KR101024307B1

KR101024307B1 - 직류/직류 변환 컨버터 회로

Info

Publication number: KR101024307B1
Application number: KR1020110013121A
Authority: KR
Inventors: 마모루 츠루야; 코우이치 모리타
Original assignee: 이오에스 코포레이션
Priority date: 2011-02-15
Filing date: 2011-02-15
Publication date: 2011-03-29

Abstract

본 발명은 직류/직류(DC/DC) 컨버터에서 직류 출력의 출력전압의 변화폭이 크면서도 출력전압이 변화해도 일정한 출력전력을 공급 가능하도록 하기 위한 것으로, 본 발명에 의하면, 입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하는 1차측 제어회로와; 상기 트랜스의 2차측 제1 권선의 출력 전압을 정류하는 제1 브릿지 정류회로와; 상기 트랜스의 2차측 제2 권선의 출력 전압을 정류하는 제2 브릿지 정류회로; 및 상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선 사이에 구비되어, 상기 트랜스의 2차측 출력을 조정하기 위한 스위치를 포함하여 구성되며, 상기 스위치의 온/오프 동작에 의하여 상기 트랜스의 2차측 출력을 직렬 또는 병렬로 변환하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로를 제공한다.

Description

직류/직류 변환 컨버터 회로{Circuit for Converting DC to DC}

본 발명은 직류/직류 변환 컨버터 회로에 관한 것으로, 보다 상세하게는 직류/직류(DC/DC) 컨버터에서 직류(DC) 출력의 출력전압의 변화폭이 크면서도 출력전압이 변화해도 일정한 출력전력을 공급 가능하도록 한 직류/직류 변환 컨버터 회로에 관한 것이다.

일반적으로 컨버터 회로는 입력되는 전원을 이용하여 입력되는 전원과 다른 값 또는 다른 형태를 갖도록 즉, 사용자가 원하는 형태의 다른 전원으로 변환하기 위한 장치이다. 이러한 컨버터들 중 직류 전원을 이용하여 직류 전원으로 변환하는 컨버터에 대하여 살펴보기로 한다.

직류/직류 컨버터는 입력되는 직류 전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력하는 회로로서 스위칭 레귤레이터 방식의 직류/직류 컨버터가 있다. 이러한 직류/직류 컨버터에는 전지 등의 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전압을 인덕터(코일)에 인가하여 전류를 흘리고 코일에 에너지를 축적시키는 구동용 스위칭 소자와, 이 구동용 스위칭 소자가 오프되어 있는 에너지 방출 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류 소자와, 상기 구동용 스위칭 소자를 온, 오프 제어하는 제어 회로를 구비한다.

그러면 이러한 스위칭 레귤레이터 방식 직류/직류 컨버터를 첨부된 도면을 참조하여 보다 구체적으로 살펴보기로 한다.

도 1은 종래의 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 브릿지 형태의 직류/직류 컨버터 회로의 일 예를 도시한 도면이다.

도 1에서 “Ei”는 직류 입력 전압이며, “Q1~Q4”는 스위칭 소자로서 MOSFET로 구현할 수 있다. 또한 도 1에서 “T”는 컨버터의 고주파 트랜스이며, “n1”은 트랜스의 1차 권선, “n2”는 트랜스의 2차 권선을 의미하고, “D1~D4”는 트랜스(T)의 출력을 정류하는 다이오드 회로이다. “Lo”는 출력을 평활하는 인덕터, “Co”는 출력을 평활하는 전해 콘덴서, “Ro”는 부하저항이다.

도 1에 도시한 형태의 동작을 첨부된 도 9를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 9는 도 1에 도시한 PWM 브릿지 형태의 직류/직류 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형의 타이밍도이다.

먼저 각 신호들의 파형에 대하여 설명하기로 한다.

“Gq1,4”는 제1 MOSFET(Q1)과 제4 MOSFET(Q4)의 게이트 신호로 스위칭 소자의 턴 온/오프를 제어하는 신호이며, “Gq2,3”은 제2 MOSFET(Q2)와 제3 MOSFET(Q3)의 게이트 신호로 스위칭 소자의 턴 온/오프를 제어하는 신호이다. 그리고 “Vq1,4”는 제1 MOSFET(Q1)과 제4 MOSFET(Q4)의 드레인 전압을 의미하고, “Iq1,4”는 제1 MOSFET(Q1)과 제4 MOSFET(Q4)의 드레인 전류를 의미한다.

또한 “Vq2,3”은 제2 MOSFET(Q2)과 제3 MOSFET(Q3)의 드레인 전압을 의미하고, “Iq2,3”은 제2 MOSFET(Q2)과 제3 MOSFET(Q3)의 드레인 전류를 의미하며, “Id1,4”는 제1다이오드(D1)와 제4다이오드(D4)에 흐르는 전류를 의미하고, “Id2,3”은 제2다이오드(D2)와 제3다이오드(D3)에 흐르는 전류를 의미한다.

마지막으로 “ILo”는 인덕터(Lo)에 흐르는 전류를 의미하고, “Vn1”은 트랜스(T)의 1차 권선 전압을 나타낸다.

도 1에 도시한 PWM 브릿지 형태의 직류/직류 컨버터의 동작은 도 9에서 구분한 바와 같이 4개의 서로 다른 구간으로 구분할 수 있다. 각각의 구간들에 대하여 살펴보기로 한다.

구간 1은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,4)이 온(on)으로 되어 있어 부하에 에너지를 보내고 있는 구간이고, 구간 2는 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~4)이 모두 오프(off)로 되어 있어 Lo에 축적되어 있는 에너지를 부하에 공급하고 있는 구간이다. 그리고 구간 3은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,3)가 온(on)으로 되어 있어 부하에 에너지를 공급하고 있는 구간이며, 구간 4는 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~4)가 모두 오프로 되어 있어 Lo에 축적되어 있는 에너지를 부하에 공급하고 있는 구간이다.

이와 같은 동작에서 출력전압 제어는 구간 1과 구간 3의 시간을 동일하게 유지하도록 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 제어하여 제1 내지 제4 MOSFET들(Q1 ~ Q4)을 제어한다.

도 2는 종래의 위상 편이(Phase Shift) 방식의 직류/직류 변환 회로의 일 예시도이다.

도 2를 도 1과 대비하여 살펴보면, 4개의 콘덴서들(Cq1 ~ Cq4)을 더 포함하고 있다. 각각의 콘덴서들(Cq1 ~ Cq4)은 제1 내지 제4 MOSFET들(Q1 ~ Q4)의 소스와 드레인 사이에 병렬로 연결된다.

이와 같이 구성된 제1 MOSFET(Q1)와 제2 MOSFET(Q2)는 1개의 아암을 구성하여 거의 50%의 시간 비율로 교대로 온/오프되고, 또 제3 MOSFET(Q3)와 제4 MOSFET(Q4)도 1개의 아암을 구성하여 거의 50%의 시간 비율로 교대로 온/오프된다.

4개의 콘덴서들(Cq1~Cq4)은 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)이 부분 공진하기 위한 콘덴서이며, MOSFET(Q1~Q4)이 턴 오프되었을 때 콘덴서(Cq1~4)를 충전하면서 전압이 상승해 간다. 이에 의하여 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)의 턴오프 손실을 매우 작게 할 수가 있다. 그리고 이 콘덴서들(Cq1 ~ Cq4)은 경우에 따라서는 각 MOSFET들(Q1 ~ Q4)의 드레인/소스간의 정전용량으로 대용할 수 있다. 즉, 별도로 외부에 콘덴서를 부착하지 않을 수도 있다.

그러면 도 2에 따른 구성의 동작을 첨부된 도 10을 참조하여 살펴보기로 한다. 도 10은 도 2에 도시한 위상 편이 직류/직류 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형의 타이밍도이다.

그러면 먼저 각 신호들에 대하여 먼저 살펴보기로 한다.

“Gq1”은 제1 MOSFET(Q1)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq2”는 제2 MOSFET(Q2)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq3”은 제3 MOSFET(Q3)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq4”는 제4 MOSFET(Q4)의 게이트 신호를 의미한다. 그리고 “Vq1”는 제1 MOSFET(Q1)의 드레인 전압을 의미하고, “Vq2”은 제2 MOSFET(Q2)의 드레인 전압을 의미하고, “Vq3”은 제3 MOSFET(Q3)의 드레인 전압을 의미하고, “Vq4”는 제4 MOSFET(Q4)의 드레인 전압을 의미한다.

또한 “Iq1,4”는 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)의 드레인 전류를 의미하고, “Iq2,3”은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)의 드레인 전류를 의미한다. 그리고 “Id1,4”는 제1 및 제4다이오드(D1,D4)의 전류를 의미하고, “Id2,3”은 다이오드(D2,D3)의 전류를 의미하며, “ILo”는 인덕터(Lo)의 전류를 의미하고, “Vn1”은 트랜스의 1차 권선(n1)의 전압이다.

도 10을 참조하면, 도 2의 구성에 따른 파형의 구간은 다음의 10개의 구간으로 구분되어 동작한다. 이러한 각 구간의 동작에 대하여 살펴보기로 한다.

구간 1은 제1 및 제3 MOSFET(Q1, Q3)이 온 되어 있으므로 트랜스의 1차 권선을 단락하고 있다. 따라서 제1 MOSFET(Q1)의 전류가 역방향(보디 다이오드의 순방향)으로 흐르고 있으므로, 이 기간에 제1 및 제3 MOSFET(Q1, W3)을 온하기 위한 게이트 신호를 입력하면 영전압 스위칭(ZVS)이 발생하고, 제3 MOSFET(Q3)가 오프된다.

구간 2는 제3 MOSFET(Q3)가 오프되어 역기전압에 의해 제3콘덴서(Vq3)를 충전하면서 전압이 상승하고 있는 구간으로, 제3 MOSFET(Q3)의 전압이 전원전압까지 상승하게 된다. 또한 구간 2는 4개의 정류 다이오드(D1~D4)에 전류가 흘러 트랜스의 2차측이 단락상태로 되어 있는 구간이 된다.

구간 3은 제4 MOSFET(Q4)에 역전류가 흐르고 이 사이에 게이트 신호를 입력하면 ZVS가 발생한다. 그리고 역전류가 감소하고 순전류로 되어 증가하며, 제2다이오드(D2)로 전류가 흐르지 않게 된다.

구간 4는 제1 MOSFET(Q1)와 제4 MOSFET(Q4)가 온되어 전원전압이 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려서 2차 권선에 전달되며, 정류되어 인덕터(Lo)를 통하여 부하에 에너지가 공급되고 있는 구간이다. 이 구간에서는 제1 MOSFET(Q1)가 오프된다.

구간 5는 제1 MOSFET(Q1)가 오프된 역기전압으로 제1 커패시터(Cq1)를 충전하면서 상승하여 전원전압에 도달하게 된다.

구간 6은 제2 MOSFET(Q2)에 역전류가 흐르고, 제4 MOSFET(Q4)가 온되어 있으므로 트랜스의 1차 권선(n1)이 단락되어 있는 구간이다.

구간 7은 제4 MOSFET(Q4)가 오프되어 역기전력으로 제4 커패시터(Cq4)를 충전하면서 상승하여 전압이 전원전압에 도달하게 된다.

구간 8은 제3 MOSFET(Q3)에 역전류가 흐르고 제2 MOSFET(Q2)가 온되어 있는 구간이다. 그러나 제1 내지 제4 다이오드(D1~D4)에 전류가 흐르고 있으므로 트랜스의 2차측이 단락되어 있는 구간이다.

구간 9는 제2 MOSFET(Q2)와 제3 MOSFET(Q3)가 온되어 트랜스의 권선(n1)에 전원전압이 걸리고, 트랜스를 통해 2차측에 에너지를 보내어 인덕터(Lo)를 통하여 부하에 공급되고 있는 구간이다.

구간 10은 제2 MOSFET(Q2)가 오프되어 역기전압으로 제2 커패시터(Cq2)를 충전하면서 전원전압까지 상승하는 구간이다.

이상에서 설명한 10개의 구간이 하나의 사이클이 되며, 제1 MOSFET(Q1)에서 제4 MOSFET(Q4)까지의 MOSFET들이 오프로 될 때에는 어느 MOSFET에도 병렬로 접속된 콘덴서(Cq1~4)를 충전하면서 부분 공진으로 변환된다.

도 3은 도 1의 PWM 제어의 회로에서 트랜스의 2차 출력을 2 회로로 만들고, 정류출력을 직렬로 접속한 회로에서 고전압의 부하에 적용하고 있는 회로의 구성도이다. 따라서 도 3에서는 제1 권선에 대응하여 제2 권선(n2)과 제3권선(n3)을 포함하며, 제3권선에서 정류를 위한 다이오드들(D5~D8)을 더 포함한다. 도 3에서는 제2 권선(n2)의 출력과 제3권선(n3)의 출력이 직렬 결합되므로, 높은 전압을 얻기 위한 경우에 사용된다. 이러한 도 3의 회로에 대한 동작은 도 1 및 도 9의 내용으로부터 쉽게 알 수 있으므로, 여기서는 더 설명하지 않기로 한다.

도 4는 도 1의 PWM 제어의 회로에서 트랜스의 2차 출력을 2 회로로 만들고, 정류출력을 병렬로 접속한 회로에서 대전류의 부하에 적용하고 있는 회로이다.

도 3과 도 4를 대비하여 살펴보면, 구성 요소들은 동일하나, 제2 권선(n2)과 제3권선(n3)의 출력이 병렬로 출력되도록 함으로써 도 1과 대비하여 대전류를 획득하는 경우에 사용된다. 도 4의 동작 또한 앞에서 설명한 도 1 및 도 9의 내용으로부터 쉽게 알 수 있으므로, 여기서는 더 설명하지 않기로 한다.

이상에서 살펴본 바와 같이 종래의 직류/직류 변환 회로는 출력 전압 또는 부하에서 소모되는 전류 등에 따라 회로를 달리 구성해야만 하는 문제가 있다.

상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, 출력전압에 구에 받지 않는 직류/직류 변환이 가능한 직류/직류 변환 컨버터 회로를 제공하는 데 있다.

본 발명의 다른 목적은, 부하에 구애받지 않는 직류/직류 변환이 가능한 직류/직류 변환 컨버터 회로를 제공하는 데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 직류/직류 변환 시 연속적으로 그리고 손실 없이 가변할 수 있는 직류/직류 변환 컨버터 회로를 제공하는 데 있다.

상기한 본 발명의 목적은, 입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하는 1차측 제어회로와; 상기 트랜스의 2차측 제1 권선의 출력 전압을 정류하는 제1 브릿지 정류회로와; 상기 트랜스의 2차측 제2 권선의 출력 전압을 정류하는 제2 브릿지 정류회로; 및 상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선 사이에 구비되어, 상기 트랜스의 2차측 출력을 조정하기 위한 스위치를 포함하여 구성되며, 상기 스위치의 온/오프 동작에 의하여 상기 트랜스의 2차측 출력을 직렬 또는 병렬로 변환하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로에 의해 달성된다.

상기한 본 발명의 목적은 또한, 입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 위상 제어하여 유기되도록 하는 1차측 제어 회로와; 상기 트랜스의 2차측 제1 권선의 출력 전압을 정류하는 제1 브릿지 정류회로와; 상기 트랜스의 2차측 제2 권선의 출력 전압을 정류하는 제2 브릿지 정류회로와; 상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선 사이에 구비되어, 상기 트랜스의 2차측 출력을 조정하기 위한 제1 스위치와; 상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선간에 출력되는 전압을 클램핑하기 위한 콘덴서; 및 상기 콘덴서로 전류가 유입되도록 하거나 차단하는 제2 스위치를 포함하여 구성되며, 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 온/오프 동작에 의하여 상기 트랜스의 2차측 출력을 직렬 또는 병렬로 변환하거나 클램핑하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로에 의해서도 달성된다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 교류 스위치로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 편방향 트랜지스터 2개를 서로 다른 방향으로 전류가 흐를 수 있도록 연결하고, 상기 각 트랜지스터로 역방향 내압 보호를 위한 다이오드를 각각 상기 트랜지스터의 순방향으로 연결하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 상기 편방향 트랜지스터를 MOSFET로 구성하는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 MOSFET를 이용하여 브릿지 정류기로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 2개의 서로 다른 방향으로 접속된 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 구성되는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 또는 제1 스위치는 상기 트랜스의 상기 제1 권선과 제2 권선간을 직렬 연결하는 다이오드 회로들; 및 상기 다이오드 회로를 연결하거나 차단하는 스위치 소자를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한 본 발명에 따르면, 상기 스위치 소자는 MOSFET로 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 직류/직류 변환 컨버터 회로에 의하면, 2차측의 2개의 권선의 직류출력을 직렬접속과 병렬접속을 고주파로 변환하며, 이를 통해 병렬접속보다 높은 전압으로 직렬접속보다 많은 전류를 취하도록 하는 것이 가능한 이점이 있다.

또한 본 발명의 직류/직류 변환 컨버터 회로에 의하면, 병렬접속과 직렬접속 간을 유연하게 변화시킬 수 있는 이점이 있다.

도 1은 종래의 펄스폭 변조(Pulse Width Modylation, PWM) 브릿지 형태의 직류/직류 컨버터 회로의 일 예를 도시한 도면,
도 2는 종래의 위상 편이(Phase Shift) 방식의 직류/직류 변환 회로의 일 예시도,
도 3은 도 1의 PWM 제어의 회로에서 트랜스의 2차 출력을 2 회로로 만들고, 정류출력을 직렬로 접속한 회로에서 고전압의 부하에 적용하고 있는 회로의 구성도,
도 4는 도 1의 PWM 제어의 회로에서 트랜스의 2차 출력을 2 회로로 만들고, 정류출력을 병렬로 접속한 회로에서 대전류의 부하에 적용하고 있는 회로도,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로도,
도 6은 다른 실시예로서 도 5에서 교류 스위치를 직류 스위치로 변환한 회로도,
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로의 구성도,
도 8은 본 발명에 따른 교류 스위치의 서로 다른 실시예들을 도시한 도면,
도 9는 도 1에 도시한 종래의 PWM 브릿지 형태의 직류/직류 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형의 타이밍도,
도 10은 도 2에 도시한 종래의 위상 편이 직류/직류 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형의 타이밍도,
도 11은 도 5에 도시한 본 발명의 일 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로의 첫 번째 경우의 동작 파형도,
도 12는 도 5에 도시한 본 발명의 일 실시 에에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로의 두 번째 경우의 동작 파형도,
도 13은 도 7의 회로의 동작 파형을 도시한 도면.

이하 본 발명의 바람직한 실시예들의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 하기 설명에서 구체적인 특정 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해 제공된 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로도이다.

도 5의 구성을 살펴보면, 입력 전원과 제1 권선(n1)에 부가하는 회로는 종래기술에서 살핀 도 1, 도 3 또는 도 4와 동일한 형태이다. 따라서 제1 권선에 대한 내용은 앞에서와 동일하므로 설명하지 않기로 한다.

제2 권선(n2)과 제3권선(n3) 사이에는 두 권선들(n2,n3)간을 연결하거나 차단하기 위한 스위치(Q5)가 연결된다. 스위치(Q5)는 제2 권선(n2) 및 제3권선(n3)을 연결하기 위한 회로이므로, 교류 전류가 흐를 수 있는 교류 스위치로 구성하는 것이 바람직하다. 제2 권선(n2)과 제3권선(n3)간의 스위칭 동작을 수행하는 스위치(Q5)가 오프되어 있는 경우 즉, 두 라인이 연결되지 않은 경우는 앞서 설명한 도 4의 병렬회로와 동일한 구성을 가진다. 따라서 대전류를 필요로 하는 부하(Ro)에 적절한 형태의 구성이 된다.

반면에 제2 권선(n2)과 제3권선(n3)간 스위칭 동작을 수행하는 스위치(Q5)가 온되어 있는 경우에는 제2 권선(n2)과 제3권선(n3)이 직렬 연결된 상태가 되므로, 도 3의 직렬 회로와 같이 동작하게 된다. 즉, 보다 높은 전압을 요구하는 회로에 적합한 형태를 가지게 된다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따르면, 높은 전류를 필요로 하는 경우 또는 높은 전압을 필요로 하는 경우에 모두 적용할 수 있는 회로를 구성할 수 있다.

그러면 교류 스위치로 동작하는 스위치(Q5)의 동작을 첨부된 도면을 참조하여 살펴보기로 한다.

도 8은 본 발명에 따른 교류 스위치의 서로 다른 실시예들을 도시한 도면이다.

도 8에서는 교류를 온/오프 할 수 있도록 하기 위한 서로 다른 4가지의 교류 스위치 형태를 도시하였다.

먼저 첫째로 a)에 도시한 교류 스위치를 살펴보기로 한다.

첫 번째 경우는 교류 스위치를 트랜지스터와 다이오드로로 구성한 예이다. 트랜지스터는 편방향 즉, 한쪽 방향으로밖에 온/오프되지 않기 때문에 도면의 위에서 아래로 흐르는 방향의 스위치와 아래에서 위로 흐르는 방향의 스위치를 별도로 하고 있다. 즉, 좌측의 다이오드와 트랜지스터는 위에서 아래로 전류가 흐르는 경우 트랜지스터가 턴온되며, 우측은 아래에서 위로 전류가 흐르는 경우에 턴온된다. 또한 트랜지스터는 역방향으로 전압이 걸릴 때에는 내압이 견디지 못하므로, 트랜지스터에 역방향으로 전압이 걸리지 않도록 직렬로 다이오드를 접속하고 있다.

둘째로, b)에 도시한 교류 스위치를 살펴보기로 한다.

두 번째 경우는 MOSFET를 스위치로 사용하고 서로 다른 전류의 방향으로 MOSFET을 2개 사용하고 있다. 또한 각 방향에 앞에서와 같이 각 방향으로 전류가 흐를 수 있도록 하는 다이오드를 접속하고 있다.

셋째로, c)에 도시한 교류 스위치를 살펴보기로 한다.

세 번째 경우는 전류의 방향을 맞추기 위해서 브릿지 정류기를 사용하고 전류의 방향을 조정해서 MOSFET으로 스위칭을 하는 형태이다. 브릿지 정류기를 사용하게 되므로, 전류의 방향이 어느 쪽이든 온/오프할 수 있다.

마지막으로 d)에 도시한 교류 스위치를 살펴보기로 한다.

네 번째 경우는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 사용한 예로서, IGBT는 역방향의 내압이 보장되어 있는 IGBT로 역방향은 비도통이므로, 2개의 IGBT를 역방향으로 병렬로 접속하여 교류를 스위칭 하도록 할 수 있다.

도 5의 구성은 스위치(Q5)의 동작에 따라 출력 전압이 상이하게 변화하므로, 스위치(Q5)의 온/오프에 따라 서로 다른 2개의 동작을 도 11 및 도 12를 참조하여 살펴보기로 한다.

도 11은 도 5에 도시한 본 발명의 일 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로의 동작 파형도의 첫 번째 경우이다.

그러면 먼저 도 11의 각 신호들에 대하여 먼저 살펴보기로 한다.

“Gq1,4”는 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq2,3”은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)의 게이트 신호를 의미하며, “Gq5”는 스위치(Q5)의 게이트 신호를 의미하고, “Vq1,4”는 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)의 드레인 전압을 의미하고, “Vq2,3”은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)의 드레인 전압을 의미한다.

또한 “Iq1,4”는 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)의 드레인 전류를 의미하며, “Iq2,3”은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)의 드레인 전류를 의미한다.

그리고 “Id1,8”은 제1 및 제8 다이오드(D1,8)의 전류를 의미하고, “Id3,6”은 제3 및 제6 다이오드(D3,6)의 전류를 의미한다. 또한 “ILo”는 인덕터(Lo)의 전류를 의미하고, “Vn1”은 트랜스의 제1 권선(n1)의 전압을 의미하고, “Vb”는 다이오드 브릿지 “D1~D4”의 출력전압 또는 다이오드 브릿지 “D5~D8”의 출력전압을 의미한다.

도 11에 도시한 도면의 파형의 구간은 다음 8개로 구분된다.

구간 1은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)가 온되어 있고, 스위치(Q5)가 오프되어 있는 구간이다. 따라서 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리게 되고, 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력은 1차 권선(n1)의 전압에 유기된 전압이 병렬로 되어 출력된다.

구간 2는 스위치(Q5)가 온되어 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 직렬로 접속되어 있는 구간이다. 따라서 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리게 되고, 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력은 1차 권선(n1)의 전압에 유기된 전압이 직렬로 연결되어 출력되므로 보다 높은 전력이 출력된다.

구간 3은 스위치(Q5)가 온되어 있으나 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 트랜스의 1차 권선(n1)에 전원이 유기되지 않아 트랜스 2차 권선(n2,n3)의 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 4는 스위치(Q5)가 오프되어 있고, 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)도 오프되어 트랜스의 1차 권선(n1)에 전원이 유기되지 않아 트랜스 2차 권선(n2,n3)의 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 5는 제2 및 제3 MOSFET(Q2, Q3)가 온되어 있어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 병렬로 되어 출력되고 있는 구간이다.

구간 6은 스위치(Q5)가 온되어 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 직렬로 접속되어 앞에서 설명한 구간 2와 같이 높은 전압이 출력되는 구간이다.

구간 7은 스위치(Q5)가 온되어 있으나 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 트랜스의 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 8은 스위치(Q5)가 오프되어 있고, 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)도 오프되어 트랜스의 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

이상에서 설명한 8개의 구간이 반복되어 나타나게 된다. 스위치(Q5)가 턴온되는 것은 제1 MOSFET(Q1)가 온되어 있는 구간 동안에 턴 온되고, 스위치(Q5)가 턴 오프될 때에는 다이오드들(D1~D8)이 전부 온되어 있으므로 스위치(Q5)가 오프되어도 영 전압에서 오프(ZVS)로 되므로 스위칭 손실이 발생하지 않는다.

도 12는 도 5의 회로의 다른 동작 파형을 나타낸 도면이다. 도 12의 도면에 도시한 기호들은 도 11과 동일하므로 설명을 생략하기로 한다.

도 12의 파형 구간도 도 11과 마찬가지로 다음 8개로 나누어져 있다.

구간 1은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)와 스위치(Q5)가 온되어 있어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸린 전원전압에 의해 유기되는 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 직렬로 연결되어 직렬의 전압을 출력한다. 따라서 높은 전압을 출력하게 된다.

구간 2는 스위치(Q5)가 턴오프되어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸린 전원전압에 의해 유기되는 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 병렬로 접속되어 있는 구간이다. 따라서 구간 1에 비해 낮은 전압을 출력한다.

구간 3은 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 트랜스의 1차측 권선(n1)에 전력이 공급되지 않아 2차측 권선들(n2,n3)에서도 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 4는 스위치(Q5)가 온되고, 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 1차측 및 2차측 트랜스의 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 5는 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)와 제5(Q5)가 온되어 있어 트랜스의 1차측 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 1차측 권선에 걸린 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 유기되며, 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 직렬로 되어 출력되고 있는 구간이다. 즉 구간 1과 같이 높은 전력을 출력하게 된다.

구간 6은 스위치(Q5)가 턴오프되어 트랜스의 1차측 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 1차측 권선에 걸린 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 유기되며, 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 병렬로 접속되어 구간 2와 같이 낮은 전력을 출력한다.

구간 7은 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)와 스위치(Q5)가 오프되어 트랜스의 1차 권선(n1)으로 전력이 인가되지 않으므로 2차 권선들(n2,n3)로 전력이 유기되지 않아 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

구간 8은 스위치(Q5)가 온되고, 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 트랜스의 1차 권선(n1)으로 전력이 인가되지 않으므로 2차 권선들(n2,n3)로 전력이 유기되지 않아 출력이 영(zero, 0)인 구간이다.

이상의 8개의 구간이 계속 반복하여 나타나게 된다. 스위치(Q5)가 턴온되는 것은 제1 내지 제4 MOSFET(Q1~Q4)가 오프되어 있고, 다이오드들(D1~D8)이 온되어 영전압(ZVS)의 동안에 턴 온되므로 스위칭 손실이 발생하지 않는다.

이상에서 설명한 도 12의 파형도를 도 11과 대비하여 살펴보면, 스위치(Q5)가 온되어 있는 구간이 다르다. 즉, 도 11에서는 스위치(Q5)의 오프가 스위칭 손실이 영에서 오프되고, 도 12에서는 스위치(Q5)의 온이 스위칭 손실이 영에서 온 된다.

도 6은 다른 실시예로서 도 5에서 교류 스위치를 직류 스위치로 변환한 회로도이다.

도 6과 도 5를 대비하여 살펴보면, 회로기호는 도 5에 준하고, “Q5”는 MOSFET, “D9~D12”는 MOSFET(Q5)에 직류를 제공하기 위한 다이오드이다. 즉, 교류 스위치로 구성한 도 5의 구성을 직류 스위치로 변환하기 위한 예를 도시한 도면이 된다. 따라서 도 6의 동작은 앞서 도 5에서 설명한 도 11 및 도 12의 동작 파형과 동일한 형태가 된다.

도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 직류/직류 변환 컨버터 회로의 구성도이다.

도 7의 구성에서 전원이 유기되는 트랜스의 1차 권선(n1)에 부가된 회로는 종래기술에서 설명한 도 2의 구성과 동일하다. 또한 트랜스의 2차 권선은 도 6의 회로와 동일한 형태로 구성하였으며, 위상 제어를 위하여 제1 콘덴서(C1)와 콘덴서에 연결된 “Q6”의 MOSFET를 추가한 예이다.

또한 도 7에 도시한 스위치(Q5)의 구성은 앞에서 설명한 도 5의 예와 같이 교류 스위치로 대체할 수도 있음에 유의해야 한다.

도 13은 도 7의 회로의 동작 파형을 도시한 도면이다. 그러면 먼저 도 13의 각 신호들에 대하여 먼저 살펴보기로 한다.

“Gq1”은 제1 MOSFET(Q1)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq2”는 제2 MOSFET(Q2)의 게이트 신호를 의미하며, “Gq3”은 제3 MOSFET(Q3)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq4”는 제4 MOSFET(Q4)의 게이트 신호를 의미하며, “Gq5”는 MOSFET로 구성된 스위치(Q5)의 게이트 신호를 의미하고, “Gq6”은 제6 MOSFET(Q6)의 게이트 신호를 의미한다.

또한 “Vq2”는 제2 MOSFET(Q2)의 드레인 전압을 의미하고, “Vq4”는 제4 MOSFET(Q4)의 드레인 전압을 의미한다.

그리고 “Iq1”은 제1 MOSFET(Q1)의 드레인 전류를 의미하며, “Iq2”은 제2 MOSFET(Q2)의 드레인 전류를 의미하고, “Iq3”은 제3 MOSFET(Q3)의 드레인 전류를 의미하며, “Iq4”는 제4 MOSFET(Q4)의 드레인 전류를 의미한다. 또한 “Id1,8”은 제1 및 제8 다이오드(D1,D8)의 전류를 의미하고, “Id3,6”은 제3 및 제6 다이오드(D3,D6)의 전류를 의미한다.

그리고 “Vn1”은 트랜스의 제1 권선(n1)의 전압을 의미하고, “Vb”는 다이오드 브릿지 “D1~D4”의 출력전압 또는 다이오드 브릿지 “D5~D8”의 출력전압을 의미한다.

도 13에 도시한 파형의 구간은 다음의 10개 구간으로 구분할 수 있다.

구간 1은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)가 온되어 있어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리고 있고, 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 제1스위치(Q5)가 온되어 있으므로 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)의 출력이 직렬로 되어 출력되므로 높은 전압을 출력하게 되며, 제2스위치(Q6)가 온으로 되어 있으므로 출력 정류전압은 제1 콘덴서(C1)에 클램프되어 있게 된다.

구간 2는 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)가 온되어 있어 트랜스에는 전원전압이 걸리게 되고, 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 제1 스위치(Q5)가 오프되어 트랜스의 2차 권선의 출력이 병렬로 접속되어 낮은 전압을 출력하게 되며, 제2 스위치(Q6)가 온되어 있어 제1 콘덴서(C1)에 전압이 클램프되어 있게 된다.

구간 3은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)가 온되어 있어 트랜스에는 전원전압이 걸리게 되고, 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 이때, 제1 및 제2 스위치(Q5,Q6)가 오프되어 제1 정류부(D1~D4)의 브릿지 정류기의 출력전압은 2개의 권선들(n2,n3)의 병렬전압의 출력전압으로 출력된다.

구간 4는 제1 및 제2 MOSFET(Q2,Q4)가 온되어 트랜스의 1차측 권선(n1)이 단락되게 되므로, 2차측으로 유기되는 전력이 없어 출력이 영(zero, 0)가 된다.

구간 5는 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)가 온되어 있어 트랜스의 1차측(n1)에는 전원전압이 걸리고 있으나, 출력 정류 다이오드의 전류가 변환되고 있는 구간이다. 따라서 트랜스의 2차측 권선들(n2,n3)은 출력 정류 다이오드의 전류 변화로 인하여 단락 상태가 되므로 트랜스로부터 출력이 나오지 않는 구간이 된다.

구간 6은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,Q3)가 온되어 있어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리게 되고 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 제1 스위치(Q5)가 온되어 있으므로 출력전압은 2개의 권선의 직렬의 전압이 나오고 있으며, 제2 스위치(Q6)가 온되어 정류 후의 전압이 제1 콘덴서(C1)에 클램프 된다.

구간 7은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,3)가 온되어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리게 되고 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 제1 스위치(Q5)가 오프되어 있어 권선의 전압이 병렬로 되어 있으나, 제2 스위치(Q6)가 온되어 있으므로 콘덴서(C1)에 전압이 클램프 된다.

구간 8은 제2 및 제3 MOSFET(Q2,3)가 온되어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸리게 되고 트랜스의 1차 권선(n1)에 걸려있는 전원전압에 의해 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)에 전압이 유기된다. 또한 제 2스위치(Q6)가 오프되어 있고, 트랜스의 2차 권선들(n2,n3)이 병렬로 접속되어 있으므로, 병렬의 전압이 출력된다.

구간 9는 제1 및 제3 MOSFET(Q1,Q3)이 온되어 있으므로 트랜스의 1차 권선(n1)이 단락되어 트랜스에는 전압이 걸려 있지 않은 구간이 된다.

구간 10은 제1 및 제4 MOSFET(Q1,Q4)가 온되어 트랜스의 1차 권선(n1)에는 전원전압이 걸려 있으나, 정류기의 전류가 변환되고 있으므로, 제1 및 제2 다이오드(D1,D2)의 양쪽에 전류가 흘러 트랜스의 2차측이 단락된다. 따라서 전류가 출력되지 않는 구간이 된다.

이상에서 설명한 10개의 구간은 반복해서 이루어진다. 제1 스위치(Q5)가 턴온되는 것은 제1 및 제2 다이오드(D1,D2)에 전류가 흘러 전압이 제로이므로 영전압 스위치(ZVS)로 턴온 손실이 영으로 될 수 있어, 스위칭 손실이 발생하지 않는다.

이상의 회로에서, 부하가 직렬접속의 부하범위 또는 병렬접속의 부하범위만일 경우에는 단지 스위치(Q5)의 온/오프만으로도 제어가 가능하나, 제1 스위치(Q5)를 고주파로 스위칭하면 직렬접속에서 취해지는 부하와 병렬접속에서 취해지는 부하의 넓은 범위의 부하에 대하여 연속적으로 제어할 수 있고, 더욱이 그 이상의 부하에 대응하는 것도 가능하다.

이를 좀 더 구체적으로 설명하면, 도 5에서 회로가 병렬로 연결된 경우에는 200V/10A의 정격으로, 직렬로 연결된 경우에는 400V/5A의 정격으로 변환될 수 있으므로, 250V/6A의 부하는 취할 수 없게 된다. 그러나 제1스위치(Q5)를 고주파 스위칭으로 함으로써, 입력 평균전류도 정격 이하이고, 정류 다이오드의 평균전류도 정격 이하로 할 수 있다.

뿐만 아니라, 도 5 내지 도 7의 회로에서는 1차 회로가 MOSFET을 2개 사용하는 하프브릿지 타입의 컨버터로도 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또한, 도 5 내지 도 7의 트랜스는 각각 별개의 2개의 트랜스를 사용하고 있으나, 1개의 트랜스로 2차 권선이 2개인 경우에도 동일한 효과를 얻을 수 있다.

Claims

입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 유기되도록 제어하는 1차측 제어회로와;
상기 트랜스의 2차측 제1 권선의 출력 전압을 정류하는 제1 브릿지 정류회로와;
상기 트랜스의 2차측 제2 권선의 출력 전압을 정류하는 제2 브릿지 정류회로; 및
상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선 사이에 구비되어, 상기 트랜스의 2차측 출력을 조정하기 위한 스위치를 포함하여 구성되며,
상기 스위치의 온/오프 동작에 의하여 상기 트랜스의 2차측 출력을 직렬 또는 병렬로 변환하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 스위치는 교류 스위치로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 2 항에 있어서,
상기 스위치는 편방향 트랜지스터 2개를 서로 다른 방향으로 전류가 흐를 수 있도록 연결하고, 상기 각 트랜지스터로 역방향 내압 보호를 위한 다이오드를 각각 상기 트랜지스터의 순방향으로 연결하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 3 항에 있어서,
상기 스위치는 상기 편방향 트랜지스터를 MOSFET로 구성하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 2 항에 있어서,
상기 스위치는 MOSFET를 이용하여 브릿지 정류기로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 2 항에 있어서,
상기 스위치는 2개의 서로 다른 방향으로 접속된 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 스위치는,
상기 트랜스의 상기 제1 권선과 제2 권선간을 직렬 연결하는 다이오드 회로들; 및
상기 다이오드 회로를 연결하거나 차단하는 스위치 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 7 항에 있어서,
상기 스위치 소자는 MOSFET로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
입력되는 전원 전압을 트랜스의 1차측 권선에 순방향 또는 역방향으로 위상 제어하여 유기되도록 하는 1차측 제어 회로와;
상기 트랜스의 2차측 제1 권선의 출력 전압을 정류하는 제1 브릿지 정류회로와;
상기 트랜스의 2차측 제2 권선의 출력 전압을 정류하는 제2 브릿지 정류회로와;
상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선 사이에 구비되어, 상기 트랜스의 2차측 출력을 조정하기 위한 제1 스위치와;
상기 트랜스의 2차측 제1 권선과 제2 권선간에 출력되는 전압을 클램핑하기 위한 콘덴서; 및
상기 콘덴서로 전류가 유입되도록 하거나 차단하는 제2 스위치를 포함하여 구성되며,
상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치의 온/오프 동작에 의하여 상기 트랜스의 2차측 출력을 직렬 또는 병렬로 변환하거나 클램핑하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 9 항에 있어서,
상기 제1 스위치는 교류 스위치로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 10 항에 있어서,
상기 제1 스위치는 편방향 트랜지스터 2개를 서로 다른 방향으로 전류가 흐를 수 있도록 연결하고, 상기 각 트랜지스터로 역방향 내압 보호를 위한 다이오드를 각각 상기 트랜지스터의 순방향으로 연결하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 11 항에 있어서,
상기 제1 스위치는 상기 편방향 트랜지스터를 MOSFET로 구성하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 10 항에 있어서,
상기 제1 스위치는 MOSFET를 이용하여 브릿지 정류기로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 10 항에 있어서,
상기 제1 스위치는 2개의 서로 다른 방향으로 접속된 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 9 항에 있어서,
상기 제1 스위치는,
상기 트랜스의 상기 제1 권선과 제2 권선간을 직렬 연결하는 다이오드 회로들; 및
상기 다이오드 회로를 연결하거나 차단하는 스위치 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.
제 15 항에 있어서,
상기 스위치 소자는 MOSFET로 구성되는 것을 특징으로 하는 직류/직류 변환 컨버터 회로.