JPWO2015194153A1 - スイッチング出力回路 - Google Patents

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Abstract

正確な出力電力の制御が可能なスイッチング出力回路を提供する。そのために、本発明のスイッチング出力回路は、８つの切替手段、２つの蓄電手段および制御手段を備え、制御手段は、切替手段を制御して導通状態と非導通状態とを切替ることにより、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給する。

Description

本発明はスイッチング出力回路に関し、特に、寄生インダクタンスが存在する抵抗性負荷に電力を供給するスイッチング出力回路に関する。
寄生インダクタンスが存在する抵抗性負荷に電力を供給する際に、半導体スイッチによって出力電圧をスイッチングするＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御が用いられている。このようなスイッチング出力回路においては、半導体スイッチを導通状態から非導通状態に切り替えた時に、寄生インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーが放出されることに起因するサージ電圧が発生する。このサージ電圧は、半導体スイッチの破壊原因となる。
サージ電圧による半導体スイッチの破壊を防止するために、抵抗性負荷の寄生インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーを吸収するスナバ回路がしばしば用いられる。スナバ回路が配置されたスイッチング出力回路は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１のスイッチング出力回路の回路構成図を図１６に示す。
図１６のスイッチング出力回路９００において、スイッチング部９１０の半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４がオフのとき、コンデンサＣは、平滑用コイル９４０に接続された端子が＋の極性で直流電源９３０の電圧まで充電される。この状態で半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ３がオンになると、コンデンサＣ→半導体スイッチＳＷ１→負荷９２０→半導体スイッチＳＷ３→コンデンサＣの経路で電流が流れ、コンデンサＣの電荷が負荷９２０に放電される。
コンデンサＣの電荷が放電され、電圧がゼロになると、自動的に半導体スイッチＳＷ２、ＳＷ４のダイオードがオンする。これにより、電流は全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を還流して流れ続ける。負荷９２０に流れる電流は、負荷９２０の等価抵抗Ｒにより減衰する。
次に、全ての半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフにすると、負荷９２０を流れる電流は、半導体スイッチＳＷ２、ＳＷ４のダイオードを介してコンデンサＣに充電される。電流が停止するまでコンデンサＣの電圧は上昇する。電流が停止した時点で、負荷９２０の電磁エネルギーはコンデンサＣに移動したことになる。このときコンデンサＣは平滑用コイル９４０に接続した端子が＋の極性であり、負荷９２０に流れる電流の方向に拠らず常に同じである。
コンデンサＣの静電容量Ｃと負荷９２０のインダクタンスＬとの共振周波数は、発生する交番パルス電流の周波数より高くなっているため、半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングとなる。すなわち、負荷９２０の電磁エネルギーを回生し、負荷９２０に交番パルス電流を発生する構成になっている。
特開２００８−０９２７４５号公報
しかしながら、図１６のスイッチング出力回路９００において、半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ３がオンされ、コンデンサＣの電荷が負荷９２０に放電される場合において、負荷９２０のインダクタンスＬのために、立ち上がり時に十分な出力電流を供給できないことが考えられる。この場合、出力電流の立ち上がりが悪くなり、ＰＷＭ制御時に正確な制御が困難になる。
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、出力電流の立ち上がりが良好であり、出力電力を高精度に制御可能なスイッチング出力回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング出力回路は、８つの切替手段、２つの蓄電手段および制御手段を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給する。ここで、第１、第２、第３、第４の切替手段の一端は直流電源の正極に、第５、第６、第７、第８の切替手段の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、第１の切替手段の他端および第５の切替手段の一端は誘導性負荷の一端に、第３の切替手段の他端および第７の切替手段の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、第２の切替手段の他端および第６の切替手段の一端は第１の蓄電手段を介して誘導性負荷の一端に、第４の切替手段の他端および第８の切替手段の一端は第２の蓄電手段を介して誘導性負荷の他端に、それぞれ接続される。制御手段は、第１から第８の切替手段を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る。
上述した本発明の態様によれば、正確な出力電力の制御が可能なスイッチング出力回路を提供できる。
第１の実施形態に係るスイッチング出力回路１０の動作手順を示す図である。 第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１００の回路構成図である。 第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１００の動作手順を示す図である。 第２の実施形態に係るスイッチング出力回路１００の回路構成図である。 第２の実施形態に係る別のスイッチング出力回路１００の回路構成図である。 第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂの回路構成図である。 第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂの動作手順を示す図である。 第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂの動作手順を示す図である。 第３の実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂの動作手順を示す図である。 第３の実施形態の変形例に係るスイッチング出力回路１００Ｂの回路構成図である。 第４の実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｄの回路構成図である。 比較例に係るスイッチング出力回路１００’の回路構成図である。 比較例に係るスイッチング出力回路１００’の動作手順を示す図である。 負荷抵抗８００Ｄの両端子間にかかる電圧および負荷抵抗８００Ｄに流れる電流のシミュレーション結果を示す図である。 負荷抵抗８００’の両端子間にかかる電圧および負荷抵抗８００’に流れる電流のシミュレーション結果を示す図である。 負荷抵抗８００Ｄにおける消費電力のシミュレーション結果を示す図である。 負荷抵抗８００’における消費電力のシミュレーション結果を示す図である。 特許文献１に係るスイッチング出力回路９００の回路構成図である。
＜第１の実施形態＞
本発明に係る第１の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路について図１を用いて説明する。
先ず、本実施形態に係るスイッチング出力回路１０の構成について説明する。図１に示すように、スイッチング出力回路１０は、８つの切替部材２１〜２８、２つの蓄電部材３１、３２および図１には図示されない制御回路を備える。そして、スイッチング出力回路１０は、直流電源５０から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷４０へ供給する。
第１の切替部材２１、第２の切替部材２２、第３の切替部材２３および第４の切替部材２４の一端は直流電源５０の正極に接続され、第５の切替部材２５、第６の切替部材２６、第７の切替部材２７および第８の切替部材２８の他端は直流電源５０の負極にそれぞれ接続されている。そして、第１の切替部材２１の他端および第５の切替部材２５の一端は誘導性負荷４０の一端に、第３の切替部材２３の他端および第７の切替部材２７の一端は誘導性負荷４０の他端にそれぞれ接続されている。さらに、第２の切替部材２２の他端および第６の切替部材２６の一端は第１の蓄電部材３１を介して誘導性負荷４０の一端に、第４の切替部材２４の他端および第８の切替部材２８の一端は第２の蓄電部材３２を介して誘導性負荷４０の他端にそれぞれ接続されている。
蓄電部材３１、３２は、誘導性負荷４０に蓄積された電磁エネルギーが放出されることに起因するサージ電圧を吸収する。
制御回路は、第１の切替部材２１、第３の切替部材２３、第５の切替部材２５および第７の切替部材２７を切り替えることによって、直流電源５０の電圧を誘導性負荷４０に交番出力する（以下、スイッチング出力動作と記載する。）。さらに、制御回路は、第２の切替部材２２、第４の切替部材２４、第６の切替部材２６および第８の切替部材２８を切り替えることによって、誘導性負荷４０に蓄積された電磁エネルギーを蓄電部材３１、３２によって回収し、回収した電磁エネルギーを誘導性負荷４０に加える。
具体的には、制御回路は、先ず、第１制御として、第１の切替部材２１および第７の切替部材２７、または、第３の切替部材２３および第５の切替部材２５を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、図１の（ａ）図および（ｅ）図の点線矢印のように電流が流れ、誘導性負荷４０に電磁エネルギーが蓄積される。
次に、制御回路は、第２制御として、第６の切替部材２６および第８の切替部材２８を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、図１の（ｂ）図および（ｆ）図の点線矢印のように電流が流れ、誘導性負荷４０から放出された電磁エネルギーが蓄電部材３１、３２によって回収される。
さらに、制御回路は誘導性負荷４０から放出された電磁エネルギーが蓄電部材３１、３２によって全て回収された後、第３制御として、全ての切替部材２１〜２８を非導通状態にする。これにより、蓄電部材３１、３２内に電磁エネルギーが保持される。
そして、制御回路は、第４制御として、第４の切替部材２４および第６の切替部材２６、または、第２の切替部材２２および第８の切替部材２８を導通状態にすると共にその他の切替部材を非導通状態にする。これにより、蓄電部材３１、３２、誘導性負荷４０および直流電源５０が直列に接続され、直流電源５０からの電圧に蓄電部材３１、３２の電圧を加えた電圧が誘導性負荷４０に供給される。
すなわち、スイッチング出力動作時に誘導性負荷４０に蓄積された電磁エネルギーをいったん蓄電部材３１、３２に全て回収し、次のスイッチング出力動作時に、回収した電磁エネルギーを誘導性負荷４０に供給する。この場合、誘導性負荷４０に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、スイッチング出力動作時の出力電圧の立ち上がり／立下りを改善することができる。従って、本実施形態に係るスイッチング出力回路１０は、ＰＷＭ制御時において正確な出力電力の制御が可能である。
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態について説明する。本実施形態では、ヒーターなどの抵抗性負荷にＰＷＭ出力で電力を供給する電源などに用いられるスイッチング出力回路について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図２に示す。本実施形態に係るスイッチング出力回路１００は、直流電源６００から供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００へ供給する。なお、本実施形態では２つの寄生インダクタンス７１０、７２０を配置したが、寄生インダクタンスの数は２つに限定されず、１つでも良いし３つ以上でも良い。同様に、直流電源６００および負荷抵抗８００は２つ以上でも良い。
スイッチング出力回路１００は、８つの半導体スイッチ２１０〜２８０および２つのコンデンサ３１０、３２０によって構成され、さらに、制御部１１０、入力端子１２０、１３０および出力端子１４０、１５０を備える。
コンデンサ３１０、３２０はそれぞれ、サージ電圧を吸収する。該サージ電圧は、電流が流れることによって寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーが、寄生インダクタンス７１０、７２０から放出されることに伴って生成される電圧である。
半導体スイッチ２１０、２３０、２５０、２７０は、ブリッジ接続スイッチング回路を構成し、導通状態／非導通状態を切替えることによって、直流電源６００の電圧を負荷抵抗８００に交番出力する。一方、半導体スイッチ２２０、２４０、２６０、２８０は、導通状態／非導通状態を切替えることによって、サージ電圧をコンデンサ３１０、３２０へ吸収させ、サージ電圧を吸収したコンデンサ３１０、３２０を直流電源６００へ直列に接続する。
図２において、半導体スイッチ２１０〜２４０の一端は入力端子１２０に、半導体スイッチ２５０〜２８０の他端は入力端子１３０に、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ２１０の他端および半導体スイッチ２５０の一端は出力端子１４０に、半導体スイッチ２３０の他端および半導体スイッチ２７０の一端は出力端子１５０に、それぞれ接続されている。半導体スイッチ２２０の他端および半導体スイッチ２６０の一端はコンデンサ３１０を介して出力端子１４０に、半導体スイッチ２４０の他端および半導体スイッチ２８０の一端はコンデンサ３２０を介して出力端子１５０に、それぞれ接続されている。
制御部１１０は、８つの半導体スイッチ２１０〜２８０に、導通状態／非導通状態の切替信号を出力することで、半導体スイッチ２１０〜２８０の導通状態／非導通状態を制御する。
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００の詳細動作を、図３に沿って詳細に説明する。
先ず、制御部１１０は、図３の（ａ）図に示すように、半導体スイッチ２１０、２７０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源６００→半導体スイッチ２１０→寄生インダクタンス７１０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７２０→半導体スイッチ２７０→直流電源６００の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス７１０、７２０に電磁エネルギーが蓄積される。
次に、制御部１１０は、図３の（ｂ）図に示すように、半導体スイッチ２６０、２８０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス７１０、７２０から放出される。そして、電流が、半導体スイッチ２６０→コンデンサ３１０→寄生インダクタンス７１０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７２０→コンデンサ３２０→半導体スイッチ２８０の経路で流れ、コンデンサ３１０、３２０に上流側が＋極となる電圧がそれぞれ充電される。
コンデンサ３１０、３２０が寄生インダクタンス７１０、７２０からのサージ電圧を吸収した後、制御部１１０は、図３の（ｃ）図に示すように、すべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、コンデンサ３１０、３２０に充電された電圧は、そのまま保持される。
そして、制御部１１０は、図３の（ｄ）図に示すように、半導体スイッチ２４０、２６０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ３１０、３２０、直流電源６００、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００が直列に接続され、直流電源６００の電圧にコンデンサ３１０、３２０の電圧を加えた電圧が負荷抵抗８００に印加される。そして、電流が、直流電源６００→半導体スイッチ２４０→コンデンサ３２０→寄生インダクタンス７２０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７１０→コンデンサ３１０→半導体スイッチ２６０→直流電源６００の経路で流れることにより、コンデンサ３１０、３２０の電圧がゼロになる。
さらに、制御部１１０は、図３の（ｅ）図に示すように、半導体スイッチ２３０、２５０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源６００→半導体スイッチ２３０→寄生インダクタンス７２０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７１０→半導体スイッチ２５０→直流電源６００の経路で流れる。この時、寄生インダクタンス７１０、７２０に電磁エネルギーが蓄積される。
次に、制御部１１０は、図３の（ｆ）図に示すように、半導体スイッチ２６０、２８０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス７１０、７２０から放出される。そして、電流が、半導体スイッチ２８０→コンデンサ３２０→寄生インダクタンス７２０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７１０→コンデンサ３１０→半導体スイッチ２６０の経路に流れ、コンデンサ３１０、３２０に上流側が＋極となる電圧が充電される。ここで、コンデンサ３１０、３２０の＋極は、図３の（ｂ）図と（ｆ）図とで反対になる。
コンデンサ３１０、３２０が寄生インダクタンス７１０、７２０からのサージ電圧を吸収した後、制御部１１０は、図３の（ｇ）図に示すように、すべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、コンデンサ３１０、３２０に充電された電圧は、そのまま保持される。
そして、制御部１１０は、図３の（ｈ）図に示すように、半導体スイッチ２２０、２８０を導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、サージ電圧を吸収したコンデンサ３１０、３２０、直流電源６００、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００が直列に接続され、直流電源６００の電圧にコンデンサ３１０、３２０の電圧を加えた電圧が負荷抵抗８００に印加される。そして、電流が、直流電源６００→半導体スイッチ２２０→コンデンサ３１０→寄生インダクタンス７１０→負荷抵抗８００→寄生インダクタンス７２０→コンデンサ３２０→半導体スイッチ２８０→直流電源６００の経路で流れることにより、コンデンサ３１０、３２０の電圧がゼロになる。
上記のように構成されたスイッチング出力回路１００においては、半導体スイッチ２２０、２４０、２６０、２８０を配置して、適宜、導通状態／非導通状態を切替えることにより、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーであるサージ電圧を、効率よくコンデンサ３１０、３２０へ吸収させることができる。さらに、サージ電圧を吸収したコンデンサ３１０、３２０、直流電源６００および負荷抵抗８００を直列に接続することにより、負荷抵抗８００に直流電源６００の電圧値にサージ電圧分も加えて電力供給することができる。これにより、スイッチング出力回路１００の出力電圧の立ち上がりが改善される。
ここで、スイッチング出力回路１００においては、コンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧をモニタし、コンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧値が最大になった時、すべての半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態に切り替えることが望ましい。スイッチング出力回路１００にコンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧をモニタする電圧モニタを配置した場合の回路構成図を図４に示す。
図４において、電圧モニタ４１０は、コンデンサ３１０の両端子に接続され、コンデンサ３１０の両端子間電圧を計測して制御部１１０へ送信する。一方、電圧モニタ４２０は、コンデンサ３２０の両端子に接続され、コンデンサ３２０の両端子間電圧を計測して制御部１１０へ送信する。
そして、制御部１１０は、図３の（ｂ）図および（ｆ）図において、電圧モニタ４１０、４２０からの計測値が最大値になった時、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーに起因するサージ電圧がコンデンサ３１０、３２０に全て吸収されたと判定する。そして、制御部１１０は、図３の（ｃ）図および（ｇ）図に示すように、すべての半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態に切り替える。
コンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧が最大になった時に半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態にすることにより、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーが最大限充電されている状態で、コンデンサ３１０、３２０を保持することができる。
そして、コンデンサ３１０、３２０にサージ電圧が最大限保持されている状態で、図３の（ｄ）図および（ｈ）図に示すように、直流電源６００、コンデンサ３１０、３２０、寄生インダクタンス７１０、７２０、負荷抵抗８００を直列に接続する。これにより、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００に、直流電源６００からの電圧に加えてコンデンサ３１０、３２０に吸収されたサージ電圧が効果的に加えられる。
従って、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００は、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。
なお、電圧モニタ４１０、４２０によってコンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧値をモニタし、コンデンサ３１０、３２０の両端子間電圧値が最大になった時にすべての半導体スイッチを非導通状態に切り替える代わりに、下記のように構成することもできる。すなわち、スイッチング出力回路１００の出力端子を流れる電流を計測し、出力端子を流れる電流がゼロになった時に、すべての半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態に切り替えることも出来る。この場合のスイッチング出力回路１００の回路構成図を図５に示す。
図５において、スイッチング出力回路１００の出力端子１５０の近傍に電流モニタ４００を配置し、電流モニタ４００によって出力端子１５０を流れる電流を計測する。そして、制御部１１０は、図３の（ｂ）図および（ｆ）図において、蓄積された電磁エネルギーが寄生インダクタンス７１０、７２０から全て放出されることによって出力端子１５０を流れる電流がゼロになったとき、すべての半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態に切り替える（図３の（ｃ）図および（ｇ）図）。
出力端子１５０を流れる電流がゼロになった時に半導体スイッチ２１０〜２８０を非導通状態にすることにより、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーが最大限充電されている状態で、コンデンサ３１０、３２０を保持することができる。従って、図３の（ｄ）図および（ｈ）図において、直流電源６００、コンデンサ３１０、３２０、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００を直列に接続した時、負荷抵抗８００に、直流電源６００からの電圧に加えてコンデンサ３１０、３２０に吸収されたサージ電圧が効果的に加えられる。従って、図５のスイッチング出力回路１００も、寄生インダクタンス７１０、７２０に蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生して、出力電圧の立ち上がりを改善することができる。
＜第３の実施形態＞
第３の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図６に示す。スイッチング出力回路１００Ｂは、直流電源６００Ｂから供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂおよび負荷抵抗８００Ｂへ供給する。直流電源６００Ｂ、寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂおよび負荷抵抗８００Ｂは、第２の実施形態で説明した直流電源６００、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００と同様に機能する。ここで、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスをＬとする。
スイッチング出力回路１００Ｂは、１２個の半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂ、４つのコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂおよび４つの電圧モニタ４１０Ｂ〜４４０Ｂによって構成され、さらに、制御部１１０Ｂ、入力端子１２０Ｂ、１３０Ｂおよび出力端子１４０Ｂ、１５０Ｂを備える。ここで、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量をＣ１、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの容量をＣ２とする。コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量Ｃ１より小さい。
半導体スイッチ２１０Ｂ〜２４０Ｂ、２９０Ｂ、２１００Ｂの一端は入力端子１２０Ｂに、半導体スイッチ２５０Ｂ〜２８０Ｂ、２１１０Ｂ、２１２０Ｂの他端は入力端子１３０Ｂに、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチ２１０Ｂの他端および半導体スイッチ２５０Ｂの一端は出力端子１４０Ｂに、半導体スイッチ２３０Ｂの他端および半導体スイッチ２７０Ｂの一端は出力端子１５０Ｂに、それぞれ接続されている。
半導体スイッチ２２０Ｂの他端および半導体スイッチ２６０Ｂの一端はコンデンサ３１０Ｂを介して、半導体スイッチ２９０Ｂの他端および半導体スイッチ２１１０Ｂの一端はコンデンサ３３０Ｂを介して、出力端子１４０Ｂにそれぞれ接続されている。半導体スイッチ２４０Ｂの他端および半導体スイッチ２８０Ｂの一端はコンデンサ３２０Ｂを介して、半導体スイッチ２１００Ｂの他端および半導体スイッチ２１２０Ｂの一端はコンデンサ３４０Ｂを介して、出力端子１５０Ｂにそれぞれ接続されている。
電圧モニタ４１０Ｂ〜４４０Ｂは、コンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂの両端子にそれぞれ接続され、コンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂの両端子間電圧をそれぞれ計測して制御部１１０Ｂへ送信する。
次に、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂの詳細動作を、図７〜図９を用いて説明する。先ず、制御部１１０Ｂは、図７〜図９の（ａ）図に示すように、半導体スイッチ２１０Ｂ、２７０Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源６００Ｂ→半導体スイッチ２１０Ｂ→寄生インダクタンス７１０Ｂ→負荷抵抗８００Ｂ→寄生インダクタンス７２０Ｂ→半導体スイッチ２７０Ｂ→直流電源６００Ｂの経路で流れる。
次に、図７の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｂが、半導体スイッチ２６０Ｂ、２８０Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ２６０Ｂ→コンデンサ３１０Ｂ→寄生インダクタンス７１０Ｂ→負荷抵抗８００Ｂ→寄生インダクタンス７２０Ｂ→コンデンサ３２０Ｂ→半導体スイッチ２８０Ｂの経路に流れる。そして、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１はπ／２・（Ｌ・Ｃ１）1/2である。
一方、図８の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｂが、半導体スイッチ２１１０Ｂ、２１２０Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ２１１０Ｂ→コンデンサ３３０Ｂ→寄生インダクタンス７１０Ｂ→負荷抵抗８００Ｂ→寄生インダクタンス７２０Ｂ→コンデンサ３４０Ｂ→半導体スイッチ２１２０Ｂの経路で流れる。そして、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はπ／２・（Ｌ・Ｃ２）1/2である。
コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量Ｃ１より小さいため、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はコンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１よりも短い。
また、図９の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｂが、半導体スイッチ２６０Ｂ、２８０Ｂ、２１１０Ｂ、２１２０Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ２６０Ｂ→コンデンサ３１０Ｂ→寄生インダクタンス７１０Ｂ→負荷抵抗８００Ｂ→寄生インダクタンス７２０Ｂ→コンデンサ３２０Ｂ→半導体スイッチ２８０Ｂの経路と、半導体スイッチ２１１０Ｂ→コンデンサ３３０Ｂ→寄生インダクタンス７１０Ｂ→負荷抵抗８００Ｂ→寄生インダクタンス７２０Ｂ→コンデンサ３４０Ｂ→半導体スイッチ２１２０Ｂの経路で流れる。そして、コンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３１０Ｂとコンデンサ３３０Ｂとの合成容量、および、コンデンサ３２０Ｂとコンデンサ３４０Ｂとの合成容量の、両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３はπ／２・｛Ｌ・（Ｃ１＋Ｃ２）｝1/2である。
合成容量（Ｃ１＋Ｃ２）は、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量Ｃ１より大きいため、コンデンサ３１０Ｂとコンデンサ３３０Ｂ、および、コンデンサ３２０Ｂとコンデンサ３４０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３は、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１よりも長い。従って、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間はＴ２＜Ｔ１＜Ｔ３の関係となる。
そして、図７〜図９の（ｂ）図の状態を所望の期間に設定した場合、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬに基づいて、図７〜図９の（ｂ）図の中から最適な設定を選択する。例えば、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も短いＴ２である図８の（ｂ）図の設定を選択する。一方、合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も長いＴ３である図９の（ｂ）図の設定を選択する。これにより、寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂから放出された電磁エネルギーをコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂに効率よく充電させることができる。
ただし、図６の構成では、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬを測定することはできない。このため、電圧モニタ４１０Ｂ〜４４０Ｂによってコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂの両端子間電圧値を計測し、図７〜図９の（ｂ）図の構成において、図７〜図９の（ｂ）図の状態である期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ’としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となる設定を選択する。
そして、図７の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図７の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。図８の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図８の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図９の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。
本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂにおいても、制御部１１０Ｂが半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を順次切り替えることにより、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂ、または、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂ、または、コンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂのいずれかに充電させたサージ電圧を直流電源６００Ｂに上乗せして負荷抵抗８００Ｂに印加することができる。従って、寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂに蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生することによって出力電圧の立ち上がりを改善し、出力電力を正確に制御することができる。
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂにおいて、期間Ｔｒ後におけるコンデンサの両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前のコンデンサの両端子間電圧をＶｃ‘としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となるように、図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を採用することにより、寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所望期間でコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂに効率よく回生させることができる。
＜第３の実施形態の変形例＞
第３の実施形態の変形例について説明する。本実施形態においては、コンデンサの両端子間電圧を計測する代わりに出力端子を流れる電流を計測する。そして、両端子間電圧の計測値が最大値になった時の代わりに、出力端子を流れる電流がゼロになった時に、すべての半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂを非導通状態に切り替える。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１０に示す。
図１０に示すように、出力端子１５０Ｂの近傍に電流モニタ４００Ｂが配置される。また、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスをＬ、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量をＣ１、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの容量をＣ２とする。なお、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの容量Ｃ２はコンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの容量Ｃ１より小さい。
上記のように構成されたスイッチング出力回路１００Ｂにおいて、先ず、制御部１１０Ｂは、図７〜図９の（ａ）図に示すように、半導体スイッチ２１０Ｂ、２７０Ｂを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。
次に、制御部１１０Ｂが、図７〜図９の（ｂ）図のように、半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を制御することにより、図７の（ｂ）図においてはコンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂに、図８の（ｂ）図においてはコンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂに、図９の（ｂ）図においてはコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂに、上流側が＋極となる電圧が充電される。
そして、第３の実施形態で説明したように、図７の（ｂ）図において、コンデンサ３１０Ｂ、３２０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ１はπ／２・（Ｌ・Ｃ１）1/2で表される。また、図８の（ｂ）図において、コンデンサ３３０Ｂ、３４０Ｂの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ２はπ／２・（Ｌ・Ｃ２）1/2で表される。さらに、図９の（ｃ）図において、コンデンサ３１０Ｂとコンデンサ３３０Ｂとの合成容量、および、コンデンサ３２０Ｂとコンデンサ３４０Ｂとの合成容量の、両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間Ｔ３はπ／２・｛Ｌ・（Ｃ１＋Ｃ２）｝1/2で表される。Ｃ２＜Ｃ１＜（Ｃ１＋Ｃ２）であることから、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間はＴ２＜Ｔ１＜Ｔ３の関係となる。
そして、第３の実施形態で述べたように、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も短いＴ２である図８の（ｂ）図の設定を選択する。一方、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値がゼロから最大値に達するまでの時間が最も長いＴ３である図９の（ｂ）図の設定を選択する。
ただし、寄生インダクタンス７１０Ｂと寄生インダクタンス７２０Ｂの合成インダクタンスＬを測定することはできないため、図１０において、電流モニタ４００Ｂによって出力端子１５０Ｂを流れる電流を計測する。そして、図７〜図９の（ｂ）図の状態である期間Ｔｒ後における出力端子１５０Ｂを流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子１５０Ｂを流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となる設定を採用する。
図７の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図７の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。図８の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図８の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｂは、図９の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｂ〜２１２０Ｂの導通状態／非導通状態を切り替える。
本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｂにおいて、期間Ｔｒ後における出力端子１５０Ｂを流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子１５０Ｂを流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となるように、図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を選択することにより、寄生インダクタンス７１０Ｂ、７２０Ｂに蓄積された電磁エネルギーを所望期間でコンデンサ３１０Ｂ〜３４０Ｂに効率よく回生させることができる。
＜第４の実施形態＞
第４の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路は、第３の実施形態で説明した図６のスイッチング出力回路と同様に構成される。以下、図６のスイッチング出力回路の各要素の「Ｂ」を「Ｃ」に置き換えて説明する。
寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスをＬ、コンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの容量をＣ１、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの容量をＣ２、直流電源６００Ｃの電圧をＶ０、負荷抵抗８００Ｃの抵抗値をＲとする。なお、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの容量Ｃ２はコンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの容量Ｃ１より小さい。
本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｃの詳細動作を、第３の実施形態で説明した図７〜図９を用いて説明する。第３の実施形態と同様に、先ず、制御部１１０Ｃは、図７〜図９の（ａ）図に示すように、半導体スイッチ２１０Ｃ、２７０Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、直流電源６００Ｃ→半導体スイッチ２１０Ｃ→寄生インダクタンス７１０Ｃ→負荷抵抗８００Ｃ→寄生インダクタンス７２０Ｃ→半導体スイッチ２７０Ｃ→直流電源６００Ｃの経路で流れる。これにより、寄生インダクタンス７１０Ｃ、７２０Ｃに電磁エネルギーが蓄積される。
次に、図７の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｃが、半導体スイッチ２６０Ｃ、２８０Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ２６０Ｃ→コンデンサ３１０Ｃ→寄生インダクタンス７１０Ｃ→負荷抵抗８００Ｃ→寄生インダクタンス７２０Ｃ→コンデンサ３２０Ｃ→半導体スイッチ２８０Ｃの経路に流れる。そして、コンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１は（Ｖ０・Ｌ1/2）／（Ｒ・Ｃ１1/2）である。
一方、図８の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｃが、半導体スイッチ２１１０Ｃ、２１２０Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替えた場合、電流は、半導体スイッチ２１１０Ｃ→コンデンサ３３０Ｃ→寄生インダクタンス７１０Ｃ→負荷抵抗８００Ｃ→寄生インダクタンス７２０Ｃ→コンデンサ３４０Ｃ→半導体スイッチ２１２０Ｃの経路で流れる。そして、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２は（Ｖ０・Ｌ1/2）／（Ｒ・Ｃ２1/2）である。
コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの容量Ｃ２はコンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの容量Ｃ１より小さいため、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２はコンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１よりも大きい。
また、図９の（ｂ）図に示すように、制御部１１０Ｃが、半導体スイッチ２６０Ｃ、２８０Ｃ、２１１０Ｃ、２１２０Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。これにより、電流は、半導体スイッチ２６０Ｃ→コンデンサ３１０Ｃ→寄生インダクタンス７１０Ｃ→負荷抵抗８００Ｃ→寄生インダクタンス７２０Ｃ→コンデンサ３２０Ｃ→半導体スイッチ２８０Ｃの経路と、半導体スイッチ２１１０Ｃ→コンデンサ３３０Ｃ→寄生インダクタンス７１０Ｃ→負荷抵抗８００Ｃ→寄生インダクタンス７２０Ｃ→コンデンサ３４０Ｃ→半導体スイッチ２１２０Ｃの経路で流れる。そして、コンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃには、上流側が＋極となる電圧が充電される。このとき、コンデンサ３１０Ｃ、３３０Ｃおよびコンデンサ３２０Ｃ、３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３は（Ｖ０・Ｌ1/2）／｛Ｒ・（Ｃ１＋Ｃ２）1/2｝である。
コンデンサ３１０Ｃ、３３０Ｃおよびコンデンサ３２０Ｃ、３４０Ｃの合成容量（Ｃ１＋Ｃ２）はコンデンサ３１０Ｃ、３３０Ｃの容量Ｃ１より大きいため、コンデンサ３１０Ｃ、３３０Ｃおよびコンデンサ３２０Ｃ、３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３はコンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１よりも小さい。従って、コンデンサの両端子間電圧値の最大値はＶｃ３＜Ｖｃ１＜Ｖｃ２の関係となる。
従って、コンデンサの両端子間電圧値の最大値を所定の範囲内に設定したい場合、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬに基づいて図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を選択すれば良い。例えば、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も小さい図９の（ｂ）図の設定を選択する。一方、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も大きい図８の（ｂ）図の設定を選択する。
ただし、図７の構成では、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬを測定することはできない。このため、電圧モニタ４１０Ｃ〜４４０Ｃによってコンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃの両端子間電圧値を計測する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとし、図７〜図９の（ｂ）図の設定において、コンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる設定を選択する。
なお、すべての構成においてＶａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足する場合、Ｖｃｍａｘに達するまでの時間が最も短い設定を採用する。一方、すべての設定においてＶｃｍａｘ＜Ｖａとなる場合、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も大きくなる図８の（ｂ）図の設定を選択する。また、すべての設定においてＶｂ＜Ｖｃｍａｘとなる場合、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が最も小さくなる図９の（ｂ）図の設定を選択する。
そして、図７の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図７の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。図８の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図８の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図９の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。
本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｃにおいても、制御部１１０Ｃが半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を順次切り替えることにより、直流電源６００Ｃの電圧に、コンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃ、または、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃ、または、コンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃのいずれかに充電させたサージ電圧を上乗せして負荷抵抗８００Ｃに印加することができる。従って、出力電圧の立ち上がりが改善され、出力電力を正確に制御できる。
さらに、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｃにおいて、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の所定の範囲の最小値をＶａ、最大値をＶｂ、コンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を選択することにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃにおいて寄生インダクタンス７１０Ｃ、７２０Ｃに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
＜第４の実施形態の変形例＞
第４の実施形態の変形例について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路は、第３の実施形態の変形例で説明した図１０のスイッチング出力回路と同様に構成される。以下、図１０のスイッチング出力回路の各要素の「Ｂ」を「Ｃ」に置き換えて説明する。すなわち、図１０において、出力端子１５０Ｃの近傍に出力端子１５０Ｃを流れる電流Ｉｃを計測するための電流モニタ４００Ｃが配置される。
上記のスイッチング出力回路１００Ｃにおいて、先ず、制御部１１０Ｃは、図７〜図９の（ａ）図に示すように、半導体スイッチ２１０Ｃ、２７０Ｃを導通状態に、それ以外の半導体スイッチを非導通状態に切り替える。
次に、制御部１１０Ｃが図７〜図９の（ｂ）図のように半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を制御する。これにより、図７の（ｂ）図においてはコンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃに、図８の（ｂ）図においてはコンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃに、図９の（ｂ）図においてはコンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃに、上流側が＋極となる電圧が充電される。
この時、図７の（ｂ）図において、コンデンサ３１０Ｃ、３２０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ１は、出力端子１５０Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて、∫Ｉｃｄｔ／Ｃ１で表される。また、図８の（ｂ）図において、コンデンサ３３０Ｃ、３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ２は∫Ｉｃｄｔ／Ｃ２で表される。さらに、図９の（ｃ）図において、コンデンサ３１０Ｃおよびコンデンサ３３０Ｃ、コンデンサ３２０Ｃおよびコンデンサ３４０Ｃの両端子間電圧値の最大値Ｖｃ３は∫Ｉｃｄｔ／（Ｃ１＋Ｃ２）で表される。Ｃ２＜Ｃ１＜（Ｃ１＋Ｃ２）であることから、コンデンサの両端子間電圧値の最大値はＶｃ３＜Ｖｃ１＜Ｖｃ２の関係となる。
従って、第４の実施形態で述べたように、コンデンサの両端子間電圧値の最大値を所定の範囲内に設定する場合において、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬに基づいて図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を採用することにより、コンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃにおいて寄生インダクタンス７１０Ｃ、７２０Ｃに蓄積された電磁エネルギーを効率よく回生することができる。具体的には、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬが大きい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が小さくなる図９の（ｂ）図の設定を採用し、合成インダクタンスＬが小さい時は、コンデンサの両端子間電圧値の最大値が大きくなる図８の（ｂ）図の設定を選択する。
ただし、寄生インダクタンス７１０Ｃと寄生インダクタンス７２０Ｃの合成インダクタンスＬを測定することはできないため、電流モニタ４００Ｃによって出力端子１５０Ｃを流れる電流を計測する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとし、図７〜図９の（ｂ）図の設定において、出力端子１５０Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて計算したコンデンサの両端子間電圧の最大値をＶｃｍａｘとしたとき、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる設定を選択する。
なお、すべての構成においてＶａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足する場合、Ｖｃｍａｘに達するまでの時間が最も短い設定を選択する。一方、すべての設定においてＶｃｍａｘ＜Ｖａとなる場合、図８の（ｂ）図の設定を選択する。また、すべての設定においてＶｂ＜Ｖｃｍａｘとなる場合、図９の（ｂ）図の設定を選択する。
そして、図７の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図７の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。図８の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図８の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。また、図９の（ｂ）図の設定が選択された場合、制御部１１０Ｃは、図９の（ｃ）図〜（ｈ）図の順に半導体スイッチ２１０Ｃ〜２１２０Ｃの導通状態／非導通状態を切り替える。
本実施形態に係るスイッチング出力回路においては、電流モニタ４００Ｃによって出力端子１５０Ｃを流れる電流を計測し、出力端子１５０Ｃを流れる電流Ｉｃがゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いてコンデンサの両端子間電圧の最大値Ｖｃｍａｘを演算する。そして、設定したいコンデンサの両端子間電圧値の最小値をＶａ、最大値をＶｂとしたときに、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂを満足するように、図７〜図９の（ｂ）図のいずれかの設定を選択する。これにより、半導体スイッチの端子間に過大な電圧が印加されることを防ぎつつ、コンデンサ３１０Ｃ〜３４０Ｃにおいて、寄生インダクタンス７１０Ｃ、７２０Ｃに蓄積された電磁エネルギーを最短時間で効率よく回生することができる。
＜第５の実施形態＞
第５の実施形態について説明する。本実施形態に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１１に示す。スイッチング出力回路１００Ｄは、直流電源６００Ｄから供給された電源をスイッチングして２つの寄生インダクタンス７１０Ｄ、７２０Ｄおよび負荷抵抗８００Ｄへ供給する。ここで、直流電源６００Ｄ、寄生インダクタンス７１０Ｄ、７２０Ｄおよび負荷抵抗８００Ｄは、第２の実施形態で説明した直流電源６００、寄生インダクタンス７１０、７２０および負荷抵抗８００と同様に機能する。
図１１において、スイッチング出力回路１００Ｄは、１０個の半導体スイッチ２１０Ｄ〜２４０Ｄ、２５０ａＤ、２５０ｂＤ、２６０Ｄ、２７０ａＤ、２７０ｂＤ、２８０Ｄ、２つのコンデンサ３１０Ｄ、３２０Ｄおよび２つのダイオード５１０Ｄ、５２０Ｄによって構成される。さらに、スイッチング出力回路１００Ｄは、制御部１１０Ｄ、入力端子１２０Ｄ、１３０Ｄおよび出力端子１４０Ｄ、１５０Ｄを備える。
半導体スイッチ２１０Ｄ〜２４０Ｄ、２５０ａＤ、２５０ｂＤ、２６０Ｄ、２７０ａＤ、２７０ｂＤ、２８０Ｄは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）とダイオードから構成される。例えば、半導体スイッチ２１０Ｄは、ＦＥＴ２１１Ｄとダイオード２１２Ｄから構成され、ＦＥＴ２１１Ｄのドレインとダイオード２１２Ｄのカソードが接続し、ＦＥＴ２１１Ｄのソースとダイオード２１２Ｄのアノードが接続している。
半導体スイッチ２１０Ｄ、２３０Ｄ、２５０ａＤ、２５０ｂＤ、２７０ａＤ、２７０ｂＤとダイオード５１０Ｄ、５２０Ｄはブリッジ接続スイッチング回路を構成している。すなわち、ダイオード５１０Ｄ、５２０Ｄのアノード端子は入力端子１２０Ｄにそれぞれ接続している。そして、ダイオード５１０Ｄのカソード端子は半導体スイッチ２１０Ｄのドレイン端子に、ダイオード５２０Ｄのカソード端子は半導体スイッチ２３０Ｄのドレイン端子に、それぞれ接続している。
半導体スイッチ２５０ｂＤのソース端子と半導体スイッチ２７０ｂＤのソース端子は入力端子１３０Ｄにそれぞれ接続している。
半導体スイッチ２１０Ｄのソース端子と半導体スイッチ２５０ａＤのソース端子は出力端子１４０Ｄにそれぞれ接続し、半導体スイッチ２３０Ｄのソース端子と半導体スイッチ２７０ａＤのソース端子は出力端子１５０Ｄにそれぞれ接続している。そして、半導体スイッチ２５０ａＤのドレイン端子は半導体スイッチ２５０ｂＤのドレイン端子に接続し、半導体スイッチ２７０ａＤのドレイン端子は半導体スイッチ２７０ｂＤのドレイン端子に接続している。
一方、半導体スイッチ２２０Ｄのドレイン端子と半導体スイッチ２４０Ｄのドレイン端子は入力端子１２０Ｄにそれぞれ接続し、半導体スイッチ２６０Ｄのソース端子と半導体スイッチ２８０Ｄのソース端子は入力端子１３０Ｄにそれぞれ接続している。
また、半導体スイッチ２４０Ｄのソース端子と半導体スイッチ２８０Ｄのドレイン端子は、コンデンサ３２０Ｄを介して出力端子１５０Ｄにそれぞれ接続している。そして、半導体スイッチ２２０Ｄのソース端子と半導体スイッチ２６０Ｄのドレイン端子は、コンデンサ３１０Ｄを介して出力端子１４０Ｄにそれぞれ接続している。
そして、上記のように構成されたスイッチング出力回路１００Ｄにおいて、制御部１１０Ｄは、第２の実施形態で説明した図３の（ａ）図〜（ｈ）図と同様の手順で、１０個の半導体スイッチの導通状態／非導通状態を切替える。なお、制御部１１０Ｄは、半導体スイッチ２５０ａＤおよび半導体スイッチ２５０ｂＤの導通状態／非導通状態が同一になるように両者を同時に切り替え、半導体スイッチ２７０ａＤおよび半導体スイッチ２７０ｂＤの導通状態／非導通状態が同一になるように両者を同時に切り替える。
上記のように構成されたスイッチング出力回路１００Ｄの動作シミュレーション結果について説明する。なお、比較例として、図３の（ｂ）図、（ｄ）図、（ｆ）図、（ｈ）図の工程を有しないスイッチング出力回路の動作シミュレーション結果をあわせて説明する。比較例に係るスイッチング出力回路の回路構成図を図１２に、動作手順を図１３に示す。
図１２のスイッチング出力回路１００’の制御部１１０’は、図１３の（ａ）図において、半導体スイッチ２１０’、２７０’を導通状態に切り替えて寄生インダクタンス７１０’、７２０’に電磁エネルギーが蓄積した後、すべての半導体スイッチを非導通状態にし、その後、図１３の（ｅ）図の状態に移る。さらに、図１３の（ｅ）図において、半導体スイッチ２３０’、２５０’を導通状態に切り替えて寄生インダクタンス７１０’、７２０’に電磁エネルギーが蓄積した後、すべての半導体スイッチを非導通状態にし、その後、図１３の（ａ）図の状態に戻る。
この場合、電流がゼロになるまでコンデンサ３１０’、３２０’に電圧が充電された後（図１３の（ｂ）図および（ｅ）図）、逆方向に電流が流れることによって、コンデンサ３１０’、３２０’の電圧がゼロになる（図１３の（ｃ）図および（ｆ）図）。すなわち、図１３の（ａ）図および（ｄ）図において、寄生インダクタンス７１０’、７２０’の電磁エネルギーが回生されることはない。
本実施形態に係る図１１のスイッチング出力回路１００Ｄの動作シミュレーション結果を図１４Ａに、比較例に係る図１２のスイッチング出力回路１００’の動作シミュレーション結果を図１４Ｂに示す。図１４Ａ、図１４Ｂにおいて、実線は、負荷抵抗８００Ｄ、８００’の両端子間にかかる電圧、点線は、負荷抵抗８００Ｄ、８００’に流れる電流である。また、その時の負荷抵抗８００Ｄ、８００’の消費電力を図１５Ａ、図１５Ｂに示す。ここで、シミュレーションの条件として、直流電源６００Ｄ、６００’の電圧を３０Ｖ、コンデンサ３１０Ｄ、３２０Ｄ、３１０’、３２０’の静電容量を１０ｕＦ、負荷抵抗８００Ｄ、８００’の抵抗値を０．３Ω、寄生インダクタンス７１０Ｄ、７２０Ｄ、７１０’、７２０’のインダクタンスを１ｕＨとし、制御部１１０Ｄ、１１０’は半導体スイッチの導通状態／非導通状態の切り替えを３０ｋＨｚで行う。
図１４Ｂに示すように、比較例に係る図１２のスイッチング出力回路１００’は、寄生インダクタンス７１０’、７２０’の影響により、負荷抵抗８００’に流れる電流波形の立ち上がりが悪くなる。これに対して、図１４Ａに示すように、本実施形態に係る図１１のスイッチング出力回路１００Ｄは、寄生インダクタンス７１０Ｄ、７２０Ｄによるサージ電圧をコンデンサ３１０Ｄ、３２０Ｄを介して回生させることにより、負荷抵抗８００Ｄに流れる電流波形の立ち上がりが改善される。
また、図１５Ｂにおいて、比較例に係る図１２のスイッチング出力回路１００’の負荷抵抗での平均消費電力は１５２０Ｗである。これに対して、図１５Ａにおいて、本実施形態に係る図１１のスイッチング出力回路１００Ｄの負荷抵抗での平均消費電力は２１２０Ｗである。このように、本実施形態に係るスイッチング出力回路１００Ｄは、比較例に係る図１２のスイッチング出力回路１００’に対し、負荷抵抗に供給する電力が約３９％上昇する。
本発明によれば、負荷に電力を供給するＰＷＭ制御型スイッチング出力回路およびＰＷＭ制御型スイッチング出力装置といった用途に適用できる。本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
本願発明は、寄生インダクタンスが存在する抵抗性負荷に電力を供給するスイッチング出力回路に広く適用することができる。
この出願は、２０１４年６月１８日に出願された日本出願特願２０１４−１２４９８０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０ スイッチング出力回路
２１〜２８ 切替部材
３１、３２ 蓄電部材
４０ 誘導性負荷
５０ 直流電源
１００ スイッチング出力回路
１１０ 制御部
１２０、１３０ 入力端子
１４０、１５０ 出力端子
２１０〜２８０ 半導体スイッチ
３１０、３２０ コンデンサ
４００ 電流モニタ
４１０、４２０ 電圧モニタ
６００ 直流電源
７１０、７２０ 寄生インダクタンス
８００ 負荷抵抗
９００ スイッチング出力回路
９１０ スイッチング部
９２０ 負荷 ９３０ 直流電源
９４０ 平滑用コイル

Claims (10)

  1. ８つの切替手段、２つの蓄電手段および制御手段を備え、直流電源から供給された電源をスイッチングして誘導性負荷へ供給するスイッチング出力回路であって、
    第１、第２、第３、第４の切替手段の一端は直流電源の正極に、第５、第６、第７、第８の切替手段の他端は直流電源の負極に、それぞれ接続され、
    第１の切替手段の他端および第５の切替手段の一端は誘導性負荷の一端に、第３の切替手段の他端および第７の切替手段の一端は誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
    第２の切替手段の他端および第６の切替手段の一端は第１の蓄電手段を介して誘導性負荷の一端に、第４の切替手段の他端および第８の切替手段の一端は第２の蓄電手段を介して誘導性負荷の他端に、それぞれ接続され、
    前記制御手段は、第１から第８の切替手段を制御して、導通状態と非導通状態とを切替る、
    ことを特徴とするスイッチング出力回路。
  2. 前記制御手段は、
    第１、第７の切替手段または第３、第５の切替手段を導通状態にすると共にその他の切替手段を非導通状態にする第１制御と、
    第６、第８の切替手段を導通状態にすると共にその他の切替手段を非導通状態にする第２制御と、
    全ての切替手段を非導通状態にする第３制御と、
    前記第１の制御に応じて、第４、第６の切替手段または第２、第８の切替手段を導通状態にすると共にその他の切替手段を非導通状態にする第４制御と、
    を順次実行する、請求項１に記載のスイッチング出力回路。
  3. 前記第１、第２の蓄電手段の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１、第２の電圧計測手段をさらに備え、
    前記制御手段は、前記第１または第２の電圧計測手段の計測値が最大になった時、前記第２制御から第３制御へ移行する、
    請求項２に記載のスイッチング出力回路。
  4. 前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
    前記制御手段は、前記誘導性負荷から流出される電流がゼロになったとき、前記第２制御から第３制御へ移行する、
    請求項２に記載のスイッチング出力回路。
  5. 第９、第１０、第１１、第１２の切替手段および第３、第４の蓄電手段をさらに備え、
    前記第９の切替手段は、一端が前記直流電源の正極に、他端が前記第３の蓄電手段を介して前記誘導性負荷の一端に接続され、
    前記第１０の切替手段は、一端が前記直流電源の正極に、他端が前記第４の蓄電手段を介して前記誘導性負荷の他端に接続され、
    前記第１１の切替手段は、一端が前記第３の蓄電手段を介して前記誘導性負荷の一端に、他端が前記直流電源の負極に接続され、
    前記第１０の切替手段は、一端が前記第４の蓄電手段を介して前記誘導性負荷の他端に、他端が前記直流電源の負極に接続され、
    前記制御手段は、
    前記第１制御の時に、第１、第７の切替手段または第３、第５の切替手段を導通状態に制御し、
    前記第２制御の時に、第１制御に応じて、第６および第８、または、第１１および第１２、または、第６、第８、第１１および第１２、の切替手段を導通状態に制御し、
    前記第４制御の時に、第１および第２の制御に応じて、第４および第６、または、第２および第８、または、第１０および第１１、または、第９および第１２、または、第４、第６、第１０および第１１、または、第２、第８、第９および第１２、の切替手段を導通状態に制御する、
    請求項２に記載のスイッチング出力回路。
  6. 前記第１〜第４の蓄電手段の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１〜第４の電圧計測手段をさらに備え、
    前記第１、第２の蓄電手段の容量はＣ１、前記第３、第４の蓄電手段の容量はＣ２（＜Ｃ１）の場合、
    前記制御手段は、第２の制御として、期間Ｔｒ後における蓄電手段の両端子間電圧をＶｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の蓄電手段の両端子間電圧をＶｃ’としたとき、｜Ｖｃ−Ｖｃ’｜／Ｖｃが最少となる組み合わせを選択する、
    請求項５記載のスイッチング出力回路。
  7. 前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
    前記第１、第２の蓄電手段の容量がＣ１、前記第３、第４の蓄電手段の容量がＣ２（＜Ｃ１）の場合、
    前記制御手段は、第２の制御として、期間Ｔｒ後における出力端子を流れる電流値をＩｃ、Ｔｒの１サンプル時間前の出力端子を流れる電流値をＩｃ’としたとき、「Ｉｃ−Ｉｃ’」が負で、かつ、｜Ｉｃ｜が最少となる組み合わせを選択する、
    請求項５記載のスイッチング出力回路。
  8. 前記第１〜第４の蓄電手段の両端子間電圧値をそれぞれ計測する第１〜第４の電圧計測手段をさらに備え、
    設定したい蓄電手段の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、蓄電手段の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
    前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、
    請求項５記載のスイッチング出力回路。
  9. 前記誘導性負荷の後段に配置され、前記誘導性負荷から流出される電流値を計測する電流計測手段をさらに備え、
    設定したい蓄電手段の両端子間電圧値の所定の範囲の最小値がＶａ、最大値がＶｂ、前記計測した電流値がゼロになるまでの期間の電流Ｉｃの積分値∫Ｉｃｄｔを用いて計算した蓄電手段の両端子間電圧の最大値がＶｃｍａｘの場合、
    前記制御手段は、第２の制御として、Ｖａ＜Ｖｃｍａｘ＜Ｖｂとなる組み合わせを選択する、請求項５記載のスイッチング出力回路。
  10. 前記第１、第３、第５、第７の切替手段はブリッジ接続スイッチング回路を構成する、請求項１乃至９のいずれか１項に記載のスイッチング出力回路。
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