JP3637713B2 - コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力された電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、接続した負荷あるいは配電系統に電力を供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図８を使用して説明する。コンバータ２１は、外部から供給される直流電源３１を周波数変換して負荷３２に供給するものであり、インバータ回路２２と高周波トランス２４からなる共振型インバータ部と、限流コイル２５と、整流手段２６と、周波数変換回路２７と、周波数変換回路２７の出力に接続したノイズフィルタ３０と、インバータ回路２２と周波数変換回路２７を制御する制御手段２８と、制御手段２８に制御タイミングを示す情報を供給する電流モニタ２９とを備えている。
【０００３】
高周波トランス２４は、インバータ回路２２を構成するスイッチング素子によって直流電源３１が供給する直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。また高周波トランス２４の出力は、ダイオード２６ａとコンデンサ２６ｂによって構成している整流手段２６によって整流・平滑され、制御手段２８が周波数変換回路２７を商用周波数で駆動することによって、商用周波数の交流となるものである。
【０００４】
以下に図１０に基づいてその動作を説明する。図１０において、ＶＧＥはスイッチング素子２３のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＬＰは高周波トランスの１次巻線の電圧波形を、ＩＬＰは同電流波形を、ＶＤＳはダイオードの電圧波形を、ＩＤＳは同電流波形を示している。制御手段２８の指示に基づいてスイッチング素子２３がオン時間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス２４の１次巻線２４ａには直線的に増加する電流ＩＬＰが流れる。この時ＶＬＰは直流電源３１の電圧が印加されている。制御手段２８の指示によってスイッチング素子２３がオフすると、前記１次巻線２４ａと共振コンデンサによって共振回路が形成される。この結果、ＶＬＰとＩＬＰは図９に示しているような共振波形となる。なお、高周波トランス２４の２次巻線２４ｂには１次巻線２４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生する。このときスイッチング素子２３がオフしている間は出力電流が流れないため、ダイオード２６ａの両端にはＶＬＰと同じ電圧が印加されている。次にスイッチング素子２３がオンすると、ダイオード２６ａには電流が流れる。この電流はコンデンサ２６ｂで平滑されて出力電流となる。なお、ＶＤＳはゼロである。また制御手段２８はスイッチング素子２３のオン時間をＰＷＭ変調しているため、出力電流のエンベロープは商用周波数の２倍となっており、周波数変換回路２７の出力は商用周波数となるものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成のコンバータは、整流手段に高電圧が印加され、高耐圧のダイオードを使用しなければならないという課題を有している。つまり整流手段は１個のダイオードを使用する半波整流回路となっており、スイッチング素子の導通時もしくは非導通時のどちらか一方の間だけ、負荷側に電力を放出する構成となっているものである。したがって、負荷側に電力を供給しない間は、２次側は開放状態となっており、特にスイッチング素子の導通・非導通の切り換え時に、スパイク電圧が発生するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような従来の構成が有している課題を解決するもので、高周波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコンデンサからなる半波倍電圧整流として、スイッチング素子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータとしている。
【０００７】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子がオフすると前記１次巻線と前記共振コンデンサが共振回路を形成し、前記高周波トランスの１次巻線の電圧波形と電流波形を共振波形となるべく前記スイッチング素子をオン・オフし、前記スイッチング素子と前記周波数変換回路を前記周波数変換回路の出力電流が商用周波数となるように制御し、かつ、高周波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコンデンサからなる半波倍電圧整流回路として、スイッチング素子の導通時及び非導通時のいずれの期間中にも、高周波トランスの１次側から２次側に電力を供給でき、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータとしている。
【０００８】
請求項２に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードを高周波トランスに対してフォワード向きに配置して、電流のピーク値を小さくでき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータを実現できる。
【０００９】
請求項３に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードを高周波トランスに対してフライバック向きに配置して、負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるものである。
【００１０】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスを使用し、この２巻線のそれぞれを商用周波数の正負に同期させて交互に出力させるようにして、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバータとしている。
【００１１】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用して、高周波トランスに定電流源的作用を持たせることによって限流用のコイルを設ける必要のないコンバータとしている。
【００１２】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１は本実施例のコンバータで、入力された直流電源１１の直流電圧を商用周波数に変換して接続した負荷１２に供給している。コンバータ１は、インバータ２・高周波トランス４・限流コイル５・整流手段１６・フィルタ１３・周波数変換回路７・ノイズフィルタ１０・電流モニタ９と、全てのスイッチング素子の導通時間を制御する制御手段８によって構成している。インバータ２は、高周波トランス４の１次巻線４ａと並列に接続した共振コンデンサ２ａと、ＩＧＢＴで構成したスイッチング素子３と、直流電源１１と並列に接続した平滑コンデンサ２ｂを備えている。整流手段１６はダイオードとコンデンサを組み合わせた構成としている。また周波数変換回路７はＩＧＢＴを使用した４個のスイッチング素子７ａ〜７ｄを備えており、制御手段８の指令によって動作している。つまり、スイッチング素子７ａ・スイッチング素子７ｄと、スイッチング素子７ｂ・スイッチング素子７ｃとが対になって導通するものである。また制御手段８はスイッチング素子３をＰＷＭ制御している。
【００１３】
以下、本実施例の動作について説明する。高周波トランス４の１次巻線４ａには、直流電源１１が供給する直流電圧をスイッチング素子３によってオンオフした高周波電圧が印加される。高周波トランス４の２次コイル４ｂには、１次コイル４ａに印加された高周波電圧と相似の高周波電圧が誘起される。この高周波電圧は、２次巻線４ａに接続した整流手段１６によって整流され、フィルタ１３を介して周波数変換回路７に印加される。なお、整流手段１６の前段に接続した限流コイル５によって、フィルタ１３から周波数変換回路７に供給する電流は定電流となっているものである。このとき制御手段８は、スイッチング素子３と、周波数変換回路７を構成するスイッチング素子７ａ〜７ｄの導通時間を、周波数変換回路７の出力電流が商用周波数となるように制御しているものである。この結果、周波数変換回路７の出力電流は、ほぼ商用周波数の脈流となるものである。このとき周波数変換回路７の前段に接続したフィルタ１３と出力側に接続したノイズフィルタ１０とは、この脈流出力から高周波成分をカットし、低歪み率の電流として負荷１２に供給するものである。
【００１４】
このとき本実施例では、整流手段１６にダイオードとコンデンサによって構成した半波倍電圧整流回路を使用しているものである。このため、スイッチング素子３の導通時あるいは非導通時に半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来、スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力を有効に利用することができるものである。前記したようにスイッチング素子３の導通時にも非導通時にも半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来るため、半波倍電圧整流回路を構成するダイオードには特に高耐圧を必要とする理由はなくなるものである。
【００１５】
以上のように本実施例によれば、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するものである。特に数キロワット以上の大電力変換を実行する場合には、ダイオードを高耐圧とする必要がないことは安価なコンバータを構成する上で非常に大きなメリットとなるものである。
【００１６】
（実施例２）
続いて本発明の第２の実施例について説明する。本実施例では図２に示しているように、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成しているものである。
【００１７】
以下に図３に基づいてその動作を説明する。ＶＧＥはスイッチング素子３のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＬＰは高周波トランス４の１次巻線４ａの電圧波形を、ＩＬＰは同電流波形を、ＶＤＳ１は第１のダイオード１６ｂの電圧波形を、ＩＤＳ１は同電流波形を、ＶＤＳ２は第２のダイオード１６ｃの電圧波形を、ＩＤＳ２は同電流波形を示している。制御手段８の指示に基づいて、スイッチング素子３がオン時間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス４の１次巻線４ａには直線的に増加する電流ＩＰが流れる。この時ＶＬＰは直流電源１１が供給する電圧となっている。制御手段８の指示によってスイッチング素子３がオフすると、１次巻線４ａと共振コンデンサ２ａは共振回路を形成し、ＶＬＰとＩＬＰの波形は図３に示すような共振波形となる。このとき本実施例では、ゼロ電圧スイッチングを実行することによってスイッチング素子３の損失を最小に抑えている。なお、高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生している。この２次電圧は、スイッチング素子３がオフしている間は、整流手段１６を構成する第１のダイオード１６ｂを介してコンデンサ１６ａを充電する。従って図３に示しているように、ＶＤＳ１はほぼゼロとなっており、ＩＤＳ１は２次巻線４ｂに発生している電圧と限流コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさの電流が流れている。このときＶＤＳ２は出力電圧と同等の逆電圧となっており、電流はゼロである。次にスイッチング素子３がオンすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされて、ＶＤＳ１は出力電圧と同等の逆電圧となり、電流は流れないためＩＤＳ１はゼロである。このとき、第２のダイオード１６ｃは導通しておりＶＤＳ２はゼロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流ＩＤＳ２は、２次巻線４ｂとコンデンサ１６ａで決定する電圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の定数によって決まる大きさとなり、コンバータ１の出力電流となるものである。
【００１８】
つまり、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成した場合には、スイッチング素子３のオン時間が直接、負荷１２に対する出力電流期間となるものである。すなわち、出力の線形性を得ることが容易で出力を容易に調整できるものである。しかもゼロ電圧スイッチングを確保していることと、スイッチング素子３のオン時間をオフ時間よりも長くしているため、スイッチング素子３の広い動作周波数領域においてフィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくすることができる。
【００１９】
以上のように本実施例によれば、スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力を有効に利用することができ、出力の線形性を得ることが容易で出力を容易に調整できるものである。また、フィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくでき、フィルタ１３の責務を緩和することができることから、より安価なコンバータを実現できる。
【００２０】
（実施例３）
続いて本発明の第３の実施例について説明する。本実施例では図４に示しているように、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフライバック向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成しているものである。
【００２１】
以下に図５に基づいてその動作を説明する。高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生する。この２次電圧はスイッチング素子３がオンしている間は、第１のダイオード１６ｂを通じてコンデンサ１６ａを充電する。したがってこの期間は、ＶＤＳ１はほぼゼロとなっており、ＩＤＳ１は高周波トランス４の２次巻線電圧と限流コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさの電流が第１のダイオード１６ｂを流れる。このとき第２のダイオード１６ｃの両端の電圧ＶＤＳ２は、出力電圧と同等の逆電圧となっており、ここを流れる電流ＩＤＳ２はゼロである。スイッチング素子３がオフすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされて、ＶＤＳ１は出力電圧と同等の逆電圧となる。またこのときＩＤＳ１はゼロである。第２のダイオード１６ｃは導通しており、ＶＤＳ２はゼロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流ＩＤＳ２は、高周波トランス４の２次巻線出力とコンデンサ１６ａの大きさで決定する電圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の定数によって大きさが決定される。１次巻線４ａの両端の電圧ＶＬＰは、スイッチング素子３がオフである間は、共振電圧を発生するためオンの時に比べて最大で約７倍の電圧となっているものである。従って限流コイル５には十分な電流を流すことができ、大きな出力電流を得ることが可能である。
【００２２】
以上のように本実施例によれば、高周波トランス４の２次側に設けた整流手段１６を高周波トランス４に対してフライバック向きに構成することによって、例えば負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるものである。従って、より安価なコンバータを実現できるものである。
【００２３】
（実施例４）
続いて本発明の第４の実施例について説明する。本実施例では図６に示しているように、高周波トランス４の２次側に２組の巻線４ｂ・４ｃを設け、それぞれに出力回路を設ける構成としているものである。すなわち、限流コイル４５・整流手段４６・周波数変換回路４７を設けるようにしており、制御手段８は２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して前記周波数変換回路４７の出力を切り替えるようにしているものである。
【００２４】
以下本実施例の動作について説明する。高周波トランス４の２次巻線４ｂ・４ｃには、１次巻線４ａに印加された電圧と相似の電圧が発生している。この電圧を整流手段４６を使用して整流し、周波数変換回路４７に加えているものである。周波数変換回路４７にはスイッチ４７ａとスイッチ４７ｂとを設けており、制御手段８はこの２つのスイッチを交互に駆動して出力する電流の波形が所定の商用周波数の波形となるようにしているものである。
【００２５】
以上の様に本実施例は、高周波トランス４の２次巻線は２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変換し、２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して、商用周波数の正負に同期させて交互に出力するようにして所定の商用交流の出力を得るようにしているものであり、非常に構成の簡単なコンバータを実現できるものである。
【００２６】
（実施例５）
次に本発明の第５の実施例について説明する。本実施例では図７に示しているように、高周波トランス５４としてリーケージトランスを使用するようにしているものである。このリーケージトランスは、１次巻線５４ａで発生する磁束の一部が２次巻線５４ｂと鎖交しないようにコアに空隙を設けた構成としているものである。従って、等価的にリーケージインダクタンスを有する構成となっているものである。本実施例ではこのリーケージインダクタンスを積極的に利用して、つまり前記各実施例で使用している限流コイルを省略した構成としているものである。
【００２７】
以上の構成とすることによって、高周波トランス５４が有しているリーケージインダクタンスを限流コイルの代わりに使用することができ、高周波トランス５４の２次巻線の出力はほぼ定電流の出力となるものである。したがって本実施例によれば、限流コイルを使用する必要がなく、しかもこれに伴って配線も簡素化できるものであり、より簡単な構成で、信頼性の高いコンバータを実現できるものである。
【００２８】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、直流電源と、高周波トランスと高周波トランスの１次巻線に並列接続した共振コンデンサとスイッチング素子とからなる高周波インバータ回路と、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に変換する４個のスイッチング素子からなる周波数変換回路と、周波数変換回路に接続したノイズフィルタと、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子がオフすると前記１次巻線と前記共振コンデンサが共振回路を形成し、前記高周波トランスの１次巻線の電圧波形と電流波形を共振波形となるべく前記スイッチング素子をオン・オフし、前記スイッチング素子と前記周波数変換回路を前記周波数変換回路の出力電流が商用周波数となるように制御し、かつ、前記整流手段はダイオードとコンデンサとを半波倍電圧回路に構成して、スイッチング素子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するものである。
【００２９】
請求項２に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフォワード向きに配置した構成として、電流のピーク値を小さくでき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータを実現できる。
【００３０】
請求項３に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフライバック向きに配置した構成として、負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるコンバータを実現できる。
【００３１】
請求項４に記載した発明は、高周波トランスの２次巻線を２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変換し、商用周波数の正負に同期させて交互に出力する構成として、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバータを実現するものである。
【００３２】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した構成として、限流用のコイルを設ける必要のないコンバータを実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図２】 本発明の第２の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図３】 同、各部の動作を示す波形図
【図４】 本発明の第３の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図５】 同、各部の動作を示す波形図
【図６】 本発明の第４の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図７】 本発明の第５の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図８】 従来のコンバータの構成を示すブロック図
【図９】 同、各部の動作を示す波形図
【符号の説明】
２ 高周波インバータ回路
２ａ 共振コンデンサ
３ スイッチング素子
４ 高周波トランス
４ａ １次巻線
４ｂ ２次巻線
４ｃ ２次巻線
７ 周波数変換回路
８ 制御手段
１０ ノイズフィルタ
１１ 直流電源
１６ 整流手段
１６ａ 第１のダイオード
１６ｂ 第２のダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力された電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、接続した負荷あるいは配電系統に電力を供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図８を使用して説明する。コンバータ２１は、外部から供給される直流電源３１を周波数変換して負荷３２に供給するものであり、インバータ回路２２と高周波トランス２４からなる共振型インバータ部と、限流コイル２５と、整流手段２６と、周波数変換回路２７と、周波数変換回路２７の出力に接続したノイズフィルタ３０と、インバータ回路２２と周波数変換回路２７を制御する制御手段２８と、制御手段２８に制御タイミングを示す情報を供給する電流モニタ２９とを備えている。
【０００３】
高周波トランス２４は、インバータ回路２２を構成するスイッチング素子によって直流電源３１が供給する直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。また高周波トランス２４の出力は、ダイオード２６ａとコンデンサ２６ｂによって構成している整流手段２６によって整流・平滑され、制御手段２８が周波数変換回路２７を商用周波数で駆動することによって、商用周波数の交流となるものである。
【０００４】
以下に図１０に基づいてその動作を説明する。図１０において、ＶＧＥはスイッチング素子２３のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＬＰは高周波トランスの１次巻線の電圧波形を、ＩＬＰは同電流波形を、ＶＤＳはダイオードの電圧波形を、ＩＤＳは同電流波形を示している。制御手段２８の指示に基づいてスイッチング素子２３がオン時間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス２４の１次巻線２４ａには直線的に増加する電流ＩＬＰが流れる。この時ＶＬＰは直流電源３１の電圧が印加されている。制御手段２８の指示によってスイッチング素子２３がオフすると、前記１次巻線２４ａと共振コンデンサによって共振回路が形成される。この結果、ＶＬＰとＩＬＰは図９に示しているような共振波形となる。なお、高周波トランス２４の２次巻線２４ｂには１次巻線２４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生する。このときスイッチング素子２３がオフしている間は出力電流が流れないため、ダイオード２６ａの両端にはＶＬＰと同じ電圧が印加されている。次にスイッチング素子２３がオンすると、ダイオード２６ａには電流が流れる。この電流はコンデンサ２６ｂで平滑されて出力電流となる。なお、ＶＤＳはゼロである。また制御手段２８はスイッチング素子２３のオン時間をＰＷＭ変調しているため、出力電流のエンベロープは商用周波数の２倍となっており、周波数変換回路２７の出力は商用周波数となるものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成のコンバータは、整流手段に高電圧が印加され、高耐圧のダイオードを使用しなければならないという課題を有している。つまり整流手段は１個のダイオードを使用する半波整流回路となっており、スイッチング素子の導通時もしくは非導通時のどちらか一方の間だけ、負荷側に電力を放出する構成となっているものである。したがって、負荷側に電力を供給しない間は、２次側は開放状態となっており、特にスイッチング素子の導通・非導通の切り換え時に、スパイク電圧が発生するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明はこのような従来の構成が有している課題を解決するもので、高周波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコンデンサからなる半波倍電圧整流として、スイッチング素子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータとしている。
【０００７】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子がオフすると前記１次巻線と前記共振コンデンサが共振回路を形成し、前記高周波トランスの１次巻線の電圧波形と電流波形を共振波形となるべく前記スイッチング素子をオン・オフし、前記スイッチング素子と前記周波数変換回路を前記周波数変換回路の出力電流が商用周波数となるように制御し、かつ、高周波トランスの２次巻線に接続する整流手段をダイオードとコンデンサからなる半波倍電圧整流回路として、スイッチング素子の導通時及び非導通時のいずれの期間中にも、高周波トランスの１次側から２次側に電力を供給でき、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータとしている。
【０００８】
請求項２に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードを高周波トランスに対してフォワード向きに配置して、電流のピーク値を小さくでき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータを実現できる。
【０００９】
請求項３に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードを高周波トランスに対してフライバック向きに配置して、負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるものである。
【００１０】
請求項４に記載した発明は、２組の２次巻線を有する高周波トランスを使用し、この２巻線のそれぞれを商用周波数の正負に同期させて交互に出力させるようにして、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバータとしている。
【００１１】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用して、高周波トランスに定電流源的作用を持たせることによって限流用のコイルを設ける必要のないコンバータとしている。
【００１２】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１は本実施例のコンバータで、入力された直流電源１１の直流電圧を商用周波数に変換して接続した負荷１２に供給している。コンバータ１は、インバータ２・高周波トランス４・限流コイル５・整流手段１６・フィルタ１３・周波数変換回路７・ノイズフィルタ１０・電流モニタ９と、全てのスイッチング素子の導通時間を制御する制御手段８によって構成している。インバータ２は、高周波トランス４の１次巻線４ａと並列に接続した共振コンデンサ２ａと、ＩＧＢＴで構成したスイッチング素子３と、直流電源１１と並列に接続した平滑コンデンサ２ｂを備えている。整流手段１６はダイオードとコンデンサを組み合わせた構成としている。また周波数変換回路７はＩＧＢＴを使用した４個のスイッチング素子７ａ〜７ｄを備えており、制御手段８の指令によって動作している。つまり、スイッチング素子７ａ・スイッチング素子７ｄと、スイッチング素子７ｂ・スイッチング素子７ｃとが対になって導通するものである。また制御手段８はスイッチング素子３をＰＷＭ制御している。
【００１３】
以下、本実施例の動作について説明する。高周波トランス４の１次巻線４ａには、直流電源１１が供給する直流電圧をスイッチング素子３によってオンオフした高周波電圧が印加される。高周波トランス４の２次コイル４ｂには、１次コイル４ａに印加された高周波電圧と相似の高周波電圧が誘起される。この高周波電圧は、２次巻線４ａに接続した整流手段１６によって整流され、フィルタ１３を介して周波数変換回路７に印加される。なお、整流手段１６の前段に接続した限流コイル５によって、フィルタ１３から周波数変換回路７に供給する電流は定電流となっているものである。このとき制御手段８は、スイッチング素子３と、周波数変換回路７を構成するスイッチング素子７ａ〜７ｄの導通時間を、周波数変換回路７の出力電流が商用周波数となるように制御しているものである。この結果、周波数変換回路７の出力電流は、ほぼ商用周波数の脈流となるものである。このとき周波数変換回路７の前段に接続したフィルタ１３と出力側に接続したノイズフィルタ１０とは、この脈流出力から高周波成分をカットし、低歪み率の電流として負荷１２に供給するものである。
【００１４】
このとき本実施例では、整流手段１６にダイオードとコンデンサによって構成した半波倍電圧整流回路を使用しているものである。このため、スイッチング素子３の導通時あるいは非導通時に半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来、スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力を有効に利用することができるものである。前記したようにスイッチング素子３の導通時にも非導通時にも半波倍電圧整流回路を構成するコンデンサに電荷を充電することが出来るため、半波倍電圧整流回路を構成するダイオードには特に高耐圧を必要とする理由はなくなるものである。
【００１５】
以上のように本実施例によれば、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するものである。特に数キロワット以上の大電力変換を実行する場合には、ダイオードを高耐圧とする必要がないことは安価なコンバータを構成する上で非常に大きなメリットとなるものである。
【００１６】
（実施例２）
続いて本発明の第２の実施例について説明する。本実施例では図２に示しているように、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成しているものである。
【００１７】
以下に図３に基づいてその動作を説明する。ＶＧＥはスイッチング素子３のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＬＰは高周波トランス４の１次巻線４ａの電圧波形を、ＩＬＰは同電流波形を、ＶＤＳ１は第１のダイオード１６ｂの電圧波形を、ＩＤＳ１は同電流波形を、ＶＤＳ２は第２のダイオード１６ｃの電圧波形を、ＩＤＳ２は同電流波形を示している。制御手段８の指示に基づいて、スイッチング素子３がオン時間ＴＯＮでオンすると、高周波トランス４の１次巻線４ａには直線的に増加する電流ＩＰが流れる。この時ＶＬＰは直流電源１１が供給する電圧となっている。制御手段８の指示によってスイッチング素子３がオフすると、１次巻線４ａと共振コンデンサ２ａは共振回路を形成し、ＶＬＰとＩＬＰの波形は図３に示すような共振波形となる。このとき本実施例では、ゼロ電圧スイッチングを実行することによってスイッチング素子３の損失を最小に抑えている。なお、高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生している。この２次電圧は、スイッチング素子３がオフしている間は、整流手段１６を構成する第１のダイオード１６ｂを介してコンデンサ１６ａを充電する。従って図３に示しているように、ＶＤＳ１はほぼゼロとなっており、ＩＤＳ１は２次巻線４ｂに発生している電圧と限流コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさの電流が流れている。このときＶＤＳ２は出力電圧と同等の逆電圧となっており、電流はゼロである。次にスイッチング素子３がオンすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされて、ＶＤＳ１は出力電圧と同等の逆電圧となり、電流は流れないためＩＤＳ１はゼロである。このとき、第２のダイオード１６ｃは導通しておりＶＤＳ２はゼロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流ＩＤＳ２は、２次巻線４ｂとコンデンサ１６ａで決定する電圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の定数によって決まる大きさとなり、コンバータ１の出力電流となるものである。
【００１８】
つまり、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフォワード向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成した場合には、スイッチング素子３のオン時間が直接、負荷１２に対する出力電流期間となるものである。すなわち、出力の線形性を得ることが容易で出力を容易に調整できるものである。しかもゼロ電圧スイッチングを確保していることと、スイッチング素子３のオン時間をオフ時間よりも長くしているため、スイッチング素子３の広い動作周波数領域においてフィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくすることができる。
【００１９】
以上のように本実施例によれば、スイッチング素子３の導通・非導通に関わらず１次側からの電力を有効に利用することができ、出力の線形性を得ることが容易で出力を容易に調整できるものである。また、フィルタ１３を流れる前の電流のピーク値を小さくでき、フィルタ１３の責務を緩和することができることから、より安価なコンバータを実現できる。
【００２０】
（実施例３）
続いて本発明の第３の実施例について説明する。本実施例では図４に示しているように、整流手段１６を、高周波トランス４の２次巻線４ｂに接続したコンデンサ１６ａと、高周波トランス４の２次巻線４ｂに対してフライバック向きに接続した第１のダイオード１６ｂと第２のダイオード１６ｃによって構成しているものである。
【００２１】
以下に図５に基づいてその動作を説明する。高周波トランス４の２次巻線４ｂには１次巻線４ａに発生した電圧ＶＬＰと相似形の電圧が発生する。この２次電圧はスイッチング素子３がオンしている間は、第１のダイオード１６ｂを通じてコンデンサ１６ａを充電する。したがってこの期間は、ＶＤＳ１はほぼゼロとなっており、ＩＤＳ１は高周波トランス４の２次巻線電圧と限流コイル５のインダクタンス及びコンデンサ１６ａの容量で決まる大きさの電流が第１のダイオード１６ｂを流れる。このとき第２のダイオード１６ｃの両端の電圧ＶＤＳ２は、出力電圧と同等の逆電圧となっており、ここを流れる電流ＩＤＳ２はゼロである。スイッチング素子３がオフすると、第１のダイオード１６ｂは逆バイアスされて、ＶＤＳ１は出力電圧と同等の逆電圧となる。またこのときＩＤＳ１はゼロである。第２のダイオード１６ｃは導通しており、ＶＤＳ２はゼロとなる。また第２のダイオード１６ｃを流れる電流ＩＤＳ２は、高周波トランス４の２次巻線出力とコンデンサ１６ａの大きさで決定する電圧と、負荷１２及びフィルタ１３・ノイズフィルタ１０の定数によって大きさが決定される。１次巻線４ａの両端の電圧ＶＬＰは、スイッチング素子３がオフである間は、共振電圧を発生するためオンの時に比べて最大で約７倍の電圧となっているものである。従って限流コイル５には十分な電流を流すことができ、大きな出力電流を得ることが可能である。
【００２２】
以上のように本実施例によれば、高周波トランス４の２次側に設けた整流手段１６を高周波トランス４に対してフライバック向きに構成することによって、例えば負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるものである。従って、より安価なコンバータを実現できるものである。
【００２３】
（実施例４）
続いて本発明の第４の実施例について説明する。本実施例では図６に示しているように、高周波トランス４の２次側に２組の巻線４ｂ・４ｃを設け、それぞれに出力回路を設ける構成としているものである。すなわち、限流コイル４５・整流手段４６・周波数変換回路４７を設けるようにしており、制御手段８は２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して前記周波数変換回路４７の出力を切り替えるようにしているものである。
【００２４】
以下本実施例の動作について説明する。高周波トランス４の２次巻線４ｂ・４ｃには、１次巻線４ａに印加された電圧と相似の電圧が発生している。この電圧を整流手段４６を使用して整流し、周波数変換回路４７に加えているものである。周波数変換回路４７にはスイッチ４７ａとスイッチ４７ｂとを設けており、制御手段８はこの２つのスイッチを交互に駆動して出力する電流の波形が所定の商用周波数の波形となるようにしているものである。
【００２５】
以上の様に本実施例は、高周波トランス４の２次巻線は２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変換し、２個のスイッチ４７ａ・４７ｂを使用して、商用周波数の正負に同期させて交互に出力するようにして所定の商用交流の出力を得るようにしているものであり、非常に構成の簡単なコンバータを実現できるものである。
【００２６】
（実施例５）
次に本発明の第５の実施例について説明する。本実施例では図７に示しているように、高周波トランス５４としてリーケージトランスを使用するようにしているものである。このリーケージトランスは、１次巻線５４ａで発生する磁束の一部が２次巻線５４ｂと鎖交しないようにコアに空隙を設けた構成としているものである。従って、等価的にリーケージインダクタンスを有する構成となっているものである。本実施例ではこのリーケージインダクタンスを積極的に利用して、つまり前記各実施例で使用している限流コイルを省略した構成としているものである。
【００２７】
以上の構成とすることによって、高周波トランス５４が有しているリーケージインダクタンスを限流コイルの代わりに使用することができ、高周波トランス５４の２次巻線の出力はほぼ定電流の出力となるものである。したがって本実施例によれば、限流コイルを使用する必要がなく、しかもこれに伴って配線も簡素化できるものであり、より簡単な構成で、信頼性の高いコンバータを実現できるものである。
【００２８】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、直流電源と、高周波トランスと高周波トランスの１次巻線に並列接続した共振コンデンサとスイッチング素子とからなる高周波インバータ回路と、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に変換する４個のスイッチング素子からなる周波数変換回路と、周波数変換回路に接続したノイズフィルタと、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子がオフすると前記１次巻線と前記共振コンデンサが共振回路を形成し、前記高周波トランスの１次巻線の電圧波形と電流波形を共振波形となるべく前記スイッチング素子をオン・オフし、前記スイッチング素子と前記周波数変換回路を前記周波数変換回路の出力電流が商用周波数となるように制御し、かつ、前記整流手段はダイオードとコンデンサとを半波倍電圧回路に構成して、スイッチング素子の導通時にも非導通時にも出力側に電力を供給できるようにして、高耐圧のダイオードを用いる必要のないコンバータを実現するものである。
【００２９】
請求項２に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフォワード向きに配置した構成として、電流のピーク値を小さくでき、使用する部品の電流定格を小さくでき、より安価なコンバータを実現できる。
【００３０】
請求項３に記載した発明は、整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフライバック向きに配置した構成として、負荷が配電系統で、しかも入力電圧が負荷よりも低い場合であっても、高周波トランスの１次２次間の巻数比を大きくして昇圧することなく、十分な出力電流を得ることができるコンバータを実現できる。
【００３１】
請求項４に記載した発明は、高周波トランスの２次巻線を２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変換し、商用周波数の正負に同期させて交互に出力する構成として、周波数変換回路の構成を簡単にしたコンバータを実現するものである。
【００３２】
請求項５に記載した発明は、高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した構成として、限流用のコイルを設ける必要のないコンバータを実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図２】 本発明の第２の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図３】 同、各部の動作を示す波形図
【図４】 本発明の第３の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図５】 同、各部の動作を示す波形図
【図６】 本発明の第４の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図７】 本発明の第５の実施例におけるコンバータの構成を示すブロック図
【図８】 従来のコンバータの構成を示すブロック図
【図９】 同、各部の動作を示す波形図
【符号の説明】
２ 高周波インバータ回路
２ａ 共振コンデンサ
３ スイッチング素子
４ 高周波トランス
４ａ １次巻線
４ｂ ２次巻線
４ｃ ２次巻線
７ 周波数変換回路
８ 制御手段
１０ ノイズフィルタ
１１ 直流電源
１６ 整流手段
１６ａ 第１のダイオード
１６ｂ 第２のダイオード
Claims (5)
- 直流電源と、高周波トランスと高周波トランスの１次巻線に並列接続した共振コンデンサとスイッチング素子とからなる高周波インバータ回路と、高周波トランスの２次巻線に接続した整流手段と、整流手段の出力を所定の周波数に変換する４個のスイッチング素子からなる周波数変換回路と、周波数変換回路に接続したノイズフィルタと、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子がオフすると前記１次巻線と前記共振コンデンサが共振回路を形成し、前記高周波トランスの１次巻線の電圧波形と電流波形を共振波形となるべく前記スイッチング素子をオン・オフし、前記スイッチング素子と前記周波数変換回路を前記周波数変換回路の出力電流が商用周波数となるように制御し、かつ、前記整流手段はダイオードとコンデンサとを半波倍電圧回路に構成したコンバータ。
- 整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフォワード向きに配置した請求項１記載のコンバータ。
- 整流手段を構成するダイオードは、高周波トランスに対してフライバック向きに配置した請求項１記載のコンバータ。
- 高周波トランスの２次巻線は２巻線とし、この２巻線の出力を周波数変換し、商用周波数の正負に同期させて交互に出力する請求項１から３のいずれか１項に記載したコンバータ。
- 高周波トランスとしてリーケージトランスを使用した請求項１から４のいずれか１項に記載したコンバータ。
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