JP3555320B2 - コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、電力を供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図１３を使用して説明する。コンバータ１は、直流電源２と、インバータ回路４・高周波トランス５・整流ブリッジ６・コイル７・周波数変換回路８と制御回路１０とによって構成している。インバータ回路４は、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって直流電源２の直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。このインバータ回路４の出力は、高周波トランス５の２次側に接続した整流ブリッジ６・コイル７によって整流・平滑し、周波数変換回路８を制御回路１０によって６０Ｈｚで駆動することによって、６０Ｈｚの交流としている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来のコンバータは、インバータ回路４・周波数変換回路８がそれぞれ４個のスイッチング素子で構成しており、部品点数が多く、またスイッチング素子自体も高耐圧・高電流タイプのものを使用する必要があり、損失が大きく、小型・軽量・低価格の実現が困難であるという課題を有している。また従来のコンバータの回路構成では、電磁ノイズの発生レベルが高く、これを防止するために大がかりな対策が必要であり、形状・重量・価格の面で大きな課題を有している。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような従来の構成が有している課題を解決するもので、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、スイッチング損失の発生の小さいコンバータとしているものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサとが共振型インバータを構成し、発生したインバータ出力を高周波トランスに伝達して、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段・正負変換回路によって波形成形し、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給することで、負荷・配電系統に電力を供給するコンバータとするものである。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段の構成を簡単にできるコンバータとしている。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータとしている。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスを使用するようにして、高周波トランスの出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータとしている。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段の構成を簡単にできるコンバータとしている。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置して、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータとしている。
【００１１】
請求項７に記載した発明は、２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いて、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータとしている。
【００１２】
請求項８に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用して、波形平滑用コイルを省略または小型化でき、構成の簡単なコンバータとしている。
【００１３】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第一の実施例について説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１１は本実施例のコンバータで、直流電源２を入力として受けて、負荷３に６０Ｈｚの正弦波の交流電力を供給している。コンバータ１１は、高周波トランス１６と、高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続した共振コンデンサ１４およびＩＧＢＴで構成したスイッチング素子１２と、直流電源２の両端に接続した平滑コンデンサ１５と、高周波トランス１６の２次巻線に接続したダイオード１７ａ・１７ｂで構成した整流手段１７と、波形平滑用のコイル１８と、正負変換回路１９と、負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス２０ａと、カレントトランス２０ａの情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路１９と、スイッチング素子１２の動作を制御する制御回路２０とを有している。なお前記平滑コンデンサ１５については、直流電源２の種類によっては使用する必要はないものである。スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間には逆導通ダイオード１３を接続している。正負変換回路１９は４個のトランジスタ１９ａ・１９ｂ・１９ｃ・１９ｄから成っており、制御回路２０の指示によって動作している。つまり、トランジスタ１９ａ・トランジスタ１９ｄと、トランジスタ１９ｂ・トランジスタ１９ｃとが対になって順次導通するものである。このため、正負変換回路１９の出力は６０Ｈｚの交流となり、負荷３に６０Ｈｚの交流電力を供給するものである。また制御回路２０はスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しており、マイコン・ＤＳＰ・ＩＣ・ディスクリート部品等によって構成している。
【００１４】
以下本実施例の動作について説明する。図示していないスイッチをオンしてコンバータ１１に直流電源２の出力を接続すると、コンバータ１１は動作を開始する。高周波トランス１６の１次巻線には、スイッチング素子１２によってスイッチングされた高周波電圧が供給され、高周波トランス１６の２次巻線にこの高周波電圧が所定の大きさに変換されて出力される。この２次電圧は、整流手段１７によって整流され波形平滑用のコイル１８によって波形を平滑されて、制御回路２０の指示によって駆動される正負変換回路１９によって、６０Ｈｚの交流に変換される。従って負荷３には、この６０Ｈｚの交流電力が供給される。
【００１５】
このとき本実施例の構成によれば、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低いコンバータとしているものである。つまり、高周波トランス１６に供給する高周波電圧を作る構成が、本実施例によればスイッチング素子１２と共振コンデンサ１４だけとなっているものである。これに対して図１１に示している従来の構成のものは、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって構成したインバータ回路４となっている。
【００１６】
また電磁ノイズの発生レベルについては、本実施例によれば、スイッチング素子１２を高周波トランス１６の１次巻線に接続し、高周波トランスの１次巻線の両端に共振コンデンサ１４を接続した構成としているため、高周波トランス１６が発生する高周波電圧の波形が図２に示している共振波形となるために、極めて低いものとなっている。
【００１７】
以下図２に基づいて、本実施例の共振動作について説明する。図２において、ＶＧＥはスイッチング素子１２のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＰは高周波トランス１６の１次巻線の電圧波形を、ＩＰは同電流波形を、ＩＬはコイル１８の電流波形を示している。制御回路２０の指示に基づいてスイッチング素子１２がオン期間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス１６の１次巻線には直線的に増加する電流ＩＰが流れる。このときＶＰは、直流電源２の電圧Ｅ（Ｖ）を示している。制御回路２０の指示によってスイッチング素子１２がオフすると、前記１次巻線のインダクタンスと共振コンデンサ１４によって共振回路が形成され、前記ＶＰ・ＩＰは図２に示しているような高周波の共振波形となる。つまり、共振時の１次巻線のインダクタンスをＬ１、共振時の共振コンデンサ１４の容量をＣとすると、ＴＯＮ期間中に１次巻線に貯えられたエネルギー１／２Ｌ１ＩＰ２が、共振コンデンサ１４によって１／２ＣＶＰ２の形で変換され、更にこの共振コンデンサ１４が貯えた１／２ＣＶＰ２のエネルギーが高周波トランス１６の１次巻線に１／２Ｌ１ＩＰ２に変換されるものである。こうして高周波トランス１６の１次コイルには高周波の電流ＩＰが流れ、電圧Ｖｐが印加される。従って高周波トランス１６の２次コイルには、前記１次コイルに発生した電圧と相似の高周波の電圧が発生する。この２次電圧は、整流手段１７によって整流され波形平滑用のコイル１８によって波形を平滑されて、制御回路２０の指示によって駆動される正負変換回路１９によって、６０Ｈｚの交流に変換されている。従って負荷３には、この６０Ｈｚの交流電力が供給される。
【００１８】
ここで制御回路２０は、ＶＣＥが０（Ｖ）または０（Ｖ）付近であるタイミングで、スイッチング素子１２をオンしているものである。このため、発生する電磁ノイズのレベルは極めて低くなり、またスイッチング素子１２に発生するスイッチング損失も非常に小さいものとなっている。
【００１９】
このとき制御回路２０は、負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス２０ａの情報のフィードバックを受けて前記各制御を行っているものである。
【００２０】
なお、本実施例では負荷３への供給電力を６０Ｈｚとしたが、直流・５０Ｈｚあるいは、矩形波等負荷３に適した形とすることができる。また負荷３として、商用配電系統を使用しても支障はないものである。また入力電源を直流電源２としたが、特に直流電源に限定する必要はないものである。更にスイッチング素子１２をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ・トランジスタなどとしてもよいことは言うまでもない。なおまた本実施形態ではスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しているが、ＰＷＭ制御以外の制御でもよいことは言うまでもない。
【００２１】
また本実施例では共振コンデンサ１４を高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続しているが、スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間に接続しても良い。また本実施例ではスイッチング素子１２は１個のＩＧＢＴによって構成しているが、複数個のＩＧＢＴを並列に接続して使用しても良いものである。また高周波トランス１６の１次巻線と２次巻線の巻数比は、入力条件・出力条件に合わせて適切に設定することができるものである。また整流手段１７は、負荷条件等に適合した構成として良いことは言うまでもない。
【００２２】
以上のように本実施例は、高周波トランス１６の１次巻線と共振コンデンサ１４とスイッチング素子１２とが共振型インバータとして作用し、高周波トランス１６の２次巻線と整流手段１７・波形平滑用のコイル１８・周波数変換回路１９を介して負荷３に電力を供給するコンバータとしているものである。こうして、特にインバータ部に使用するスイッチング素子１２をただ１個とした簡単な構成で、発生する電磁ノイズのレベルの低い、またスイッチング損失の小さいコンバータを実現しているものである。
【００２３】
なおこのとき図３に示しているように、整流手段２２を高周波トランス１６に対してフォワード向きに配置したダイオード２３とコンデンサ２４とによって構成した場合には、整流手段２２の構成が非常に簡単になるものである。つまり、図１で説明した構成では、整流手段１７は２個のダイオードを使用する構成となっているが、この構成とした場合には１個のダイオード２３と１個のコンデンサ２４ですむものである。
【００２４】
またこのとき図４に示しているように、整流手段２２を高周波トランス２６に対してフライバック向きに配置したダイオード２３とコンデンサ２４とした構成とした場合には、整流手段２２を構成するダイオード２３に耐電圧の低いものを使用できる。勿論この場合には、高周波トランス２６は１次巻線と２次巻線との極性が逆になっているものである。以下この構成とした場合の共振動作について、図５に基づいて説明する。図５において、ＶＧＥはスイッチング素子１２のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＰは高周波トランス１６の１次巻線の電圧波形を、ＩＰは同電流波形を、ＩＳは高周波トランス２６の２次巻線の電流波形を示している。つまり高周波トランス２６の２次巻線に流れる電流ＩＳは、スイッチング素子１２のオフ期間であるタイミングとなっている。このため高周波トランス２６が蓄積するエネルギーは、高周波トランス２６の１次巻線の電圧ＶＰの高い部分を利用することができるわけである。この結果高周波トランス２６の１次巻線と２次巻線との巻数比を上げなくとも、必要な電流ＩＳを流すことができるものであり、整流手段２２に使用しているダイオード２３として比較的低耐電圧のものを使用できるものである。なおダイオード２３のカソード側にフライホイールダイオードを接続しても同様のコンバータとして動作するものである。
【００２５】
（実施例２）
またこのとき図６に示しているように、高周波トランス３２として２組の２次巻線を有するものを使用した構成とすれば、高周波トランス３２の出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータを実現するものである。つまり、図１で説明した構成では正負変換回路１９として４個のトランジスタ１９ａ・１９ｂ・１９ｃ・１９ｄを使用するものとなっているが、本実施例では不要なっているものである。
【００２６】
以下この構成について説明する。高周波トランス３２は２個の２次巻線を備えている。この２個の２次巻線は、センタータップによって接続した構成となっている。１次巻線については、図１で説明したものと同様となっている。こうして２次巻線には、ダイオード３３ａ・３３ｂ・３３ｃ・３３ｄを有する整流手段３３と、制御回路４０によってオンオフ制御される２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂと、波形成形用コイル３５とを接続して、負荷３にコンバートした電力を供給している。また制御回路４０は負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス４０ａの情報を受けて、出力波形が正弦波になるようにスイッチング手段１２をＰＷＭによるオンオフ制御をし、また２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを互いにオンオフするように制御しているものである。
【００２７】
以下本実施例の動作について説明する。図７は本実施例によるコンバート動作を説明する波形図で、ＩＰは高周波トランス３２の１次巻線に流れる電流を、ＶＰは同電圧を、Ｉａはダイオード３３ａを流れる電流を、Ｉｂはダイオード３３ｂを流れる電流を、ＩＬは波形成形用コイル３５を流れる電流を示している。高周波トランス３２の１次側に接続しているスイッチング素子１２は制御回路４０の指示によって出力形態に適合した出力となるようにオンオフ制御されており、結果的に１次巻線の電圧は前記ＶＰに示した包絡線が６０Ｈｚのインバータ波形となる。また同様に１次巻線の電流も包絡線が６０Ｈｚのインバータ波形となる。２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂは、制御回路４０によって６０Ｈｚで交互にオンオフ制御されているため、整流手段３３を構成するダイオード３３ａ・３３ｂにはＩａ・Ｉｂに示した電流が流れている。また波形成形用コイル３５には、ＩＬに示している６０Ｈｚの電流が流れるものである。
【００２８】
もちろんこの場合、負荷３に供給する電圧は６０Ｈｚに限定されるものではなく、制御装置４０の設定によって、直流・５０Ｈｚまた矩形波等に自由に設定できるものである。また負荷３として、商用配電系統を使用しても支障はないものである。また入力電源を直流電源２としたが、特に直流電源に限定する必要はないものである。更にスイッチング素子１２をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ・トランジスタなどとしてもよいことは言うまでもない。なおまた本実施形態ではスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しているが、ＰＷＭ制御以外の制御でもよいことは言うまでもない。また本実施例では共振コンデンサ１４を高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続しているが、スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間に接続しても良い。また本実施例ではスイッチング素子１２は１個のＩＧＢＴによって構成しているが、複数個のＩＧＢＴを並列に接続して使用しても良いものである。また高周波トランス１６の１次巻線と２次巻線の巻数比は、入力条件・出力条件に合わせて適切に設定することができるものである。
【００２９】
また高周波トランス３２はセンタータップを有した形としているが、単に２個の２次巻線を備えた形としも支障はない。この場合には整流手段３３の構成は、各２次巻線に同一定格のものを使用しても良いことは言うまでもない。またこの場合、コンデンサをダイオード３３ｃのアノードと２次側スイッチング手段３４ａの出力側に接続しても良いことは言うまでもない。またこのとき、ダイオード３３ｃ・３３ｄを省略した構成としても同様に動作することは言うまでもないものである。更に２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを半導体によって構成しても良いものである。
【００３０】
以上のように本実施例によれば、高周波トランス３２を２組の２次巻線を有するものとし、整流手段３３・２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを使用する構成として、高周波トランス３２の１次側が構成するインバータ部と、２次側のスイッチング部とを非常に簡単な構成とし、実施例１と同様に共振型インバータの構成とすることによって発生する電磁ノイズのレベルを極めて低いレベルとし、またスイッチング損失を極めて小さいものとすることができる。また整流手段３３は、負荷条件に適した構成としても支障はないことは言うまでもない。
【００３１】
またこのとき図８に示しているように、整流手段４０を高周波トランス３２に対してフォワード向きに配置したダイオード４０ａ・４０ｂとコンデンサ４０ｃによって構成した場合には、図６で説明したダイオード３３ｃ・３３ｄが不要となって、構成が非常に簡単になるものである。
【００３２】
また図９に示しているように、整流手段４３を２次側の極性を反転させた高周波トランス４２に対してフライバック向きに配置したダイオード４３ａ・４３ｂとコンデンサ４３ｃによって構成した場合には、ダイオード４３ａ・４３ｂとして耐電圧の低いものを使用できる。この場合図１０に示しているように、整流手段４３を２次側スイッチング手段３４の前段に配置したダイオード４３ａ・４３ｂ及びフライホイールダイオード４３ｄ・４３ｅと、２次側スイッチング手段３４の後段に配置したコンデンサ４３ｃによって構成しても同様の効果を有するものである。
【００３３】
また図１１に示しているように、図６で説明した２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂとしてサイリスタ４７ａ・４７ｂを使用する構成とした場合には、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータを実現できるものである。すなわち、サイリスタ４７ａ・４７ｂ自身が整流作用を有しており、逆方向の電流を流さないためである。このとき図６で説明したフライホイールダイオード３３ｂ・３３ｃと、図８・図９・図１０で説明したコンデンサ４０ｃ・４３ｃを接続しても支障はないものである。
【００３４】
またこのとき、図１２に示しているように使用している高周波トランスをリーケージトランス５０とした場合には、前記各実施例で使用している波形平滑用コイルを省略または小型化できるものである。すなわち、リーケージトランス５０のリーケージインダクタンス分を積極的に波形平滑用コイルのインダクタンスとして利用できるものである。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段とこの整流手段の出力を所定の周波数に変換する正負変換回路と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給する構成として、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、スイッチング損失の発生が小さいコンバータを実現するものである。
【００３６】
請求項２に記載した発明は、整流手段は高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとして、整流手段の構成を簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００３７】
請求項３に記載した発明は、整流手段は高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとして、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータを実現するものである。
【００３８】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線のそれぞれに接続した整流手段と、整流手段の出力側に接続した２次側スイッチング手段と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給する構成として、高周波トランスの出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００３９】
請求項５に記載した発明は、請求項４を構成する整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとする構成として、周波数変換機能の構成と整流手段の構成を簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００４０】
請求項６に記載した発明は、請求項４を構成する整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとして、周波数変換機能の構成を非常に簡単にでき、また整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータを実現するものである。
【００４１】
請求項７に記載した発明は、請求項４を構成する２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いることによって、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータを実現するものである。
【００４２】
請求項８に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用することによって、波形平滑用コイルを省略または小型化できる構成の簡単なコンバータを実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例であるコンバータを示すブロック図
【図２】同、各部の動作を示す波形図
【図３】同、整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図４】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図５】同、図４の構成とした場合の各部の動作を示す波形図
【図６】本発明の第二の実施例であるコンバータを示すブロック図
【図７】同、各部の動作を示す波形図
【図８】同、整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図９】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図１０】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした別の構成を示すブロック図
【図１１】同、２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いた構成を示すブロック図【図１２】同、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した構成を示すブロック図
【図１３】従来例であるコンバータを示すブロック図
【符号の説明】
１１ コンバータ
１２ スイッチング素子
１４ 共振コンデンサ
１６ 高周波トランス
１７ 整流手段
１９ 周波数変換回路
２３ ダイオード
２４ コンデンサ
２６ 高周波トランス
３２ 高周波トランス
３３ 整流手段
３４ ２次側スイッチング手段
４０ａ ダイオード
４０ｂ ダイオード
４０ｃ コンデンサ
４３ａ ダイオード
４３ｂ ダイオード
４３ｃ コンデンサ
４７ａ サイリスタ
４７ｂ サイリスタ
５０ リーケージトランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、電力を供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図１３を使用して説明する。コンバータ１は、直流電源２と、インバータ回路４・高周波トランス５・整流ブリッジ６・コイル７・周波数変換回路８と制御回路１０とによって構成している。インバータ回路４は、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって直流電源２の直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。このインバータ回路４の出力は、高周波トランス５の２次側に接続した整流ブリッジ６・コイル７によって整流・平滑し、周波数変換回路８を制御回路１０によって６０Ｈｚで駆動することによって、６０Ｈｚの交流としている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来のコンバータは、インバータ回路４・周波数変換回路８がそれぞれ４個のスイッチング素子で構成しており、部品点数が多く、またスイッチング素子自体も高耐圧・高電流タイプのものを使用する必要があり、損失が大きく、小型・軽量・低価格の実現が困難であるという課題を有している。また従来のコンバータの回路構成では、電磁ノイズの発生レベルが高く、これを防止するために大がかりな対策が必要であり、形状・重量・価格の面で大きな課題を有している。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような従来の構成が有している課題を解決するもので、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、スイッチング損失の発生の小さいコンバータとしているものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサとが共振型インバータを構成し、発生したインバータ出力を高周波トランスに伝達して、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段・正負変換回路によって波形成形し、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給することで、負荷・配電系統に電力を供給するコンバータとするものである。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段の構成を簡単にできるコンバータとしている。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータとしている。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスを使用するようにして、高周波トランスの出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータとしている。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサを有する整流手段として、整流手段の構成を簡単にできるコンバータとしている。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置して、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータとしている。
【００１１】
請求項７に記載した発明は、２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いて、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータとしている。
【００１２】
請求項８に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用して、波形平滑用コイルを省略または小型化でき、構成の簡単なコンバータとしている。
【００１３】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第一の実施例について説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１１は本実施例のコンバータで、直流電源２を入力として受けて、負荷３に６０Ｈｚの正弦波の交流電力を供給している。コンバータ１１は、高周波トランス１６と、高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続した共振コンデンサ１４およびＩＧＢＴで構成したスイッチング素子１２と、直流電源２の両端に接続した平滑コンデンサ１５と、高周波トランス１６の２次巻線に接続したダイオード１７ａ・１７ｂで構成した整流手段１７と、波形平滑用のコイル１８と、正負変換回路１９と、負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス２０ａと、カレントトランス２０ａの情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路１９と、スイッチング素子１２の動作を制御する制御回路２０とを有している。なお前記平滑コンデンサ１５については、直流電源２の種類によっては使用する必要はないものである。スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間には逆導通ダイオード１３を接続している。正負変換回路１９は４個のトランジスタ１９ａ・１９ｂ・１９ｃ・１９ｄから成っており、制御回路２０の指示によって動作している。つまり、トランジスタ１９ａ・トランジスタ１９ｄと、トランジスタ１９ｂ・トランジスタ１９ｃとが対になって順次導通するものである。このため、正負変換回路１９の出力は６０Ｈｚの交流となり、負荷３に６０Ｈｚの交流電力を供給するものである。また制御回路２０はスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しており、マイコン・ＤＳＰ・ＩＣ・ディスクリート部品等によって構成している。
【００１４】
以下本実施例の動作について説明する。図示していないスイッチをオンしてコンバータ１１に直流電源２の出力を接続すると、コンバータ１１は動作を開始する。高周波トランス１６の１次巻線には、スイッチング素子１２によってスイッチングされた高周波電圧が供給され、高周波トランス１６の２次巻線にこの高周波電圧が所定の大きさに変換されて出力される。この２次電圧は、整流手段１７によって整流され波形平滑用のコイル１８によって波形を平滑されて、制御回路２０の指示によって駆動される正負変換回路１９によって、６０Ｈｚの交流に変換される。従って負荷３には、この６０Ｈｚの交流電力が供給される。
【００１５】
このとき本実施例の構成によれば、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低いコンバータとしているものである。つまり、高周波トランス１６に供給する高周波電圧を作る構成が、本実施例によればスイッチング素子１２と共振コンデンサ１４だけとなっているものである。これに対して図１１に示している従来の構成のものは、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって構成したインバータ回路４となっている。
【００１６】
また電磁ノイズの発生レベルについては、本実施例によれば、スイッチング素子１２を高周波トランス１６の１次巻線に接続し、高周波トランスの１次巻線の両端に共振コンデンサ１４を接続した構成としているため、高周波トランス１６が発生する高周波電圧の波形が図２に示している共振波形となるために、極めて低いものとなっている。
【００１７】
以下図２に基づいて、本実施例の共振動作について説明する。図２において、ＶＧＥはスイッチング素子１２のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＰは高周波トランス１６の１次巻線の電圧波形を、ＩＰは同電流波形を、ＩＬはコイル１８の電流波形を示している。制御回路２０の指示に基づいてスイッチング素子１２がオン期間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス１６の１次巻線には直線的に増加する電流ＩＰが流れる。このときＶＰは、直流電源２の電圧Ｅ（Ｖ）を示している。制御回路２０の指示によってスイッチング素子１２がオフすると、前記１次巻線のインダクタンスと共振コンデンサ１４によって共振回路が形成され、前記ＶＰ・ＩＰは図２に示しているような高周波の共振波形となる。つまり、共振時の１次巻線のインダクタンスをＬ１、共振時の共振コンデンサ１４の容量をＣとすると、ＴＯＮ期間中に１次巻線に貯えられたエネルギー１／２Ｌ１ＩＰ２が、共振コンデンサ１４によって１／２ＣＶＰ２の形で変換され、更にこの共振コンデンサ１４が貯えた１／２ＣＶＰ２のエネルギーが高周波トランス１６の１次巻線に１／２Ｌ１ＩＰ２に変換されるものである。こうして高周波トランス１６の１次コイルには高周波の電流ＩＰが流れ、電圧Ｖｐが印加される。従って高周波トランス１６の２次コイルには、前記１次コイルに発生した電圧と相似の高周波の電圧が発生する。この２次電圧は、整流手段１７によって整流され波形平滑用のコイル１８によって波形を平滑されて、制御回路２０の指示によって駆動される正負変換回路１９によって、６０Ｈｚの交流に変換されている。従って負荷３には、この６０Ｈｚの交流電力が供給される。
【００１８】
ここで制御回路２０は、ＶＣＥが０（Ｖ）または０（Ｖ）付近であるタイミングで、スイッチング素子１２をオンしているものである。このため、発生する電磁ノイズのレベルは極めて低くなり、またスイッチング素子１２に発生するスイッチング損失も非常に小さいものとなっている。
【００１９】
このとき制御回路２０は、負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス２０ａの情報のフィードバックを受けて前記各制御を行っているものである。
【００２０】
なお、本実施例では負荷３への供給電力を６０Ｈｚとしたが、直流・５０Ｈｚあるいは、矩形波等負荷３に適した形とすることができる。また負荷３として、商用配電系統を使用しても支障はないものである。また入力電源を直流電源２としたが、特に直流電源に限定する必要はないものである。更にスイッチング素子１２をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ・トランジスタなどとしてもよいことは言うまでもない。なおまた本実施形態ではスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しているが、ＰＷＭ制御以外の制御でもよいことは言うまでもない。
【００２１】
また本実施例では共振コンデンサ１４を高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続しているが、スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間に接続しても良い。また本実施例ではスイッチング素子１２は１個のＩＧＢＴによって構成しているが、複数個のＩＧＢＴを並列に接続して使用しても良いものである。また高周波トランス１６の１次巻線と２次巻線の巻数比は、入力条件・出力条件に合わせて適切に設定することができるものである。また整流手段１７は、負荷条件等に適合した構成として良いことは言うまでもない。
【００２２】
以上のように本実施例は、高周波トランス１６の１次巻線と共振コンデンサ１４とスイッチング素子１２とが共振型インバータとして作用し、高周波トランス１６の２次巻線と整流手段１７・波形平滑用のコイル１８・周波数変換回路１９を介して負荷３に電力を供給するコンバータとしているものである。こうして、特にインバータ部に使用するスイッチング素子１２をただ１個とした簡単な構成で、発生する電磁ノイズのレベルの低い、またスイッチング損失の小さいコンバータを実現しているものである。
【００２３】
なおこのとき図３に示しているように、整流手段２２を高周波トランス１６に対してフォワード向きに配置したダイオード２３とコンデンサ２４とによって構成した場合には、整流手段２２の構成が非常に簡単になるものである。つまり、図１で説明した構成では、整流手段１７は２個のダイオードを使用する構成となっているが、この構成とした場合には１個のダイオード２３と１個のコンデンサ２４ですむものである。
【００２４】
またこのとき図４に示しているように、整流手段２２を高周波トランス２６に対してフライバック向きに配置したダイオード２３とコンデンサ２４とした構成とした場合には、整流手段２２を構成するダイオード２３に耐電圧の低いものを使用できる。勿論この場合には、高周波トランス２６は１次巻線と２次巻線との極性が逆になっているものである。以下この構成とした場合の共振動作について、図５に基づいて説明する。図５において、ＶＧＥはスイッチング素子１２のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＰは高周波トランス１６の１次巻線の電圧波形を、ＩＰは同電流波形を、ＩＳは高周波トランス２６の２次巻線の電流波形を示している。つまり高周波トランス２６の２次巻線に流れる電流ＩＳは、スイッチング素子１２のオフ期間であるタイミングとなっている。このため高周波トランス２６が蓄積するエネルギーは、高周波トランス２６の１次巻線の電圧ＶＰの高い部分を利用することができるわけである。この結果高周波トランス２６の１次巻線と２次巻線との巻数比を上げなくとも、必要な電流ＩＳを流すことができるものであり、整流手段２２に使用しているダイオード２３として比較的低耐電圧のものを使用できるものである。なおダイオード２３のカソード側にフライホイールダイオードを接続しても同様のコンバータとして動作するものである。
【００２５】
（実施例２）
またこのとき図６に示しているように、高周波トランス３２として２組の２次巻線を有するものを使用した構成とすれば、高周波トランス３２の出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータを実現するものである。つまり、図１で説明した構成では正負変換回路１９として４個のトランジスタ１９ａ・１９ｂ・１９ｃ・１９ｄを使用するものとなっているが、本実施例では不要なっているものである。
【００２６】
以下この構成について説明する。高周波トランス３２は２個の２次巻線を備えている。この２個の２次巻線は、センタータップによって接続した構成となっている。１次巻線については、図１で説明したものと同様となっている。こうして２次巻線には、ダイオード３３ａ・３３ｂ・３３ｃ・３３ｄを有する整流手段３３と、制御回路４０によってオンオフ制御される２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂと、波形成形用コイル３５とを接続して、負荷３にコンバートした電力を供給している。また制御回路４０は負荷３に流れる電流を検知するカレントトランス４０ａの情報を受けて、出力波形が正弦波になるようにスイッチング手段１２をＰＷＭによるオンオフ制御をし、また２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを互いにオンオフするように制御しているものである。
【００２７】
以下本実施例の動作について説明する。図７は本実施例によるコンバート動作を説明する波形図で、ＩＰは高周波トランス３２の１次巻線に流れる電流を、ＶＰは同電圧を、Ｉａはダイオード３３ａを流れる電流を、Ｉｂはダイオード３３ｂを流れる電流を、ＩＬは波形成形用コイル３５を流れる電流を示している。高周波トランス３２の１次側に接続しているスイッチング素子１２は制御回路４０の指示によって出力形態に適合した出力となるようにオンオフ制御されており、結果的に１次巻線の電圧は前記ＶＰに示した包絡線が６０Ｈｚのインバータ波形となる。また同様に１次巻線の電流も包絡線が６０Ｈｚのインバータ波形となる。２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂは、制御回路４０によって６０Ｈｚで交互にオンオフ制御されているため、整流手段３３を構成するダイオード３３ａ・３３ｂにはＩａ・Ｉｂに示した電流が流れている。また波形成形用コイル３５には、ＩＬに示している６０Ｈｚの電流が流れるものである。
【００２８】
もちろんこの場合、負荷３に供給する電圧は６０Ｈｚに限定されるものではなく、制御装置４０の設定によって、直流・５０Ｈｚまた矩形波等に自由に設定できるものである。また負荷３として、商用配電系統を使用しても支障はないものである。また入力電源を直流電源２としたが、特に直流電源に限定する必要はないものである。更にスイッチング素子１２をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ・トランジスタなどとしてもよいことは言うまでもない。なおまた本実施形態ではスイッチング素子１２をＰＷＭ制御しているが、ＰＷＭ制御以外の制御でもよいことは言うまでもない。また本実施例では共振コンデンサ１４を高周波トランス１６の１次巻線の両端に接続しているが、スイッチング素子１２のコレクタ・エミッタ間に接続しても良い。また本実施例ではスイッチング素子１２は１個のＩＧＢＴによって構成しているが、複数個のＩＧＢＴを並列に接続して使用しても良いものである。また高周波トランス１６の１次巻線と２次巻線の巻数比は、入力条件・出力条件に合わせて適切に設定することができるものである。
【００２９】
また高周波トランス３２はセンタータップを有した形としているが、単に２個の２次巻線を備えた形としも支障はない。この場合には整流手段３３の構成は、各２次巻線に同一定格のものを使用しても良いことは言うまでもない。またこの場合、コンデンサをダイオード３３ｃのアノードと２次側スイッチング手段３４ａの出力側に接続しても良いことは言うまでもない。またこのとき、ダイオード３３ｃ・３３ｄを省略した構成としても同様に動作することは言うまでもないものである。更に２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを半導体によって構成しても良いものである。
【００３０】
以上のように本実施例によれば、高周波トランス３２を２組の２次巻線を有するものとし、整流手段３３・２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂを使用する構成として、高周波トランス３２の１次側が構成するインバータ部と、２次側のスイッチング部とを非常に簡単な構成とし、実施例１と同様に共振型インバータの構成とすることによって発生する電磁ノイズのレベルを極めて低いレベルとし、またスイッチング損失を極めて小さいものとすることができる。また整流手段３３は、負荷条件に適した構成としても支障はないことは言うまでもない。
【００３１】
またこのとき図８に示しているように、整流手段４０を高周波トランス３２に対してフォワード向きに配置したダイオード４０ａ・４０ｂとコンデンサ４０ｃによって構成した場合には、図６で説明したダイオード３３ｃ・３３ｄが不要となって、構成が非常に簡単になるものである。
【００３２】
また図９に示しているように、整流手段４３を２次側の極性を反転させた高周波トランス４２に対してフライバック向きに配置したダイオード４３ａ・４３ｂとコンデンサ４３ｃによって構成した場合には、ダイオード４３ａ・４３ｂとして耐電圧の低いものを使用できる。この場合図１０に示しているように、整流手段４３を２次側スイッチング手段３４の前段に配置したダイオード４３ａ・４３ｂ及びフライホイールダイオード４３ｄ・４３ｅと、２次側スイッチング手段３４の後段に配置したコンデンサ４３ｃによって構成しても同様の効果を有するものである。
【００３３】
また図１１に示しているように、図６で説明した２次側スイッチング手段３４ａ・３４ｂとしてサイリスタ４７ａ・４７ｂを使用する構成とした場合には、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータを実現できるものである。すなわち、サイリスタ４７ａ・４７ｂ自身が整流作用を有しており、逆方向の電流を流さないためである。このとき図６で説明したフライホイールダイオード３３ｂ・３３ｃと、図８・図９・図１０で説明したコンデンサ４０ｃ・４３ｃを接続しても支障はないものである。
【００３４】
またこのとき、図１２に示しているように使用している高周波トランスをリーケージトランス５０とした場合には、前記各実施例で使用している波形平滑用コイルを省略または小型化できるものである。すなわち、リーケージトランス５０のリーケージインダクタンス分を積極的に波形平滑用コイルのインダクタンスとして利用できるものである。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段とこの整流手段の出力を所定の周波数に変換する正負変換回路と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給する構成として、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、スイッチング損失の発生が小さいコンバータを実現するものである。
【００３６】
請求項２に記載した発明は、整流手段は高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとして、整流手段の構成を簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００３７】
請求項３に記載した発明は、整流手段は高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとして、整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータを実現するものである。
【００３８】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスと、高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、高周波トランスの１次巻線の両端またはスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、高周波トランスの２次巻線のそれぞれに接続した整流手段と、整流手段の出力側に接続した２次側スイッチング手段と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給する構成として、高周波トランスの出力を所定の周波数に変換する周波数変換機能の構成を非常に簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００３９】
請求項５に記載した発明は、請求項４を構成する整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとする構成として、周波数変換機能の構成と整流手段の構成を簡単にできるコンバータを実現するものである。
【００４０】
請求項６に記載した発明は、請求項４を構成する整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとして、周波数変換機能の構成を非常に簡単にでき、また整流手段を構成するダイオードに耐電圧の低いものを使用できるコンバータを実現するものである。
【００４１】
請求項７に記載した発明は、請求項４を構成する２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いることによって、整流手段を不要とできる非常に簡単な構成のコンバータを実現するものである。
【００４２】
請求項８に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用することによって、波形平滑用コイルを省略または小型化できる構成の簡単なコンバータを実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例であるコンバータを示すブロック図
【図２】同、各部の動作を示す波形図
【図３】同、整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図４】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図５】同、図４の構成とした場合の各部の動作を示す波形図
【図６】本発明の第二の実施例であるコンバータを示すブロック図
【図７】同、各部の動作を示す波形図
【図８】同、整流手段を高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図９】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした構成を示すブロック図
【図１０】同、整流手段を高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした別の構成を示すブロック図
【図１１】同、２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いた構成を示すブロック図【図１２】同、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した構成を示すブロック図
【図１３】従来例であるコンバータを示すブロック図
【符号の説明】
１１ コンバータ
１２ スイッチング素子
１４ 共振コンデンサ
１６ 高周波トランス
１７ 整流手段
１９ 周波数変換回路
２３ ダイオード
２４ コンデンサ
２６ 高周波トランス
３２ 高周波トランス
３３ 整流手段
３４ ２次側スイッチング手段
４０ａ ダイオード
４０ｂ ダイオード
４０ｃ コンデンサ
４３ａ ダイオード
４３ｂ ダイオード
４３ｃ コンデンサ
４７ａ サイリスタ
４７ｂ サイリスタ
５０ リーケージトランス
Claims (8)
- 高周波トランスと、前記高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、前記高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、前記高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、前記整流手段の出力の正負を切り換えて交流とする正負変換回路と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給するコンバータ。
- 整流手段は高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした請求項１記載のコンバータ。
- 整流手段は高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした請求項１記載のコンバータ。
- ２組の２次巻線を有する高周波トランスと、前記高周波トランスの１次巻線に接続したスイッチング素子と、前記高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続した共振コンデンサと、前記高周波トランスの２次巻線のそれぞれに接続した整流手段と、前記整流手段の出力側に接続した２次側スイッチング手段と、負荷に流れる電流の情報のフィードバックを受けて前記正負変換回路と前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、前記高周波トランスが発生する高周波電圧の波形が共振波形となるべく、前記共振コンデンサは、高周波トランスの１次巻線の両端または前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間に接続し、かつ前記スイッチング素子のコレクタエミッタ間には逆導通ダイオードを接続した構成とし、前記制御手段は、前記スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０（Ｖ）付近のタイミングにおいて前記スイッチング素子をオンし、前記高周波トランスの１次巻線と前記共振コンデンサと前記スイッチング素子とを共振型インバータとして作用させ負荷へ交流電力を供給するコンバータ。
- 整流手段は高周波トランスに対してフォワード向きに配置したダイオードとコンデンサとした請求項４記載のコンバータ。
- 整流手段は高周波トランスに対してフライバック向きに配置したダイオードとコンデンサとした請求項４記載のコンバータ。
- ２次側スイッチング手段としてサイリスタを用いた請求項４記載のコンバータ。
- 高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した請求項１から６のいずれか１項に記載したコンバータ。
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