ＝Ｖｃ／Ｚ．．．（５）
９）誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘの電流が、誘導性負荷３の等価抵抗Ｒで消費される電力をＷｒとする。電流が逆導通型半導体スイッチのダイオードでクランプされて直流になり等価抵抗Ｒで減衰する場合も含めて、概略で次式（６）のように近似できるとする。
Ｗｒ≒Ｉｍａｘ＊Ｉｍａｘ＊Ｒ／２．．．（６）
１０）上述の式（６）で表される誘導性負荷３の等価抵抗Ｒで消費される電力Ｗｒと、コンデンサ２に蓄積されるエネルギー（電力）Ｐｉｎがバランスするところまで、コンデンサ２の電圧・電流振動は成長することから、次式（７）のようになる。
Ｐｉｎ＝０．６５＊Ｉｍａｘ＊Ｚ＊Ｉｉｎ＝Ｉｍａｘ＊Ｉｍａｘ＊Ｒ／２．．．（７）
１１）上述の式（７）より、誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘと、定電流入力Ｉｉｎの電流比は、次式（８）のようになる。
Ｉｍａｘ／Ｉｉｎ＝２＊０．６５＊Ｚ／Ｒ＝１．３＊Ｚ／Ｒ．．．（８）
よって、上述の式（８）は、次式（９）で表される近似式になる。
Ｉｍａｘ／Ｉｉｎ≒Ｚ／Ｒ．．．（９）
上述の式（９）は、ＬＣ共振回路の共振先鋭度Ｑとほぼ同じ値となる。すなわち、定電流入力ＩｉｎのＱ倍の電流が、誘導性負荷３に流れると考えられる。

上述の式（５）、（９）に、図６の回路定数を当てはめる。Ｌ＝１ｍＨ、Ｃ＝０．４７μＦ、Ｒ＝５Ωであるから、ＬＣ回路のサージインピーダンスＺ＝√（Ｌ／Ｃ）＝４６．１２と算出される。ここで、定電流入力Ｉｉｎ＝０．５Ａとすると、誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘと定電流入力Ｉｉｎの比Ｉｍａｘ／Ｉｉｎ≒Ｚ／Ｒ＝９．２と算出される。上述の式（９）より、最大電流Ｉｍａｘ＝９．２＊Ｉｉｎ＝４．６Ａ、上述の式（５）より、コンデンサ２の最大電圧Ｖｃ＝Ｉｍａｘ＊Ｚ＝２１２Ｖと算出される。これらの計算値と、図６で示されるシミュレーション結果が概算で一致していることが確認できる。

上述の概算で重要な点は、入力電力Ｐｉｎが、誘導性負荷３の等価抵抗Ｒと誘導性負荷３に流れる最大電流Ｉｍａｘの２乗に比例し、また直流電源５の電圧に比例することである。電源電圧に比例した電流が流れるということは、電圧位相と同相の電流となっていることを意味する。例えば、交流電源を整流用ブリッジダイオードで全波整流したものを直流電源に用いれば、インバータ電源装置は、力率１の交流入力になることを意味している。

続いて、本発明の実施例１に係るインバータ電源装置について説明する。

図７（Ａ）は、モデル実験の回路図を示している。図７（Ｂ）と（Ｃ）は、モデル実験結果を示している。

より詳しくは、図７（Ａ）は、図５の回路において、回路定数を以下の通りとしたときの、回路図を示している。
１．コンデンサ２：静電容量Ｃ：０．４７μＦ、
２．誘導性負荷３：インダクタンスＬ０．９４ｍＨ、等価抵抗Ｒ０．３６Ω、
３．平滑用コイル（電流源インダクタ）４：インダクタンスＬ４０ｍＨ、
４．直流電源５：ＡＣ電源８：単相交流２５Ｖｒｍｓを、ブリッジダイオード７で全波整流したもの。

図７（Ｂ）は、定電流入力Ｉｉｎ、誘導性負荷３に流れる電流Ｉｏｕｔ、コンデンサ２の電圧Ｖｃ、直流電源５の電圧Ｖｉｎを示している。図７（Ｃ）の上図は、定電流入力Ｉｉｎ、誘導性負荷３に流れる電流Ｉｏｕｔの時間軸を拡大したもの、図７（Ｃ）の下図は、コンデンサ２の電圧Ｖｃ、定電流電源１０の電圧Ｖｄｃの時間軸を拡大したものを示している。

図７（Ｂ）より、モデル実験の回路に、ＡＣ電源８から整流用ブリッジダイオード７によって全波整流し、さらに平滑用コイル（電流源インダクタ）４を介して電流を供給すれば、ＡＣ電源８で見た交流電流は電圧と同相になり、ＡＣ電源８からは高調波も少なく、かつ交流入力力率が良くなっていることが分かる。なお、図７（Ｂ）での交流電流と電圧の位相の比較は、整流用ダイオードブリッジ７で全波整流をした後で比較していることに注意されたい。

続いて、本発明の実施例２に係るインバータ電源装置について説明する。

図８は、ブリッジ回路１を、より簡易なものに置き換えた例を示すものである。

より詳しくは、図８は、インバータ電源装置の構成を示すブロック図（図１）において、ブリッジ回路１の逆導通型半導体スイッチＳＷ１とＳＷ４を、それぞれダイオード９で置き換え、コンデンサ２の個数を２個としてハーフブリッジ化した例を示すものである。ハーフブリッジ化によりコンデンサ２の個数が２倍になるが、逆導通型半導体スイッチの個数が２個と半分で済む。ダイオード９には短時間のみ電流が流れ、導通損失が少ないのが特徴である。

本発明に係るインバータ電源装置の構成を示す回路ブロック図である。従来の磁気エネルギー回生スイッチを用いたパルス電流発生装置である。本発明に係るインバータ電源装置のパルス電流発生の動作説明図である。定電流電源からの電力の注入（コンデンサの充電）を説明する図である。インバータ電源装置の動作を説明する図である。図５のシミュレーション条件と結果を示す図である。本発明の実施例１に係るインバータ電源装置のモデル実験の回路図と実験結果である。本発明の実施例２に係るインバータ電源装置で、ハーフブリッジ構成の磁気エネルギー回生スイッチを用いたインバータ電源装置を示す図である。

１ブリッジ回路
２コンデンサ
３誘導性負荷
４平滑用コイル
５直流電源
６（ゲート）制御手段
７整流用ブリッジダイオード
８ＡＣ電源
９ダイオード
１０定電流電源

Claims

誘導性負荷（３）に高周波の交番パルス電流を供給するためのインバータ電源装置であって、該インバータ電源装置は、
直流電源（５）と、
自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回路から成る逆導通型半導体スイッチを４個ブリッジ接続して構成されるブリッジ回路（１）と、
前記ブリッジ回路（１）の直流端子間に接続され、前記ブリッジ回路（１）内の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を阻止状態にして電流を遮断した時に、回路に流れる電流の磁気エネルギーを回生して蓄積するコンデンサ（２）と、
前記直流電源（５）と前記ブリッジ回路（１）の前記直流端子との間に直列に挿入され、前記直流電源（５）からの直流電力を平滑するための平滑用コイル（４）と、
前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子の導通状態／阻止状態を制御する制御手段（６）と、
を備えるとともに、
前記制御手段（６）は、前記誘導性負荷（３）に供給しようとする前記交番パルス電流の周期で、前記逆導通型半導体スイッチのうち、前記ブリッジ回路（１）の対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を同時に導通状態／阻止状態にし、かつ２組のペア間で前記逆導通型半導体スイッチを構成する前記自己消弧形素子を同時に導通状態にすることのないように制御するとともに、
発生する前記交番パルス電流の周波数が、前記誘導性負荷（３）のインダクタンスと前記コンデンサ（２）の静電容量とで決まる共振周波数よりも低くなるように運転制御することにより、
前記交番パルス電流の周波数によらず共振条件を維持でき、前記回路に流れる電流の磁気エネルギーを回生して再利用するとともに、前記平滑用コイル（４）を介して前記直流電源（５）から前記コンデンサ（２）を充電することで前記誘導性負荷（３）に持続して前記交番パルス電流を供給することを特徴とするインバータ電源装置。
前記直流電源（５）に替えて、商用交流電源（８）より整流用ブリッジダイオード（７）を介して整流した前記直流電力を、前記平滑用コイル（４）に供給することを特徴とする請求項１に記載のインバータ電源装置。
前記ブリッジ回路（１）と前記コンデンサ（２）とで構成される磁気エネルギー回生スイッチを、前記逆導通型半導体スイッチを２個直列接続した逆導通型半導体スイッチレグと、前記コンデンサ（２）を２個の直列接続とし、各前記コンデンサ（２）に逆並列にダイオード（９）を接続してクランプしたコンデンサレグとを、並列に接続したハーフブリッジ構成の磁気エネルギー回生スイッチで置き換えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ電源装置。
前記誘導性負荷（３）が、被加熱物を誘導加熱するための誘導コイルであって、誘導加熱用の電源として用いられる、請求項１乃至３のいずれかに記載のインバータ電源装置。
被加熱物を誘導加熱するための前記誘導コイルと、請求項４に記載のインバータ電源装置とを備え、前記インバータ電源装置から前記誘導コイルに高周波の交番パルス電流を供給して誘導加熱を行うことを特徴とする誘導加熱装置。