WO2022185404A1 - スイッチング電源装置および電力供給システム - Google Patents

Abstract

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力端子対と、出力端子対と、トランスと、第１および第２のスイッチング素子と電圧クランプ素子としての第１および第２の整流素子と共振インダクタと共振コンデンサとを含んで構成されたインバータ回路と、整流平滑回路と、第１および第２の整流素子のうちの少なくとも一方の整流素子において、電流が流れているのか否かを検出する電流検出部と、スイッチング駆動を行う駆動部と、を備えている。共振コンデンサは、第２の接続点と、一対の接続ラインのうちの一方の接続ラインとの間に、配置されている。駆動部は、電流検出部によって、上記少なくとも一方の整流素子において電流が流れていることが検出された場合には、第１および第２のスイッチング素子がいずれもオフ状態に設定されるように、スイッチング駆動を行う。

Description

スイッチング電源装置および電力供給システム

　本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置、および、そのようなスイッチング電源装置を備えた電力供給システムに関する。

　スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ－ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１参照）。この種のＤＣ－ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むインバータ回路と、電力変換トランス（変圧器）と、整流平滑回路とを備えている。

特許第５３９４２１３号公報

　ところで、このようなＤＣ－ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置では一般に、電力損失を抑えることや、信頼性を向上させることが求められている。電力損失を抑えつつ、信頼性を向上させることが可能なスイッチング電源装置、および、そのようなスイッチング電源装置を備えた電力供給システムを提供することが望ましい。

　本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、１次側巻線および２次側巻線を有するトランスと、入力端子対と１次側巻線との間に配置されており、第１および第２のスイッチング素子と、電圧クランプ素子としての第１および第２の整流素子と、共振インダクタと、共振コンデンサと、を含んで構成されたインバータ回路と、出力端子対と２次側巻線との間に配置されており、複数の整流素子を有する整流回路と、平滑コンデンサを有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、第１および第２の整流素子のうちの少なくとも一方の整流素子において、電流が流れているのか否かを検出する電流検出部と、インバータ回路における第１および第２のスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と、を備えたものである。第１および第２のスイッチング素子は、入力端子対に対して個別に接続された一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されている。第１および第２の整流素子は、一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されている。共振インダクタおよび１次側巻線は、第１および第２のスイッチング素子同士の接続点である第１の接続点と、第１および第２の整流素子同士の接続点である第２の接続点との間において、互いに順不同で直列接続されている。共振コンデンサは、第２の接続点と、一対の接続ラインのうちの一方の接続ラインとの間に、配置されている。駆動部は、電流検出部によって、上記少なくとも一方の整流素子において電流が流れていることが検出された場合には、第１および第２のスイッチング素子がいずれもオフ状態に設定されるように、スイッチング駆動を行う。

　本発明の一実施の形態に係る電力供給システムは、上記本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置と、上記入力端子対に対して上記入力電圧を供給する電源と、を備えたものである。

　本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置および電力供給システムによれば、電力損失を抑えつつ、信頼性を向上させることが可能となる。

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 比較例に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 比較例における過電流状態時の動作例を表すタイミング波形図である。 本実施の形態における過電流状態時の動作例を模式的に表す回路図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例２に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．実施の形態（センタタップ型の整流回路を用いた場合の例）
２．変形例
　　　変形例１（他の手法を用いて過電流検出を行う場合の例）
　　　変形例２（実施の形態において同期整流回路とした場合の例）
３．その他の変形例

＜１．実施の形態＞
［構成］
　図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を、回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、直流入力電源１０（例えばバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、負荷９に電力を供給するＤＣ－ＤＣコンバータとして機能するものである。なお、この負荷９としては、例えば電子機器やバッテリ等が挙げられる。また、このスイッチング電源装置１は、以下説明するように、いわゆる「（絶縁型ハーフブリッジ）ＬＬＣ共振型」のＤＣ－ＤＣコンバータとなっている。なお、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。

　ここで、直流入力電圧Ｖinは、本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは、本発明における「出力電圧」の一具体例に対応している。また、直流入力電源１０は、本発明における「電源」の一具体例に対応し、この直流入力電源１０とスイッチング電源装置１とを備えたシステムが、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。

　スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、インバータ回路２と、トランス３と、整流平滑回路４と、駆動回路５と、電流検出部６とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。

　ここで、入力端子Ｔ１，Ｔ２は、本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は、本発明における「出力端子対」の一具体例に対応している。

　なお、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、例えば、入力平滑コンデンサが配置されているようにしてもよい。具体的には、後述するインバータ回路２と入力端子Ｔ１，Ｔ２との間の位置において、入力平滑コンデンサの第１端（一端）が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力平滑コンデンサの第２端（他端）が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されているようにしてもよい。このような入力平滑コンデンサは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのコンデンサである。

（インバータ回路２）
　インバータ回路２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３における１次側巻線３１との間に、配置されている。このインバータ回路２は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、共振インダクタＬｒと、共振コンデンサＣｒとを有しており、いわゆる「ハーフブリッジ型」のインバータ回路となっている。なお、共振インダクタＬｒは、後述するトランス３における漏れインダクタンスにより構成されていてもよいし、あるいは、そのような漏れインダクタンスとは別個に設けられているようにしてもよい。

　ここで、上記した１次側高圧ラインＬ１Ｈおよび１次側低圧ラインＬ１Ｌはそれぞれ、本発明における「一対の接続ライン」の一具体例に対応している。また、スイッチング素子Ｓ１は、本発明における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子Ｓ２は、本発明における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応している。また、整流ダイオードＤ１は、本発明における「第１の整流素子」の一具体例に対応し、整流ダイオードＤ２は、本発明における「第２の整流素子」の一具体例に対応している。

　なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ－ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの、スイッチ素子が用いられる。図１に示した例では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、ＭＯＳ―ＦＥＴにより構成されている。このようにして、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるコンデンサおよびダイオード（図１中に図示せず）をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。

　このインバータ回路２では、入力端子Ｔ１，Ｔ２の間（１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間）において、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、この順序で互いに直列接続されている。具体的には、１次側高圧ラインＬ１Ｈと接続点Ｐ１との間に、スイッチング素子Ｓ１が配置され、接続点Ｐ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、スイッチング素子Ｓ２が配置されている。また、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間には、電圧クランプ素子（クランプダイオード）としての２つの整流ダイオードＤ２，Ｄ１が、この順序で互いに直列接続されている。具体的には、整流ダイオードＤ２では、アノードが接続点Ｐ２に接続され、カソードが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。整流ダイオードＤ１では、アノードが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、カソードが接続点Ｐ２に接続されている。

　このインバータ回路２ではまた、接続点Ｐ２と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、共振コンデンサＣｒが配置されている。つまり、この共振コンデンサＣｒは、接続点Ｐ２と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間において、上記した整流ダイオードＤ１と並列配置されている。

　更に、このインバータ回路２における共振インダクタＬｒと、後述するトランス３における１次側巻線３１とが、上記した接続点Ｐ１，Ｐ２の間において、互いに直列接続されている。具体的には、図１の例では、共振インダクタＬｒの第１端（一端）が接続点Ｐ１に接続され、この共振インダクタＬｒの第２端（他端）が、上記した１次側巻線３１の一端に接続され、この１次側巻線３１の他端が、接続点Ｐ２に接続されている。

　なお、上記した接続点Ｐ１は、本発明における「第１の接続点」の一具体例に対応し、上記した接続点Ｐ２は、本発明における「第２の接続点」の一具体例に対応している。

　このような構成によりインバータ回路２では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチング動作（オン・オフ動作）を行うことで、以下のようになる。すなわち、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換して、トランス３（１次側巻線３１）へと出力するようになっている。

（トランス３）
　トランス３は、１つの１次側巻線３１と、２つの２次側巻線３２１，３２２とを有している。

　１次側巻線３１では、１次側巻線３１の第１端（一端）が、前述した共振インダクタＬｒにおける第２端（他端）に接続され、１次側巻線３１の第２端（他端）が、前述した接続点Ｐ２に接続されている。

　２次側巻線３２１では、２次側巻線３２１の第１端が、後述する接続ラインＬ２１を介して、後述する整流ダイオード４１のカソードに接続され、２次側巻線３２１の第２端が、後述する整流平滑回路４内のセンタタップＰ６に接続されている。２次側巻線３２２では、２次側巻線３２２の第１端が、後述する接続ラインＬ２２を介して、後述する整流ダイオード４２のカソードに接続され、２次側巻線３２２の第２端が、上記したセンタタップＰ６に接続されている。つまり、２次側巻線３２１，３２２における第２端同士は、このセンタタップＰ６に対して互いに共通接続されている。

　このトランス３は、インバータ回路２によって生成された電圧（トランス３の１次側巻線３１に入力される、矩形パルス波化した電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２１，３２２の各端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合における、直流入力電圧Ｖinに対する直流出力電圧Ｖoutの電圧変換の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２１，３２２との巻数比、および、後述するスイッチング周期Ｔｓｗ（スイッチング周波数ｆｓｗ＝１／Ｔｓｗ）によって、定まる。

（整流平滑回路４）
　整流平滑回路４は、２個の整流ダイオード４１，４２と、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。具体的には、この整流平滑回路４は、整流ダイオード４１，４２を有する整流回路と、出力平滑コンデンサＣoutを有する平滑回路と、を含んでいる。

　なお、このような２個の整流ダイオード４１，４２は、本発明における「複数の整流素子」の一具体例に対応している。また、出力平滑コンデンサＣoutは、本発明における「平滑コンデンサ」の一具体例に対応している。

　上記した整流回路は、いわゆる「センタタップ型」の整流回路となっている。すなわち、整流ダイオード４１，４２のアノードがそれぞれ、接地ラインＬＧに接続され、整流ダイオード４１のカソードが、接続ラインＬ２１を介して、２次側巻線３２１における前述した第１端に接続され、整流ダイオード４２のカソードが、接続ラインＬ２２を介して、２次側巻線３２２における前述した第１端に接続されている。また、前述したように、２次側巻線３２１，３２２における第２端同士は、センタタップＰ６に対して互いに共通接続されており、このセンタタップＰ６は、出力ラインＬＯを介して、前述した出力端子Ｔ３に接続されている。なお、上記した接地ラインＬＧは、前述した出力端子Ｔ４に接続されている。

　上記した平滑回路では、上記した出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間（出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）に、出力平滑コンデンサＣoutが接続されている。すなわち、この出力平滑コンデンサＣoutの第１端は、出力ラインＬＯに接続され、出力平滑コンデンサＣoutの第２端は、接地ラインＬＧに接続されている。

　このような構成の整流平滑回路４では、整流ダイオード４１，４２を含んで構成される整流回路において、トランス３から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、出力平滑コンデンサＣoutを含んで構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutにより、前述した負荷９へと直流出力電流Ｉout（負荷電流）が流れ、出力端子Ｔ３，Ｔ４から負荷９に対して電力が供給されるようになっている。

（駆動回路５）
　駆動回路５は、インバータ回路２におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の動作をそれぞれ制御する、スイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を個別に供給することで、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング動作（オン・オフ動作）を制御するようになっている。

　ここで、この駆動回路５は、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作を制御する（スイッチング駆動を行う）際に、スイッチング周波数制御を行うようになっている。すなわち、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２において、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）制御を行うようになっている。

　また、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、固定された時比率にてスイッチング動作すると共に、スイッチング周波数ｆｓｗが可変動作するように、上記したスイッチング駆動を行うようになっている。ちなみに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間をそれぞれ、Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２として表した場合、上記した各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の時比率は、スイッチング周期Ｔｓｗ（＝１／ｆｓｗ）を用いて、（Ｔｏｎ１／Ｔｓｗ），（Ｔｏｎ２／Ｔｓｗ）として表される。また、これらの（Ｔｏｎ１／Ｔｓｗ），（Ｔｏｎ２／Ｔｓｗ）はいずれも、５０％未満の値となっており、オン期間Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２の間には、同時のオン期間による短絡破損を防ぐ、デッドタイムが設けられるようになっている。

　更に、この駆動回路５は、以下説明する電流検出部６から出力される検出結果Ｒｄに応じて、上記したスイッチング駆動を行うようになっている。なお、このような検出結果Ｒｄに応じたスイッチング駆動の詳細については、後述する（図４）。

（電流検出部６）
　電流検出部６は、図１に示した例では、前述したクランプダイオードとしての整流ダイオードＤ１において、電流ＩＤ１が流れているのか否かを検出する回路である。なお、詳細は後述するが、このような電流ＩＤ１は、スイッチング電源装置１の通常動作時には流れないが、スイッチング電源装置１での負荷短絡時（負荷９の短絡時）等にのみ、流れるようになっている。

　このような電流検出部６はまた、図１に示した例では、以下のようにして、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れていることを検出する（電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを、駆動回路５へと出力する）ようになっている。すなわち、この電流検出部６は、整流ダイオードＤ１における順方向電圧降下（アノード側からカソード側への電圧降下）に対応する電圧値ＶＤ１（正の値）が、閾値電圧Ｖth１以上（ＶＤ１≧Ｖth１）となった場合に、電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを出力する。一方、そのような電圧値ＶＤ１が閾値電圧Ｖth１未満（ＶＤ１＜Ｖth１）である場合には、電流検出部６は、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れていないとの検出結果Ｒｄを出力することになる。

　なお、このような閾値電圧Ｖth１は、例えば、整流ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ（＝約０．７［Ｖ］程度）に相当する電圧値であり、本発明における「第１の閾値」の一具体例に対応している。

［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
　このスイッチング電源装置１では、インバータ回路２において、直流入力電源１０から入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流入力電圧Ｖinが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２によってスイッチングされることで、矩形パルス波化した電圧が生成される。この矩形パルス波化した電圧は、トランス３における１次側巻線３１へと供給され、このトランス３において変圧されることで、２次側巻線３２１，３２２から、変圧された交流電圧が出力される。

　整流平滑回路４では、トランス３から出力された交流電圧（上記した変圧された交流電圧）が、整流回路内の整流ダイオード４１，４２によって整流された後、平滑回路内の出力平滑コンデンサＣoutによって、平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutにより、負荷９へと直流出力電流Ｉoutが流れるとともに、負荷９に対して電力が供給される。

　また、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、インバータ回路２内に、前述したクランプダイオードとしての整流ダイオードＤ１，Ｄ２が設けられていることで、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧が、制限されることになる。具体的には、この共振コンデンサＣｒの両端間の電圧が、所定の範囲（グランド電圧以上、かつ、直流入力電圧Ｖin以下の範囲内）に、クランプされる。これにより、例えば、負荷９の短絡時（負荷短絡時）等において、トランス３やスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（ＭＯＳ－ＦＥＴ）等の素子に流れる電流（過電流）が、抑えられることになる。

（Ｂ．負荷短絡時等の動作）
　続いて、図１に加えて図２～図４を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作（上記した負荷９の短絡時等の詳細動作）について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。

（Ｂ－１．比較例）
　図２は、比較例に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１０１）の概略構成例を、回路図で表したものである。この比較例のスイッチング電源装置１０１は、図１に示した本実施の形態のスイッチング電源装置１において、前述した電流検出部６を設けないようにすると共に、駆動回路５の代わりに駆動回路１０５を設けるようにしたものに対応している。

　駆動回路１０５は、駆動回路５と同様にして、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作を制御する（スイッチング駆動を行う）。ただし、このスイッチング電源装置１０１では電流検出部６が設けられていないことから、駆動回路１０５では駆動回路５とは異なり、電流検出部６における検出結果Ｒｄに応じたスイッチング駆動は、行われないようになっている。

　また、図３は、このような比較例における過電流状態時（上記した負荷短絡等によって過電流が流れている状態時）の動作例を、タイミング波形図で表したものである。具体的には、図３（Ａ）～図３（Ｄ）ではそれぞれ、図２中に示した、直流出力電圧Ｖout、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒ、１次側巻線３１に流れる電流Ｉ３１、整流ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流ＩＤ１，ＩＤ２について、各タイミング波形例を示している。なお、この図３において、横軸は時間ｔを示している。

　この図３に示した動作例では、タイミングｔ１において、負荷９の短絡に起因した過電流状態となっている。具体的には、負荷９の短絡によって、直流出力電圧Ｖout＝０Ｖとなり、電流Ｉ３１，ＩＤ１，ＩＤ２および電圧Ｖｃｒがいずれも、増大している。

　ここで、この比較例のスイッチング電源装置１０１では、上記したように電流検出部６が設けられていないことから、以下のようなおそれがある。すなわち、上記したような負荷短絡時等において過電流が発生した場合に、そのような過電流の検出が遅れて、その対処（スイッチング電源装置１０１の動作を停止させること）も遅れてしまうおそれがある。そして、そのような対処が遅れると、過大な電流が流れ続けることで、スイッチング電源装置１０１内の各素子（トランス３やスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２等の部品）が破損してしまうおそれがあり、スイッチング電源装置１０１の信頼性が低下する。

　また、この比較例において、例えば、直流出力電流Ｉoutや、トランス３の巻線に流れる電流（１次側巻線３１に流れる電流Ｉ３１など）等を常時検出することで、負荷短絡時等での過電流検出を行う手法も考えられるが、以下のような問題がある。すなわち、スイッチング電源装置１０１の通常動作時においても、上記した電流を常時検出していることから、そのような電流検出の際に、不要な電力損失が生じてしまう（電力損失が増大してしまう）ことになる。

　このようにして、この比較例のスイッチング電源装置１０１では、信頼性が低下したり、電力損失が増大してしまうおそれがある。

（Ｂ－２．本実施の形態）
　これに対して、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、上記したような負荷９の短絡時（過電流状態時）に、以下のような動作が行われる。図４は、本実施の形態における過電流状態時の動作例を、模式的に回路図で表したものである。

　まず、本実施の形態では前述したように、クランプダイオードとしての整流ダイオードＤ１，Ｄ２によって、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧が、所定の範囲にクランプされる。また、本実施の形態では、このような整流ダイオードＤ１において電流ＩＤ１が流れているのか否かが、電流検出部６によって検出される。そして、駆動回路５は、この電流検出部６によって、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れていることが検出された場合には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がいずれもオフ（ＯＦＦ）状態に設定されるように、前述したスイッチング駆動を行う（図４参照）。

　このようにして本実施の形態では、電流ＩＤ１（負荷短絡時等での過電流）が流れていることを検出した場合には、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオフ状態に設定して、スイッチング電源装置１の動作を（速やかに）停止させるようにしている。これにより本実施の形態では、上記比較例とは異なり、負荷短絡時等において過大な電流が流れ続けて、各素子（トランス３やスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２等の部品）が破損してしまうおそれが、回避される。

　また、このような電流ＩＤ１（クランプダイオードとしての整流ダイオードＤ１に流れる電流）は、前述したように、スイッチング電源装置１の通常動作時には流れず、負荷短絡時等（過電流状態時）にのみ、流れるようになっている。つまり、本実施の形態では、例えば前述した手法（直流出力電流Ｉoutや電流Ｉ３１等を常時検出することで、負荷短絡時等での過電流検出を行う手法）とは異なり、負荷短絡時等の過電流状態時にのみ、過電流検出が行われることになる。これにより本実施の形態では、スイッチング電源装置１の通常動作時における不要な電力損失が回避され、ほぼ無損失にて過電流検出ができるようになる。

　以上のことから、本実施の形態では上記比較例等と比べ、スイッチング電源装置１における電力損失を抑えつつ、信頼性を向上させることが可能となる。

　また、上記したように、過電流に起因した各素子の破損を回避できることから、低い定格電流の素子を使用することができる結果、スイッチング電源装置１の小型化や低コスト化を図ることも可能となる。

　また、本実施の形態では、整流ダイオードＤ１における順方向電圧降下に対応する電圧値ＶＤ１が、閾値電圧Ｖth１以上（ＶＤ１≧Ｖth１）となった場合に、電流検出部６において、電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを出力する（図４参照）。これにより本実施の形態では、負荷短絡時等での過電流検出を、容易に行うことが可能となる。

　更に、本実施の形態では、前述したようにして、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、固定された時比率にてスイッチング動作すると共に、スイッチング周波数ｆｓｗが可変動作するようにしてスイッチング駆動を行うようにしたので、以下のようになる。すなわち、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２でのソフトスイッチングが容易となることから、スイッチング損失が低減され、その結果、放熱部品等の部材の小型化を図ることができる。よって、本実施の形態では、スイッチング電源装置１の小型化を図ることが可能となる。

　加えて、本実施の形態では、インバータ回路２における共振インダクタＬｒが、トランス３における漏れインダクタンスによって構成されるようにした場合には、共振インダクタＬｒを別個に設ける必要がなくなることから、部品点数を低減することができる。その結果、スイッチング電源装置１における更なる小型化や、低コスト化を図ることが可能となる。

　また、本実施の形態では、インバータ回路２におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、ＭＯＳ－ＦＥＴによって構成されるようにしたので、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすることができ、部品の小型化を図ることが可能となる。

　更に、本実施の形態では、整流平滑回路４における整流回路を、いわゆる「センタタップ型」の整流回路としたので、例えば、いわゆる「ブリッジ型」の整流回路とした場合と比べ、以下のようになる。すなわち、整流素子の個数が２つ（整流ダイオード４１，４２）となって、少なくなる結果、整流回路の小型化や低損失化、低コスト化を図ることが可能となる。

＜２．変形例＞
　続いて、上記実施の形態の変形例（変形例１，２）について説明する。なお、以下では、実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［変形例１］
（構成）
　図５は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。

　なお、実施の形態と同様に、直流入力電源１０とこのスイッチング電源装置１Ａとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。

　この変形例１のスイッチング電源装置１Ａは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２および電流検出部６の代わりに、インバータ回路２Ａおよび電流検出部６Ａをそれぞれ設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。

　インバータ回路２Ａは、インバータ回路２において、整流ダイオードＤ１に対して直列接続された抵抗素子Ｒ１を、更に設けるようにしたものとなっており、他の構成は同様となっている。具体的には図５に示したように、この抵抗素子Ｒ１は、整流ダイオードＤ１のアノードと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、配置されている。

　電流検出部６Ａは、前述した電流検出部６と同様に、整流ダイオードＤ１において電流ＩＤ１が流れているのか否かを検出する回路である。ただし、この電流検出部６Ａは、電流検出部６とは異なり、以下のようにして、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れていることを検出する（電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを、駆動回路５へと出力する）ようになっている。

　すなわち、電流検出部６Ａは、上記した抵抗素子Ｒ１における両端間の電圧値ＶＲ１（絶対値，正の値）が、閾値電圧Ｖth２以上（ＶＲ１≧Ｖth２）となった場合に、電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを出力する（図５参照）。言い換えると、電流検出部６Ａは、抵抗素子Ｒ１に流れる電流値が、（閾値電圧Ｖth２／抵抗素子Ｒ１の抵抗値）以上となった場合に、電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを出力する。一方、そのような電圧値ＶＲ１が閾値電圧Ｖth２未満（ＶＲ１＜Ｖth２）である場合には、電流検出部６Ａは、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れていないとの検出結果Ｒｄを出力することになる。言い換えると、電流検出部６Ａは、抵抗素子Ｒ１に流れる電流値が、（閾値電圧Ｖth２／抵抗素子Ｒ１の抵抗値）未満となった場合には、電流ＩＤ１が流れていないとの検出結果Ｒｄを出力する。

　なお、上記した閾値電圧Ｖth１は、本発明における「第１の閾値」の一具体例に対応している。

（作用・効果）
　このような構成からなる変形例１のスイッチング電源装置１Ａにおいても、基本的には、実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。

　また、特にこの変形例１では、上記したように、整流ダイオードＤ１に直列接続された抵抗素子Ｒ１の両端間の電圧値ＶＲ１が、閾値電圧Ｖth２以上（ＶＲ１≧Ｖth２）となった場合に、電流検出部６Ａにおいて、電流ＩＤ１が流れているとの検出結果Ｒｄを出力する（図５参照）。これによりこの変形例１では、過電流検出の際の閾値を、抵抗素子Ｒ１を用いて微調整できることから、利便性を向上させることが可能となる。

［変形例２］
　変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）は、上記実施の形態において、整流平滑回路４内の整流回路をそれぞれ、以下説明するように、いわゆる同期整流回路としたものとなっている。

　具体的には、図６は、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の概略構成例を、回路図で表したものである。

　この変形例２のスイッチング電源装置１Ｂは、実施の形態のスイッチング電源装置１において、整流平滑回路４の代わりに整流平滑回路４Ｂを設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。

　この変形例２における同期整流回路では、図６に示したように、実施の形態で説明した整流ダイオード４１，４２がそれぞれ、スイッチング素子としてのＭＯＳ－ＦＥＴ（ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４）により構成されている。そして、この同期整流回路では、各ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４の寄生ダイオードが導通する期間と同期して、これらのＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４自身もオン状態となる（同期整流を行う）ように、制御される。具体的には、この変形例２の駆動回路５は、駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４を用いて、各ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４のオン・オフ動作を制御するようになっている（図６参照）。

　なお、実施の形態および変形例１と同様に、直流入力電源１０とこのスイッチング電源装置１Ｂとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。

　このような構成からなる変形例２のスイッチング電源装置１Ｂにおいても、基本的には、実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。

　また、特にこの変形例２では、整流回路における複数の整流素子（整流ダイオード）がそれぞれ、スイッチング素子によって構成されており、この整流回路が同期整流回路になっているようにしたので、以下のようになる。すなわち、このような同期整流回路によって、整流時の導通損失が低減されることから、整流回路の小型化や低損失化を図ることが可能となる。ちなみに、このようなスイッチング素子としては、上記したＭＯＳ－ＦＥＴの他、例えば、ＨＥＭＴ（（High Electron Mobility Transistor）＝ＨＦＥＴ（Heterostructure Field-Effect Transistor））や、並列にダイオード付加したＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタ等が、挙げられる。

　なお、この変形例２においても、前述した変形例１と同様に、インバータ回路２および電流検出部６の代わりに、インバータ回路２Ａおよび電流検出部６Ａを設けるようにしてもよい。つまり、変形例１，２の構成同士を、互いに組み合わせるようにしてもよい。

＜３．その他の変形例＞
　以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。

　例えば、上記実施の形態等では、インバータ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、インバータ回路として他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、互いに直列接続されている、共振インダクタＬｒと１次側巻線３１との配置関係については、実施の形態等で説明した配置関係には限られず、互いに順不同（逆の配置）となっていてもよい。また、上記実施の形態等では、共振コンデンサＣｒが、接続点Ｐ２と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されている場合の例について説明したが、例えば、共振コンデンサＣｒが、接続点Ｐ２と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に配置されているようにしてもよい。更に、上記実施の形態等では、電流検出部６，６Ａがそれぞれ、整流ダイオードＤ１に電流ＩＤ１が流れているのか否かを検出する場合の例について説明したが、この例には限られない。すなわち、例えば電流検出部６，６Ａがそれぞれ、整流ダイオードＤ２に電流ＩＤ２が流れているのか否かを検出したり、あるいは、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の双方について電流ＩＤ１，ＩＤ２が流れているのかを検出したりするようにしてもよい。なお、整流ダイオードＤ２に電流ＩＤ２が流れているのか否かを検出する場合には、前述した変形例１の場合と同様に、この整流ダイオードＤ２に対して直列接続された抵抗素子Ｒ１を設け、この抵抗素子Ｒ１の両端間の電圧値ＶＲ１を利用して過電流検出を行うようにしてもよい。

　また、上記実施の形態等では、トランス（１次側巻線および２次側巻線）の構成を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、トランス（１次側巻線および２次側巻線）として他の構成のものを用いるようにしてもよい。

　更に、上記実施の形態等では、整流平滑回路（整流回路および平滑回路）の構成を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、整流平滑回路（整流回路および平滑回路）として他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、上記実施の形態等では、いわゆる「センタタップ型」の整流回路を例に挙げて説明したが、この例には限られず、例えば、いわゆる「ブリッジ型」の整流回路等であってもよい。

　加えて、上記実施の形態等では、駆動回路による各スイッチング素子の動作制御（スイッチング駆動）の手法を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、スイッチング駆動の手法として、他の手法を用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、前述した負荷短絡時（過電流状態時）におけるスイッチング駆動の手法については、上記実施の形態等で説明した手法には限られず、他の手法を用いるようにしてもよい。また、上記実施の形態等では、電流検出部による電流検出の手法を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、他の手法を用いて電流検出を行うようにしてもよい。

　また、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ－ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ－ＤＣコンバータなどの、他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。

　更に、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。

Claims (7)

1. 　入力電圧が入力される入力端子対と、
   　出力電圧が出力される出力端子対と、
   　１次側巻線および２次側巻線を有するトランスと、
   　前記入力端子対と前記１次側巻線との間に配置されており、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、共振インダクタと、共振コンデンサと、を含んで構成されたインバータ回路と、
   　前記出力端子対と前記２次側巻線との間に配置されており、複数の整流素子を有する整流回路と、平滑コンデンサを有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、
   　前記第１および第２の整流素子のうちの少なくとも一方の整流素子において、電流が流れているのか否かを検出する電流検出部と、
   　前記インバータ回路における前記第１および第２のスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と
   　を備え、
   　前記第１および第２のスイッチング素子は、前記入力端子対に対して個別に接続された一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されており、
   　前記第１および第２の整流素子は、前記一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されており、
   　前記共振インダクタおよび前記１次側巻線は、前記第１および第２のスイッチング素子同士の接続点である第１の接続点と、前記第１および第２の整流素子同士の接続点である第２の接続点との間において、互いに順不同で直列接続されており、
   　前記共振コンデンサは、前記第２の接続点と、前記一対の接続ラインのうちの一方の接続ラインとの間に、配置されており、
   　前記駆動部は、
   　前記電流検出部によって、前記少なくとも一方の整流素子において前記電流が流れていることが検出された場合には、
   　前記第１および第２のスイッチング素子が、いずれもオフ状態に設定されるように、前記スイッチング駆動を行う
   　スイッチング電源装置。
2. 　前記電流検出部は、
   　前記少なくとも一方の整流素子における順方向電圧降下に対応する電圧値が、第１の閾値以上となった場合に、
   　前記電流が流れているとの検出結果を出力する
   　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 　前記インバータ回路は、前記少なくとも一方の整流素子に対して直列接続された抵抗素子を、更に含んでおり、
   　前記電流検出部は、
   　前記抵抗素子における両端間の電圧値が、第２の閾値以上となった場合（前記抵抗素子に流れる電流値が、（前記第２の閾値／前記抵抗素子の抵抗値）以上となった場合）に、
   　前記電流が流れているとの検出結果を出力し、
   　前記両端間の電圧値が前記第２の閾値未満となった場合（前記電流値が、（前記第２の閾値／前記抵抗値）未満となった場合）、
   　前記電流が流れていないとの検出結果を出力する
   　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 　前記駆動部は、前記第１および第２のスイッチング素子がそれぞれ、固定された時比率にてスイッチング動作すると共に、スイッチング周波数が可変動作するように、前記スイッチング駆動を行う
   　請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 　前記複数の整流素子がそれぞれ、スイッチング素子により構成されており、前記整流回路が、同期整流回路となっている
   　請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 　前記共振インダクタが、前記トランスにおける漏れインダクタンスにより構成されている
   　請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 　請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、
   　前記入力端子対に対して前記入力電圧を供給する電源と
   　を備えた電力供給システム。
   
   　                                                                              

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