JP3415424B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
グ自己消弧型半導体素子を用いた電力変換装置に係り、
特に、IGBT等の高速スイッチング自弧型半導体素子
を複数個直列接続した高電圧大容量の電力変換装置に関
する。
す構成図である。図24において、スイッチユニット1
0は、第1及び第2のゲートターンオフサイリスタ(以
下GTOと略)等の自己消弧型半導体素子7f,7s、
第1及び第2のダイオード2f,2s、コンデンサ4か
ら構成され、具体的には次のように接続されている。
側)7fのカソードは、第1のダイオード(図24の右
側)2fのアノ一ドと、コンデンサ4の一端子に接続さ
れている。第1の自己消弧型半導体素子7fのアノ一ド
は、第2のダイオード2sのアノ一ドに接続され、この
接続点がスイッチユニット10の第1の端子(以下スイ
ッチユニット10のアノ一ド端子と称する)となってい
る。
カソードは、第2の自己消弧型半導体素子(図24の左
側)7sのアノ一ドと、コンデンサ4の他端子に接続さ
れている。第2の自己消弧型半導体素子7sのカソード
と第1のダイオード2fのカソードが接続され、この接
続点がスイッチユニット10の第2の端子(以下スイッ
チユニット10のカソード端子と称する)となってい
る。
アクトル11が直列接続され、これにより一つのアーム
を構成している。図24においては、4個のアームが組
み合わされて変換装置を構成している。
り、変圧器13の二次巻線に接続されている。変圧器1
3の一次巻線は、交流電源21に接続されている。直列
接続されたアームはさらに両端で接続され、直流出力端
子となる。直流出力は、直流リアクトル12に接続さ
れ、更に負荷31の一方の端子に接続されている。負荷
31の他方の端子はもう一方の直流出力端子に接続され
ている。
イッチユニット10よりなる単相ブリッジ構成となって
いる。通常、誘導性の直流回路に対し電力変換を行う、
いわゆる電流型の電力変換装置である。上側下側のスイ
ッチユニット10が各々交互にオン/オフし、直流電力
を交流電力に、または、その逆の変換を行う。
オン/オフは以下の様にして実施される。すなわち、図
25(a)は第1の自己消弧型半導体素子7fと第2の
自己消弧型半導体素子7sが同時にオン/オフする状態
を示している。
1の消弧型半導体素子7fと第1のダイオード2fから
なる直列回路と、第2の自己消弧型半導体素子7sと第
2のダイオ−ド2sからなる直列回路は、各々スイッチ
ユニット10を流れる電流を分担し並列に通電する。
導体素子7sがターンオフすると、スイッチユニット1
0を流れる電流は、図25(b)に示すように、第2の
ダイオード2s、コンデンサ4、第1のダイオード2f
を通る直列回路を流れ、コンデンサ4を充電する。この
際、コンデンサ4ヘの充電が完了すると、第1のダイオ
ード2f、第2のダイオード2sはオフし、スイッチユ
ニット10はオフ状態となる。
弧型半導体素子7sがターンオンすると、図25(d)
に示すように自己消弧型半導体素子7f、コンデンサ
4、自己消弧型半導体素子7sの経路でコンデンサ4が
放電される。
オード2f、第2のダイオード2sがオンし、スイッチ
ユニット10はオン状態となる。このとき、コンデンサ
4に蓄積されていたエネルギは、負荷31または交流電
源21に供給(回生)される。この動作は、いわゆるス
ナバエネルギ回生動作であり、非常に効率の良い電力変
換装置を構成することができる。
変換装置では、以下述べるような問題点があった。通常
図24において、高電圧大容量の電力変換装置を構成す
る目的で、自己消弧型半導体素子7はゲートターンオフ
サイリスタ(以下GTOと略)が使用されるが、GTO
はその特性上、ターンオフ時にはそのスナバ回路の電圧
がゼロでなければならない。スナバ回路に残留電圧があ
ると、GTOがターンオフした瞬間のスイッチング損失
が過大となり、半導体素子7がダメージを受ける場合が
あるためである。従って、図24の回路において、自己
消弧型半導体素子7がターンオフする時には、コンデン
サ4の放電が必ず完了いなければならない。このこと
は、スイッチユニット10を流れる電流は、必ずスイッ
チユニット10のオン/オフにあわせて、断続しなばな
らないことを意味している。
続するということは、変圧器13を通して交流電源21
へ流れる電流も断続した波形になり、いわゆる矩形波電
流を出力することになる。矩形波電流は必ず高次の高調
波を含有し、特に、スイッチユニット10をオン/オフ
するスイッチング周波数が高くなるほど、高次の高調波
を多量に含有することになる。この高次の高調波が交流
電源21へ流れることが問題となる場合には、フィルタ
回路等を備える等の対策をとる必要があった。フィルタ
回路は通常進相容量(コンデンサ)等を用いて構成する
ため、電力変換装置として、進相容量を補償しなければ
ならず、せっかくの自励式電力変換装置の特徴を半減さ
せてしまうという問題点があつた。
めになされたものであり、スイッチユニットの電流を断
続させることなく、容量の大きなフィルタを追加するこ
となく、出力電流の高調波を少なくできる電力変換装置
を提供することである。
め、請求項1に対応する発明は、少なくとも4個のアー
ムをブリッジ接続してなり、各アームにはスイッチユニ
ットをそれぞれ備え、前記各スイッチユニットは、第1
の高速スイッチング自己消弧型半導体素子の第1端子に
第1のダイオードのアノ一ドが接続された第1の直列回
路と、第2のダイオードのカソードに第2の高速スイッ
チング自己消弧型半導体素子の第2端子が接続された第
2の直列回路と、前記第1の直列回路の直列接続点と前
記第2の直列回路の直列接続点との間に接続されたコン
デンサと、前記第1の高速スイッチング自己消弧型半導
体素子に逆並列に接続された第3のダイオードと、前記
第2の高速スイッチング自己消弧型半導体素子に逆並列
に接続された第4のダイオードにより構成され、かつ前
記第2の高速スイッチング自己消弧型半導体素子の第1
端子と前記第1のダイオードのカソードを共通接続し、
前記第2のダイオードのアノ一ドと前記第1の高速スイ
ッチング自己消弧型半導体素子の第2端子を共通接続し
てなる電力変換装置である。
する発明は、前記第1、第2の高速スイッチング自己消
弧型半導体素子と直列に第5、第6のダイオードを設け
たことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置であ
る。
する発明は、少なくとも4個のアームをブリッジ接続し
てなり、各アームにはスイッチユニットをそれぞれ備
え、前記各スイッチユニットは、第1の高速スイッチン
グ自己消弧型半導体素子の第1端子に第1のダイオード
のアノ一ドが接続された第1の直列回路と、第2のダイ
オードのカソードに第2の高速スイッチング自己消弧型
半導体素子の第2端子が接続された第2の直列回路と、
前記第1の直列回路の直列接続点と、前記第2の直列回
路の直列接続点との間に接続されたコンデンサと、前記
第1の半導体素子に逆並列に接続された第3のダイオー
ドと、前記第2の半導体素子と逆並列に接続された第4
のダイオードにより構成され、かつ前記第2の半導体素
子の第1端子と前記第1のダイオードのカソードを共通
接続し、前記第2のダイオードのアノ一ドと前記第1の
半導体素子の第2端子を共通接続して構成し、前記コン
デンサの充電状態によらず前記半導体素子をオン/オフ
できる手段を設けた電力変換装置である。
する発明は、前記半導体素子をオン/オフできる手段と
して、前記スイッチユニット相互の接続点に接続されて
いる交流電源の系統位相角を検出する位相検出回路と、
前記位相検出回路で検出された系統位相角と位相基準の
加算値と、振幅基準に対応した電流指令を出力する電流
基準発生回路と、前記電流基準発生回路からの電流指令
と前記交流電源から前記スイッチユニットに供給される
電流検出値の偏差を比例積分する電流制御回路と、前記
電流制御回路の出力と搬送波の差に基づいて前記各スイ
ッチユニットのゲートに与えるゲート信号を発生するゲ
ート信号発生回路により構成した請求項3記載の電力変
換装置である。
する発明は、前記各アーム毎に電流検出器を具備し、各
アームを個別に制御し、可変容量のコンデンサの如く制
御することで、所望の回路動作を行なわせるようにした
請求項4記載の電力変換装置である。
する発明は、前記各アームの半導体素子に個別のゲート
信号を印加する請求項4記載の電力変換装置である。前
記目的を達成するため、請求項7に対応する発明は、前
記スイッチユニット内のコンデンサの電圧を検出する電
圧検出器を具備し、該コンデンサの電圧が一定となる様
に制御する請求項5または請求項6に記載の電力変換装
置である。
する発明は、前記電流制御回路の出力に該コンデンサの
電圧を一定値となる様に制御する信号を加算する請求項
4記載の電力変換装置である。
する発明は、前記電流基準発生回路内に該コンデンサの
電圧を一定値となる様に制御する機能を有する請求項4
記載の電力変換装置である。
応する発明は、前記電流基準発生回路として、直流電流
が一定電流となり、交流電流が所望の電流となる様な基
準を生成する機能を有する請求項4記載の電力変換装置
である。
応する発明は、直流電源に対して複数のスイッチユニッ
トを直列に接続した電力変換装置であって、前記各スイ
ッチユニットは、第1の高速スイッチング自己消弧型半
導体素子の第1端子に第1のダイオードのアノ一ドが接
続された第1の直列回路と、第2のダイオードのカソー
ドに第2の高速スイッチング自己消弧型半導体素子の第
2端子が接続された第2の直列回路と、前記第1の直列
回路の直列接続点と前記第2の直列回路の直列接続点と
の間に接続されたコンデンサと、前記第1の高速スイッ
チング自己消弧型半導体素子に逆並列に接続された第3
のダイオードと、前記第2の高速スイッチング自己消弧
型半導体素子に逆並列に接続された第4のダイオードに
より構成され、かつ前記第2の高速スイッチング自己消
弧型半導体素子の第1端子と前記第1のダイオードのカ
ソードを共通接続し、前記第2のダイオードのアノ一ド
と前記第1の高速スイッチング自己消弧型半導体素子の
第2端子を共通接続してなる電力変換装置である。
る電力変換装置について、図面を参照して説明するが、
従来と同一の構成要素は同一の符号を付しその説明を省
略する。 <第1の実施形態(請求項1,2に対応する実施形態)
>図1に示す本発明の第1の実施の形態の電力変換装置
が従来の電力変換装置と異なる点は、各アームのスイッ
チユニット10の構成である。
イッチング自己消弧型半導体素子1fのエミッタに第1
のダイオード2fのアノ一ドが接続された第1の直列回
路と、第2のダイオード2sのカソードに第2の高速ス
イッチング自己消弧型半導体素子1sのコレクタが接続
された第2の直列回路と、第1の直列回路の直列接続点
と第2の直列回路の直列接続点との間に接続されたコン
デンサ4と、第1の高速スイッチング自己消弧型半導体
素子1fに逆並列に接続された第3のダイオード3f
と、第2の高速スイッチング自己消弧型半導体素子1s
に逆並列に接続された第4のダイオード3sと、により
構成され、かつ、第2の高速スイッチング自己消弧型半
導体素子1sのエミッタと第1のダイオード2fのカソ
ードを共通接続し、第2のダイオード2sのアノ一ドと
第1の高速スイッチング自己消弧型半導体素子のコレク
タを共通接続してなる。
してGTOが用いられていたが、本実施の形態では、高
速スイッチング自己消弧型半導体素子と該素子に逆並列
に接続されたダイオードに置き代わっている。高速スイ
ッチング自己消弧型半導体素子としては、絶縁型ゲート
バイポーラトランジスタ(以下、IGBTと略)が用い
られるが、IGBT以外にも、スナバ回路としていわゆ
るクランプスナバが使用できる素子であれば、特にその
種類を限定するものではない。
型半導体素子1は、高速でオン/オフするため、コンデ
ンサ4は、高速スイッチング自己消弧型半導体素子1の
ターンオフ時の過渡的なピーク電圧を抑制する、いわゆ
るクランプスナバとして作用する。従って、図24にお
けるターンオフ時の電流変化率dv/dtを一定値以下
に制限するスナバとは作用が異なり、過渡的なピーク電
圧を抑制するだけなので、高速スイッチング自己消弧型
半導体素子1がターンオンするたびに毎回放電する必要
はなくなる。
べるので省略するが、本実施の形態では、見かけ上、ス
イッチユニット10が可変容量のコンデンサとして作用
するので、通常のスイッチングによるオン/オフ操作か
ら、可変容量コンデンサによる連続的な(アナログ的
な)操作となり、各アームを流れる電流が遮断せず、高
調波の少ない連続的な電流となる。
体素子として、逆阻止耐圧を有する半導体素子を用いた
例である。
チング自己消弧型半導体素子1が逆阻止耐圧を有してい
るので、図1のスイッチユニットのように高速スイッチ
ング自己消弧型半導体素子1と逆並列にダイオード3を
設ける必要が無くなる。それ以外の構成・動作は図1と
同様なので説明は省略する。
アームに逆電圧が印加されたときにコンデンサ4の充電
を防止するダイオード5を設けた例である。図1のスイ
ッチユニットでは、アームに逆電圧が印加されると、ダ
イオード3がオンしてしまい、コンデンサ4が充電され
ることがある。
1のスイッチユニットの構成に加え、高速スイッチング
自己消弧型半導体素子1と該素子に逆並列に接続された
ダイオード3との並列回路に対し直列にダイオード5を
接続する。
としても、ダイオード3がオンすることはなくなり、コ
ンデンサ4が充電されることはなくなる。それ以外の構
成・動作は図1と同様なので説明は省略する。
分担電流のバランスを揃えるバランスリアクトルを加え
た例である。
4を2分割し、その各々の端子間にバランスリアクトル
6を接続している。スイッチユニット内の2つの高速ス
イッチング自己消弧型半導体素子1を同時にオン・オフ
する場合、素子の特性の違いなどにより、並列に接続さ
れた各高速スイッチング自己消弧型半導体素子1と該素
子に逆並列に接続されたダイオード3との並列回路とダ
イオード2との直列回路の分担電流がアンバランスにな
ることがある。バランスリアクトル6は、この分担電流
のバランスを揃えるように作用する。それ以外の構成・
動作は図1と同様なので説明は省略する。
6に示すように上記変形例1、2の回路構成にも適用す
ることができる。 <第2の実施形態(請求項3,4に対応する実施形態)
>本発明の概略構成は、図7に示すように従来の電力変
換装置(少なくとも4個のアームをブリッジ接続してな
り、各アームにはスイッチユニット10をそれぞれ備
え、各スイッチユニット10は、第1の高速スイッチン
グ自己消弧型半導体素子1fの第1端子例えばエミッタ
に第1のダイオード1fのアノ一ドが接続された第1の
直列回路と、第2のダイオード2sのカソードに第2の
高速スイッチング自己消弧型半導体素子1sの第2端子
例えばコレクタが接続された第2の直列回路と、前記第
1の直列回路の直列接続点と、前記第2の直列回路の直
列接続点との間に接続されたコンデンサ4と、前記第1
の半導体素子1fに逆並列に接続された第3のダイオー
ド3fと、前記第2の半導体素子1sと逆並列に接続さ
れた第4のダイオード3sにより構成され、かつ前記第
2の半導体素子1sの第1端子と前記第1のダイオード
2sのカソードを共通接続し、前記第2のダイオード2
sのアノ一ドと前記第1の半導体素子1fの第2端子を
共通接続してなる電力変換装置)において、コンデンサ
4の充電状態によらず前記半導体素子をオン/オフでき
る手段例えば電圧検出器41、電流検出器42、位相検
出回路51、電流基準発生回路52、電流制御回路5
3、ゲート信号発生回路54からなる構成を設けたもの
である。
型半導体素子1は、絶縁型ゲートバイポーラトランジス
タ(以下IGBTと称する)等の高速のスイッチングデ
バイスを備え、スイッチユニットの電流を断続させない
ことを特徴としている。高速スイッチング自己消弧型半
導体素子としては、IGBT以外にも、スナバ回路とし
ていわゆるクランプスナバが使用できる素子であれば、
特にその種類を限定するものではない。
側)は、電圧検出器41に接続されている。電圧検出器
41の出力は、位相検出回路51に接続されている。位
相検出回路51の出力すなわち系統位相角(位相)θ
は、電流基準発生回路52に接続されている。変圧器1
3の二次巻線の出力は電流検出器42に接続されてい
る。電流検出器42の出力iacは、フィードバックと
して、電流基準発生回路52の出力iac* から減じら
れ、この偏差εが電流制御回路53へ入力される。電流
制御回路53の出力はゲートパルス発生回路54に入力
される。ゲート信号発生回路54の出力はゲート信号5
5であり、各スイッチユニット10へ分配される。それ
以外の構成は図24と同等なのでその説明を省略する。
/オフするため、コンデンサ4は、半導体素子1のター
ンオフ時の、過渡的なピーク電圧を抑制する、いわゆる
クランプスナバとして作用する。従って、図24におけ
る、ターンオフ時の電圧変化率dv/dtを一定値以下
に制限するスナバとは作用が異なる。また、過渡的なピ
ーク電圧を抑制するだけなので、半導体素子1がターン
オンするたびに毎回放電する必要はない。
る。図8(a)は、高速スイッチング自己消弧型半導体
素子1がオンしている状態である。この時、スイッチユ
ニット10を流れる電流は、二つの高速スイッチング自
己消弧型半導体素子1及びコンデンサ4を通って流れ
る。コンデンサ4が放電するまでは、この状態を継続す
る。
型半導体素子1がオフしている状態である。この時、ス
イッチユニット10を流れる電流は、二つのダイオード
2及びコンデンサ4を通って流れる。
ンサ4が完全に充電された状態であり、スイッチユニッ
ト10には電流は流れない。図8(d)は、片側の高速
スイッチング自己消弧型半導体素子1fのみオンさせた
状態である。電流は、片側の高速スイッチ自己消弧型半
導体素子1f及びダイオード2fを通して流れる。この
時は、コンデンサ4には電流は流れず、充電も放行われ
ない。当然ながら、もう一方の高速スイッチング自己消
弧型半導体素子1sのみオンさせた状態も存在し、この
時は電流、反対側の高速スイッチング自己消弧型半導体
素子1s及びダイオード2sを通して流れる。この時
も、コンサ4には電流は流れず、充電も放電も行われな
い。
ンサ4が完全に放電された状態である。スイッチユニッ
ト10を流れる電流は、高速スイッチング自己消弧型半
導体素子1、ダイオード2からなる2つの直列回路を流
れる。コンデンサ4には電流は流れない。
〜(e)までの状態を組合せ、見かけ上、スイッチユニ
ット10が、図8(f)に示す可変容量のコンデンサと
して作用する。
可変容量のコンデンサとして作用するので、通常のスイ
ッチングによるオン/オフ操作から、可変容量コンデン
サによる連続的な(アナログ的な)操作となり、各アー
ムを流れる電流が断続せず、高調波の少ない連続的な電
流となる。
θを検出する回路であり、いわゆるPLL(Phase
Locked Loop)等により構成される。位相
検出回路51の出力は交流電源21の位相θである。
を説明するための構成図である。図9において、位相基
準62は、設定値または、外部より与えられる基準値で
ある。位相基準62に位相検出回路51の出力である系
統位相角(位相θ)64が加算され、発振器61に入力
される。振幅基準63は、設定値または、外部より与え
られる基準値である。振幅基準63は発振器61のもう
一方の端子に入力される。発振器61は予め設定された
パターンに従い、電流指令65を発生する。例えば、位
相基準62と系統位相角64による位相と振幅基準63
による振幅の三相正弦波等である。
を説明するための構成図である。図10において、電流
制御回路53には、電流指令65と電流検出器42の出
力との偏差ε(εu,εv,εw)が交流の各相毎に入
力されている。偏差εは積分器66に入力され、更にそ
の出力が加算されゲイン67が乗じられることにより、
いわゆる比例積分(PI)アンプの構成となっている。
本例はあくまで一例であり流制御回路53の制御回路構
成はいかなる構成でも本発明を制限するところではな
い。
の一例を説明するための構成図である図11において、
ゲートパルス発生回路54の入力、すなわち電流制御回
路53からの出力Ec(EcU,EcV,EcW)は、
三角波発生器68の出力との差分が取られ、または、符
号を反転した後三角波発生器68の出力との差分を取ら
れ、コンパレータ69に入力されている。コンパレータ
69の出力は、ゲート信号(GU,GX,GV,GY,
GW,GZ)55となり、各スイッチユニット10に分
配される。
示している。図12において、高速スイッチング自己消
弧型体素子1f,1sと直列にダイオード5f,5sが
接続されている。それ以外の構成は図7と同等である。
本例はあくまで一例であり、スイッチユニット10内に
ダイオード5の様な付加的な要素があつても、本発明を
制限するところではない。
施形態)>図13は第3の実施形態を説明するための構
成図である。図13において、電流検出器42は各相の
アーム内に接続されている。それ以外の構成、動作は図
7と同等なので説明を省略する。
一例を説明するための構成図である。発振器61の出力
は各アーム数分設けられている。発振器61は予め設定
されたパターンに従い、電流指令65を発生する。例え
ば、位相基準62と系統位相角64による位相と振幅基
準63による振幅の三相正弦波の、U相は正側半波、X
相は負側半波等である。それ以外の構成、動作は図9と
同等なので説明を省略する。
を説明するための構成図である。積分器66、ゲイン6
7等より構成されるP1アンプは各アーム数分設けられ
ている。それ以外の構成、動作は図10と同等なので説
明を省略する。
4の一例を説明するための構成図である。ゲートパルス
発生回路54の入力は各ア一ム毎に設けられているた
め、各々三角波発生器68の出力との差分を取られコン
パレータ69に入力されている。それ以外の構成、動作
は図11と同等なので説明を省略する。
実施形態)>図17は第4の実施形態を説明するための
構成図であり、ゲートパルス発生回路54のみを示して
いる。ゲートパルス発生回路54の入力は各アーム毎に
設けられているが、各々三角波発生器68の出力との差
分を取られ、または、符号を反転した後三角波発生器6
8の出力との差分が取られ、コンパレータ69に入力さ
れている。コンパレータ69の出力は、ゲートパルス5
5となり、各スイッチユニット10に分配される。本構
成では、各アーム単位に2種類のゲートパルス55が生
成され、各スイッチユニット10内の半導体素子1に別
々に分配される。本構成により、図8における(d)の
様な電流モードが実現可能となる。それ以外の構成、動
作は図13と同等なので説明を省略する。
施形態)>図18は第5の実施形態を説明するための構
成図でスイッチユニット10のみを示している。図18
において、コンデンサ4の両端に、電圧検出器43が接
続されている。電圧検出器43は各スイッチユニット1
0毎に設けられ、その出力が一定値となる様に制御され
ることで、電力変換装置の全体の動作が安定となる。そ
れ以外の構成、動作は、図13、図17と同等なので説
明を省略する。
施形態)>図19は第6の実施形態を説明するための構
成図で、電流制御回路53のみを示している。図19に
おいて電圧検出器43の出力Eduは、直流電圧基準E
drefから減ぜらる。その偏差は積分器70に入力さ
れ更にそのが加算されゲイン71が乗じられることによ
り、いわゆる比例積分(Pl)アンプの構成となつてい
る。本例はあくまでも一例であり、電流制御回路53の
制御回路構成はいかなる構成でも本発明を制限するとこ
ろではない。
0内のコンデンサ4の電圧は一定値に保たれ、電力変換
装置の全体の動作が安定となる。以上は、代表例として
U相について述べたが、各相の構成動作は同等であるの
で説明を省略する。また、それ以外の構成、動作は、図
13、図17と同等なので説明を省略する。
施形態)>図20は第7の実施形態を説明するための構
成図で、電流基準発生回路52のみを示している。図2
0において、電圧検出器43の出力Eduは、直流電圧
基準Edrefから減ぜられる。その偏差は積分器70
に入力され、更に出力が加算されゲイン71が乗じられ
ることにより、いわゆる比例積分(PI)アンプの構成
となつている。本例はあくまで一例であり、電流基準発
生回路52の制御回路構成はいかなる構成でも本発明を
制限するところではない。本構成により、スイッチユニ
ット10内のコンデンサ4の電圧は一定値に保たれ、電
力変換装置の全体の動作が安定となる。
て述べたが、各相の構成動作は同等であるので説明を省
略する。また、それ以外の構成、動作は、図13、図1
7と同等なので説明を省略する。
実施形態)>図21は第8の実施形態を説明するための
構成図で、電流基準発生回路52のみを示している。図
21において、パターン発生器72には、位相基準62
に位相検出回路51の出力である系統位相角64(位相
θ)が加算されて入力される。また、パターン発生器7
2には、振幅基準63が入力されている。パターン発生
器72は、直流電流が一定電流となり、交流電流がいわ
ゆる電流となる様な基準を生成する。
の動作を説明するための図である。図22において、U
相及びX相の電流基準は、θ及び変調率Mに従い、掲載
式の様に変化する。掲載式と同様に三相分の電流基準を
生成した波形を図22に合わせて掲げる。図22におい
ては、U相、V相、W相の電流基準の合計値は常に1で
あり、振幅や位相によらず一定である。また、交流側出
力は、例えばU相は、U相の電流基準とX相の電流基準
の和であり、図22より、正弦波状に変化していること
が判る。この様に図22は、直流電流が一定電流で、交
流電流が所望の電流(正弦波)となるための電流基準の
一生成法を示している。
実施形態)> 図23は、本発明の第9の実施形態を説明するための構
成図で、上述した複数のスイッチユニットを直列接続し
た例である。図23において、スイッチユニット10は
複数個直列に接続され、更に直流電源22、直流リアク
トル12、負荷31と直列に接続されている。
ット10を直列接続した場合も、各スイッチユニット
は、見かけ上、可変容量のコンデンサとして作用させる
ことができるので、電流が断続せず、高調波の少ない変
換器を構成することができる。
ユニットが6個で三相構成の場合について説明したが、
図24の従来の例のようにスイッチユニットが4個で単
相構成の場合やこれ以外の多相構成であっても同様に実
施できる。また、各アームのスイッチユニットは一つで
説明したが、高圧化を必要とする場合には、複数直列に
接続することで対応することができる。
を断続させることなく、容量の大きなフィルタを追加す
ることなく、出力電流の高調波を少なくできる電力変換
装置を提供することができる。
す電力変換装置の構成図。
図。
図。
図。
ルの適用範囲を説明するための図。
ルの適用範囲を説明するための図。
す電力変換装置の構成図。
の構成図。
構成図。
るための構成図。
形態を示す構成図。
電力変換装置の構成図。
図。
構成図。
電力変換装置のゲートパルス発生回路の構成図。
電力変換装置のスイッチユニットの構成図。
電力変換装置の電流制御回路の構成図。
電力変換装置の電流基準発生回路の構成図。
す電力変摸装置の電流基準発生回路の構成図。
ための構成図。
す電力変換装置の構成図。
を説明するための図。
5…ダイオード、4…コンデンサ、6…バランスリアク
トル、7…自己消弧型半導体素子、10…スイッチユニ
ット、11…リアクトル、12…直流リアクトル、13
…変圧器、21交流電源、22…直流電源、31…負
荷、41…電圧検出器、42…電流検出器、43…電圧
検出器、51…位相検出回路、52…電流基準発生回
路、53…電流制御回路、54…ゲート信号発生回路、
55…ゲート信号、61…発振器、62…位相基準、6
3…振幅基準、64…系統位相角、65…電流指令、6
6…積分器、67…ゲイン、68…三角波発生器、69
…コンパレー夕、70…積分器、71…ゲイン、72…
パターン発生器。
Claims (11)
- 【請求項1】 少なくとも4個のアームをブリッジ接続
してなり、各アームにはスイッチユニットをそれぞれ備
え、 前記各スイッチユニットは、第1の高速スイッチング自
己消弧型半導体素子の第1端子に第1のダイオードのア
ノードが接続された第1の直列回路と、第2のダイオー
ドのカソードに第2の高速スイッチング自己消弧型半導
体素子の第2端子が接続された第2の直列回路と、前記
第1の直列回路の直列接続点と前記第2の直列回路の直
列接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第1の
高速スイッチング自己消弧型半導体素子に逆並列に接続
された第3のダイオードと、前記第2の高速スイッチン
グ自己消弧型半導体素子に逆並列に接続された第4のダ
イオードにより構成され、かつ前記第2の高速スイッチ
ング自己消弧型半導体素子の第1端子と前記第1のダイ
オードのカソードを共通接続し、前記第2のダイオード
のアノ一ドと前記第1の高速スイッチング自己消弧型半
導体素子の第2端子を共通接続してなる電力変換装置。 - 【請求項2】 前記第1、第2の高速スイッチング自己
消弧型半導体素子と直列に第5、第6のダイオードを設
けたことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 【請求項3】 少なくとも4個のアームをブリッジ接続
してなり、各アームにはスイッチユニットをそれぞれ備
え、 前記各スイッチユニットは、第1の高速スイッチング自
己消弧型半導体素子の第1端子に第1のダイオードのア
ノ一ドが接続された第1の直列回路と、第2のダイオー
ドのカソードに第2の高速スイッチング自己消弧型半導
体素子の第2端子が接続された第2の直列回路と、前記
第1の直列回路の直列接続点と、前記第2の直列回路の
直列接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第1
の半導体素子に逆並列に接続された第3のダイオード
と、前記第2の半導体素子と逆並列に接続された第4の
ダイオードにより構成され、かつ前記第2の半導体素子
の第1端子と前記第1のダイオードのカソードを共通接
続し、前記第2のダイオードのアノ一ドと前記第1の半
導体素子の第2端子を共通接続して構成し、 前記コンデンサの充電状態によらず前記半導体素子をオ
ン/オフできる手段を設けたことを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項4】 前記半導体素子をオン/オフできる手段
は、 前記スイッチユニット相互の接続点に接続されている交
流電源の系統位相角を検出する位相検出回路と、 前記位相検出回路で検出された系統位相角と位相基準の
加算値と、振幅基準に対応した電流指令を出力する電流
基準発生回路と、 前記電流基準発生回路からの電流指令と前記交流電源か
ら前記スイッチユニットに供給される電流検出値の偏差
を比例積分する電流制御回路と、 前記電流制御回路の出力と搬送波の差に基づいて前記各
スイッチユニットのゲートに与えるゲート信号を発生す
るゲート信号発生回路と、 により構成したことを特徴とする請求項3記載の電力変
換装置。 - 【請求項5】 前記各アーム毎に電流検出器を具備し、
各アームを個別に制御し、可変容量のコンデンサの如く
制御することで、所望の回路動作を行なわせることを特
徴とした請求項4記載の電力変換装置。 - 【請求項6】 前記各アームの半導体素子に個別のゲー
ト信号を印加することを特徴とした請求項4記載の電力
変換装置。 - 【請求項7】 前記スイッチユニット内のコンデンサの
電圧を検出する電圧検出器を具備し、該コンデンサの電
圧が一定となる様に制御することを特徴とした請求項5
または請求項6に記載の電力変換装置。 - 【請求項8】 前記電流制御回路の出力に該コンデンサ
の電圧を一定値となる様に制御する信号を加算すること
を特徴とした請求項4記載の電力変換装置。 - 【請求項9】 前記電流基準発生回路内に該コンデンサ
の電圧を一定値となる様に制御する機能を有することを
特徴とした請求項4記載の電力変換装置。 - 【請求項10】 前記電流基準発生回路として、直流電
流が一定電流となり、交流電流が所望の電流となる様な
基準を生成する機能を有することを特徴とした請求項4
記載の電力変換装置。 - 【請求項11】 直流電源に対して複数のスイッチユニ
ットを直列に接続した電力変換装置であって、 前記各スイッチユニットは、第1の高速スイッチング自
己消弧型半導体素子の第1端子に第1のダイオードのア
ノ一ドが接続された第1の直列回路と、第2のダイオー
ドのカソードに第2の高速スイッチング自己消弧型半導
体素子の第2端子が接続された第2の直列回路と、前記
第1の直列回路の直列接続点と前記第2の直列回路の直
列接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第1の
高速スイッチング自己消弧型半導体素子に逆並列に接続
された第3のダイオードと、前記第2の高速スイッチン
グ自己消弧型半導体素子に逆並列に接続された第4のダ
イオードにより構成され、かつ前記第2の高速スイッチ
ング自己消弧型半導体素子の第1端子と前記第1のダイ
オードのカソードを共通接続し、前記第2のダイオード
のアノ一ドと前記第1の高速スイッチング自己消弧型半
導体素子の第2端子を共通接続してなる電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02328398A JP3415424B2 (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02328398A JP3415424B2 (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11225478A JPH11225478A (ja) | 1999-08-17 |
JP3415424B2 true JP3415424B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=12106287
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02328398A Expired - Lifetime JP3415424B2 (ja) | 1998-02-04 | 1998-02-04 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3415424B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7898113B2 (en) | 2002-08-19 | 2011-03-01 | MERTHTech, Inc. | Pulse power supply device |
US7974113B2 (en) | 2006-10-05 | 2011-07-05 | Tokyo Institute Of Technology | Electric power unit for induction heating |
-
1998
- 1998-02-04 JP JP02328398A patent/JP3415424B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7898113B2 (en) | 2002-08-19 | 2011-03-01 | MERTHTech, Inc. | Pulse power supply device |
US7919887B2 (en) | 2002-08-19 | 2011-04-05 | Merstech, Inc. | High repetitous pulse generation and energy recovery system |
US7974113B2 (en) | 2006-10-05 | 2011-07-05 | Tokyo Institute Of Technology | Electric power unit for induction heating |
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JPH11225478A (ja) | 1999-08-17 |
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