JPH05111259A - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JPH05111259A
JPH05111259A JP4055334A JP5533492A JPH05111259A JP H05111259 A JPH05111259 A JP H05111259A JP 4055334 A JP4055334 A JP 4055334A JP 5533492 A JP5533492 A JP 5533492A JP H05111259 A JPH05111259 A JP H05111259A
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JP
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transformer
supply circuit
voltage
diode
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JP4055334A
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English (en)
Inventor
Henricus C J Buethker
コルネリス ヨハネス ビユトケル ヘンリカス
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 電源の妨害を低減させた電源回路を提供す
る。 【構成】 第１誘導性素子(3) を第１スイッチング手段
(7) によりそのスイッチング周期の一部中電源整流器
(1) の両端間に接続する。このスイッチング周期の上記
の一部中非導通となる第１整流ダイオード(11)を第１誘
導性素子(3) に接続する。この第１整流ダイオード(11)
が導通している期間中この第１整流ダイオードを流れる
電流が第１誘導性素子(1) 、第１スイッチング手段(7)
、第１整流ダイオード(11)及び第１蓄積キャパシタ(1
3)を有する第１切換電圧変換器の入力端子に流れないよ
うに第１整流ダイオード(11)を第１誘導性素子(3) に接
続する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、全波整流器と第１及び
第２切換電圧変換器との縦続接続回路を有する電源回路
であって、第１切換電圧変換器が第１誘導性素子と、第
１スイッチング手段と、第１整流ダイオードと、第１蓄
積キャパシタと、前記全波整流器の出力端子に結合され
整流された電源電圧を受ける入力端子とを有し、第２切
換電圧変換器が第２誘導性素子と、第２スイッチング手
段と、第２整流ダイオードと、第２蓄積キャパシタと、
前記の第１蓄積キャパシタに接続された入力端子とを有
し、この第２切換電圧変換器は出力電圧を生じる電源回
路の出力端子に結合され、電源回路は更に、電源電圧の
周期よりも著しく短いスイッチング周期で第１及び第２
切換電圧変換器のスイッチング手段の導通期間を制御す
る制御回路を具えている当該電源回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】一般には、縦続接続された２つの電圧変
換器を用いる代わりに１つの電圧変換器を用い、全波整
流器（電源整流器）とこの電圧変換器との間に蓄積キャ
パシタを設けている。この場合、この蓄積キャパシタの
両端間に電圧リプルが生じ、この電圧リプルが電圧変換
器により補正される。更に、出力電圧が負荷の変動及び
電源電圧の変動の双方又はいずれか一方にかかわらず一
定値に保たれる。
【０００３】上述した構造の場合、上述した回路を満足
に動作させるには入力蓄積キャパシタの容量値を大きく
する必要があるという欠点がある。従って、電源から取
出される電流はピークのある形状となり且つ不連続とな
り、従って電源に著しい妨害を及ぼす（電源の汚染）。
この電源の汚染は、一般にプレコンディショナーと称さ
れている他の切換電圧変換器を電源整流器と前記の切換
電圧変換器との間に配置することにより防止される。約
1996年から電源汚染を防止する条件が一層きびしくなる
ものであり、この条件は表示装置、コンピュータ等にも
適用されるであろう。約1996年にはIEC-555 に基づく欧
州標準規格EN60555 が効力を発揮するであろう。この場
合、第1切換電圧変換器（プレコンディショナー）はデ
ューティーサイクルを改善し、且つ電源から取出される
電流の調波を低減させるのに用いられ、第２切換電圧変
換器は第１切換電圧変換器の蓄積キャパシタに残される
電源リプルを補正するのに用いられる。
【０００４】最初に記載した本発明に関連する電源回路
はドイツ国特許出願第DE-3328723号明細書に開示されて
おり既知である。この場合の解決策では第１変換器とし
てアップコンバータが用いられている。電源整流器と現
存の変換器との間にアップコンバータを配置する目的
は、電源から連続的な電流を取出すことにある。この解
決策では電源から取だされる電流は連続的となるも、こ
の電流はピークのある形状となる為、電源は以前として
高周波で汚染されている。更に、この回路は第２切換変
換器と負荷との間に第３切換変換器をも有している為、
この解決策は複雑で高価なものとなる。
【０００５】この解決策はドイツ国特許出願第DE-40321
99号明細書に開示されている。このドイツ国特許出願明
細書では、第１変換器としてダウンコンバータが用いら
れている。この解決策では、電源から取出される電流は
主として正弦波状となるも不連続である。これは、整流
された電圧がダウンコンバータの蓄積キャパシタの両端
間の電圧を越える場合にのみダウンコンバータが電源か
ら電流を取出しうるという事実によるものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は上述し
た欠点を解消することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、全波整流器と
第１及び第２切換電圧変換器との縦続接続回路を有する
電源回路であって、第１切換電圧変換器が第１誘導性素
子と、第１スイッチング手段と、第１整流ダイオード
と、第１蓄積キャパシタと、前記全波整流器の出力端子
に結合され整流された電源電圧を受ける入力端子とを有
し、第２切換電圧変換器が第２誘導性素子と、第２スイ
ッチング手段と、第２整流ダイオードと、第２蓄積キャ
パシタと、前記の第１蓄積キャパシタに接続された入力
端子とを有し、この第２切換電圧変換器は出力電圧を生
じる電源回路の出力端子に結合され、電源回路は更に、
電源電圧の周期よりも著しく短いスイッチング周期で第
１及び第２切換電圧変換器のスイッチング手段の導通期
間を制御する制御回路を具えている当該電源回路におい
て、第１誘導性素子が第１スイッチング手段によりスイ
ッチング周期の一部中全波整流器の出力端子間に接続さ
れ、第１誘導性素子に接続された第１整流ダイオードが
スイッチング周期の上記の一部中非導通となり、第１整
流ダイオードは、この第１整流ダイオードが導通してい
る期間中この第１整流ダイオードを流れる電流が第１切
換電圧変換器の入力端子に流れないように第１誘導性素
子に接続されていることを特徴とする。
【０００８】本発明は、電源汚染を防止するには、第１
切換電圧変換器がスイッチング周期に亘って電源から取
出す平均電流を整流された正弦波変化とし、従ってこの
電流を電源整流器が生じる電圧と同じ形状とする必要が
あり、このことを上述した特徴を有する電圧変換器によ
り達成しうるという認識を基に成したものである。この
ことはドイツ国特許出願第ＤＥ−３３２８７２３号明細
書から既知の回路では達成できない。この既知の回路の
場合、整流された正弦波状の波形を有する入力電圧に対
し、電源から取出される電流は正弦波の２乗の波形を有
する。更に、ドイツ国特許出願第DE-4032199号明細書に
開示された電源回路では、入力電圧の波形が整流された
正弦波状をしている場合、電源から取出される電流は零
交差点付近で不連続個所を有する正弦波の波形を有して
いる。このことは前述したように、この場合第１蓄積キ
ャパシタの両端間の電圧が入力電圧を越えるという事実
によるものである。本発明（特許請求の範囲第１項）の
特徴部分で述べたように回路をプレコンディショナーと
して用いることにより、第１蓄積キャパシタの両端間に
確立される電圧は電源から取出される電流にいかなる影
響をも及ぼさないようになる。
【０００９】第１スイッチング手段の導通期間はいかな
る電源周波数変調をも呈しないようにするのが好まし
い。電源周波数変調又は電源周波数変化とは、電源の周
波数及びこの周波数の調波の双方又はいずれか一方とと
もに変化する変調又は変化を意味するものとする。従っ
て、本発明による電源回路の例では、第１スイッチング
手段の制御信号が、整流された電源電圧の電源周波数変
動に殆ど依存しないようにする。
【００１０】本発明による電源回路の他の例では、制御
回路が差動増幅器を有し、この差動増幅器はその第１入
力端子に受ける基準電圧と、その第２入力端子に受け第
２蓄積キャパシタの両端間の電圧に依存する電圧との差
に依存する出力信号を生じ、制御回路は更に第１及び第
２スイッチング手段をそれぞれ制御する第１及び第２パ
ルス幅変調器と、低域通過フィルタとを有し、第１パル
ス幅変調器は前記の差動増幅器の出力信号を前記の低域
通過フィルタを経て受け、第２パルス幅変調器は前記の
差動増幅器の出力信号を直接受けるようにする。
【００１１】第１スイッチング手段に対する制御信号が
電源周波数変調（例えば 100Hz）を受けないようにする
ためには、差動増幅器の出力信号を低域通過フィルタを
経て第１パルス幅変調器に供給する。
【００１２】本発明の他の見地によれば、第２スイッチ
ング手段の導通期間の変化を一般に、この変化が電源汚
染を更に悪化させることなく第１スイッチング手段に対
しても許容しうる程度に小さくする。この認識に基づい
て、本発明による電源回路の更に他の例では、第１スイ
ッチング手段と第２スイッチング手段とが相俟って、１
つの可制御スイッチと１つのダイオードとを有する１つ
のスイッチング素子を構成し、制御回路がこの１つの可
制御スイッチを制御するようにする。
【００１３】本例によれば、電源回路が１個のみの可制
御スイッチと、１個のみのパルス幅変調器とを有するよ
うになり、従って回路を簡単化しその価格を廉価としう
るという利点が得られる。本発明の更に他の例では、第
１及び第２スイッチング手段は、２つの電流のうち大き
い方が前記の可制御スイッチを流れ、これら２つの電流
の差がダイオードを流れるように組合わされているよう
にする。
【００１４】本例によれば、可制御スイッチを流れる電
流は２つの可制御スイッチを流れる電流の和とはならず
に２つの電流のうちの大きい方の電流となるという他の
利点が得られる。ダイオードには２つの電流のうちの一
方ではなく２つの電流の差が流れる。この好適例では、
スイッチを流れる電流は小さい為、スイッチで消費され
る電力が他の例よりも少なくなり、より廉価な素子を用
いても充分なものとなる。
【００１５】
【実施例】図１は本発明による電源回路の第１実施例を
示す回路図である。電源には電源整流器１の入力端子が
接続されている。この電源整流器の出力端子間には高周
波妨害を濾波して除去する小容量キャパシタ２が接続さ
れている。電源整流器の出力端子には第１変圧器３の一
次巻線５と第１可制御スイッチ７との直列回路も接続さ
れている。変圧器３の二次巻線９の一端は第１ダイオー
ド11の陽極に接続されている。この第１ダイオードの陰
極は第１蓄積キャパシタ13の一端に接続され、この第１
蓄積キャパシタの他端は変圧器３の二次巻線の他端に接
続されている。第１蓄積キャパシタ13には第２変圧器15
の一次巻線17と第２可制御スイッチ19との直列回路が並
列に接続されている。第２変圧器の二次巻線の一端には
第２ダイオード23の陽極が接続されている。この第２ダ
イオードの陰極は第２蓄積キャパシタ25の一端に接続さ
れ、この第２蓄積キャパシタの他端は二次巻線21の他端
に接続されている。第２蓄積キャパシタ25の両端間には
負荷Ｒbel で示す、直流電圧を供給すべき他の回路が接
続される。制御回路27は基準電圧Ｖref を第１入力信号
として、信号Ｖ1 を電源回路の出力電圧に依存する第２
入力信号として受け、これら信号に応答して２つのスイ
ッチ（７及び19）に対する制御信号を決定する。変圧器
３、スイッチ７、ダイオード11及び蓄積キャパシタ13は
第１切換電圧変換器を構成する。変圧器15、スイッチ1
9、ダイオード23及び蓄積キャパシタ25は第２切換電圧
変換器を構成する。
【００１６】電源回路は以下の通りに動作する。電源整
流器１は電源電圧を全波整流する。この電源整流器の出
力端子間には大容量の蓄積キャパシタが存在しない為
（キャパシタ２は比較的小さな容量値、例えば１μＦし
か有していない）、これらの出力端子間には整流された
ほぼ正弦波状の電圧が生じる。この電圧が一次巻線５と
スイッチ７との直列回路に供給される。スイッチ７が導
通している期間中、磁気エネルギーが変圧器３中に確立
される。スイッチ７が非導通である期間中は、この磁気
エネルギーは二次巻線９及びダイオード11を経て第１蓄
積キャパシタ13中に蓄積される。このようにして二倍の
電源周波数のリプルを有する直流電圧が第１蓄積キャパ
シタ13中に蓄積される。この電圧は第２変圧器15の一次
巻線17と第２スイッチ19との直列回路の両端間に存在す
る。第２スイッチ19が導通している期間中は磁気エネル
ギーが第２変圧器15中に確立される。第２スイッチ19が
非導通である期間中はこの磁気エネルギーが二次巻線21
及びダイオード23を経て第２蓄積キャパシタ25中に蓄積
される。この第２蓄積キャパシタの両端間の電圧は第２
スイッチ19のデューティーサイクルを変えることにより
安定化される。制御回路27（図２に詳細に示す）は出力
電圧と基準電圧Ｖref とを参照してスイッチ７及び19に
対するデューティーサイクルを決定する。これらスイッ
チは（例えば31.25 KHz のスイッチング周波数で) 高周
波スイッチングされる。
【００１７】２つの変圧器３及び15の変圧器電流は不連
続であり、スイッチング周波数の各周期の第１部分中に
関連の変圧器に蓄積された磁気エネルギーがこの周期の
第２部分中に生ぜしめられる。変圧器の一次巻線を流れ
る電流は各周期中零から直線的に増大する。変圧器及び
スイッチの両端間の電圧が大きくなればなる程電流は早
く増大する。
【００１８】図２は制御回路27を詳細に示す。差動増幅
器271 はその第１入力端で基準電圧Ｖref を受け、その
第２入力端で電圧Ｖ1 を受け、その出力端がこれら２つ
の電圧間の差を増幅して生じる。この差電圧は低域通過
フィルタ273 に供給される。この低域通過フィルタの出
力端は第１パルス幅変調器275 の入力端に接続されてい
る。このパルス幅変調器はその入力端における電圧に依
存して、クロック発生器277による制御の下でスイッチ
７（図２には示さず）に制御信号を供給する。パルス幅
変調器275 は差動増幅器から低域通過フィルタを経て差
電圧を受ける為、電源周波数の変動が除去される。
【００１９】差動増幅器271 の出力端は、同じくクロッ
ク発生器277 により制御される第２パルス幅変調器279
にも接続されている。この第２パルス幅変調器279 の出
力端から第２スイッチ19（図２には図示せず）に制御信
号が供給される。従って、スイッチ19の導通期間は電圧
Ｖ1 に生じるおそれのある電源周波数変動により変調さ
れ、その結果これらの変動はキャパシタ25の両端間の出
力電圧において抑止される。これに対し、スイッチ７の
導通期間は前記の電源周波数変動により変調されない。
これにより電源汚染を最適に低減させるということを確
かめた。しかし、スイッチ７に対する導通期間をスイッ
チ19に対するのと同様に電源周波数変調させ、これら２
つのスイッチを同時に開閉させることにより可成り低価
格の回路を実現しうる。この例を図３に示してあり、こ
の図３において上述したのと同じ素子には同じ符号を付
してある。（図１の）２つのスイッチ７及び19が同じデ
ューティーサイクルを有すれば、これら２つのスイッチ
７及び19の代わりに１つの可制御スイッチ19と（非制御
スイッチとみなせる）ダイオード29とを用いることがで
きる。このダイオード29は一次巻線５と、一次巻線17及
びスイッチ19の相互接続点との間に導通路を形成する。
ダイオード29の代わりに接続ラインを用いると、不所望
な短絡電流が回路９，11，17，５，１を流れてしまう。
その他の点では図３の回路の動作は前述した回路とほぼ
同じである。スイッチ19が導通している期間中は、直線
的に増大する電流が変圧器３の一次巻線５を流れ、変圧
器15の一次巻線にも直線的に増大する電流が流れる。ス
イッチ19が導通しているこの期間中はこのスイッチ19に
は、図１の回路の２つのスイッチを流れる２つの電流の
合計が流れる。この図３の回路でもスイッチ19には高周
波切換えが行われ、デューティーサイクルも（負荷Ｒ
bel の両端間）の出力電圧に適合される。
【００２０】図４に示す例では、図１及び３の双方又は
いずれか一方における素子と同じ素子に同じ符号を付し
てある。本例では、変圧器３の一次巻線５及び二次巻線
９が一端で互いに結合されており、この一端にダイオー
ド29が接続されている。ダイオード29と２つの巻線５及
び９との相互接続点はダイオード31を経て、一次巻線17
に接続されていない側のスイッチ19の端子に接続されて
いる。スイッチ19が導通している期間中は電流ｉ1 が一
次巻線５を流れ、一方この期間中電流ｉ2 が一次巻線17
を流れる。２つの電流の和 (i1＋i2) が（図４における
ように）スイッチ19を流れるのを阻止するためには、こ
れら電流のそれぞれに対し異なる導通路を形成する必要
がある。電流ｉ1 が電流ｉ2 よりも大きい場合には、電
流ｉ1 が一次巻線５からダイオード29を通ってスイッチ
19に流れうる。この場合電流ｉ2 も一次巻線17からダイ
オード29を通って二次巻線９に流れうる（その理由はi1
＞i2であり、第１変圧器の一次巻線５と二次巻線９とが
接続されている為である）。電流ｉ2 が電流ｉ1 よりも
大きい場合には、スイッチ19の下端から二次巻線９まで
の導通路がなければならない。この目的のためにダイオ
ード31を用いることができる。この場合、電流ｉ1 は一
次巻線５からダイオード31を通ってキャパシタ２の下端
にも流れうる（その理由はi2＞i1である為である）。
【００２１】これらの２つの電流のいずれが大きいかが
予め分かっている場合には、ダイオード29（i2＞i1の場
合）又はダイオード31（i1＞i2の場合）を省略しうる。
本例の場合、スイッチ（31及び19）が消費するエネルギ
ーは図３による回路においてスイッチ29及び19が消費す
るエネルギーよりも著しく少なくなる。従って、より廉
価な素子を用いれば充分である。
【００２２】上述したところでは本発明による種々の例
の電源回路を説明した。第２切換電圧変換器は上述した
例では常にフライバックコンバータとしたが、必ずしも
このようにする必要はなく、このコンバータを如何なる
既知の種類のコンバータと簡単に置き換えることができ
る。第２切換電圧変換器は、ダイオード23と同様にスイ
ッチ19が非導通である期間中導通するフライバック整流
器やスイッチ19の導通と同時に導通する順方向期間整流
器のような複数の整流回路にも接続することもできる。
第１切換電圧変換器を複数のフライバック整流器に接続
することもできるが、余分な電源汚染を阻止するために
は、この第１切換電圧変換器を順方向期間整流器に接続
しない方が好ましい。更に、電源を全く分離させる必要
のない実施例では、単巻変圧器又はコイルを巻いたもの
又は通常のコイルを変圧器５の代わりに用いることがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電源回路の第１実施例を示す回路
図である。
【図２】本発明による電源回路に用いる制御回路を示す
ブロック線図である。
【図３】本発明による電源回路の第２実施例を示す回路
図である。
【図４】本発明による電源回路の好適実施例を示す回路
図である。
【符号の説明】
１ 電源整流器 ２ キャパシタ ３ 第１変圧器 ７ 第１可制御スイッチ 11 第１ダイオード 13 第１蓄積キャパシタ 15 第２変圧器 19 第２可制御スイッチ 23 第２ダイオード 25 第２蓄積キャパシタ 27 制御回路 271 差動増幅器 273 低域通過フィルタ 275 第１パルス幅変調器 277 クロック発生器 279 第２パルス幅変調器

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 全波整流器と第１及び第２切換電圧変換
    器との縦続接続回路を有する電源回路であって、第１切
    換電圧変換器が第１誘導性素子と、第１スイッチング手
    段と、第１整流ダイオードと、第１蓄積キャパシタと、
    前記全波整流器の出力端子に結合され整流された電源電
    圧を受ける入力端子とを有し、第２切換電圧変換器が第
    ２誘導性素子と、第２スイッチング手段と、第２整流ダ
    イオードと、第２蓄積キャパシタと、前記の第１蓄積キ
    ャパシタに接続された入力端子とを有し、この第２切換
    電圧変換器は出力電圧を生じる電源回路の出力端子に結
    合され、電源回路は更に、電源電圧の周期よりも著しく
    短いスイッチング周期で第１及び第２切換電圧変換器の
    スイッチング手段の導通期間を制御する制御回路を具え
    ている当該電源回路において、 第１誘導性素子が第１スイッチング手段によりスイッチ
    ング周期の一部中全波整流器の出力端子間に接続され、
    第１誘導性素子に接続された第１整流ダイオードがスイ
    ッチング周期の上記の一部中非導通となり、第１整流ダ
    イオードは、この第１整流ダイオードが導通している期
    間中この第１整流ダイオードを流れる電流が第１切換電
    圧変換器の入力端子に流れないように第１誘導性素子に
    接続されていることを特徴とする電源回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の電源回路において、第
    １スイッチング手段の制御信号が、整流された電源電圧
    の電源周波数変動に殆ど依存しないようになっているこ
    とを特徴とする電源回路。
  3. 【請求項３】 請求項２に記載の電源回路において、制
    御回路が差動増幅器を有し、この差動増幅器はその第１
    入力端子に受ける基準電圧と、その第２入力端子に受け
    第２蓄積キャパシタの両端間の電圧に依存する電圧との
    差に依存する出力信号を生じ、制御回路は更に第１及び
    第２スイッチング手段をそれぞれ制御する第１及び第２
    パルス幅変調器と、低域通過フィルタとを有し、第１パ
    ルス幅変調器は前記の差動増幅器の出力信号を前記の低
    域通過フィルタを経て受け、第２パルス幅変調器は前記
    の差動増幅器の出力信号を直接受けるようになっている
    ことを特徴とする電源回路。
  4. 【請求項４】 請求項１〜３のいずれか一項に記載の電
    源回路において、前記の第１誘導性素子が第１変圧器で
    あり、この第１変圧器の一次巻線と直列に、第１可制御
    スイッチとして構成した第１スイッチング手段が接続さ
    れ、この第１変圧器の二次巻線に前記の第１整流ダイオ
    ードと前記の第１蓄積キャパシタとが接続され、前記の
    第２誘導性素子が第２変圧器であり、この第２変圧器の
    一次巻線と直列に、第２可制御スイッチとして構成した
    第２スイッチング手段が接続され、この第２変圧器の一
    次巻線及び第２スイッチング手段の直列回路が前記の第
    １蓄積キャパシタの両端間に接続され、第２変圧器の二
    次巻線が第２整流ダイオード及び第２蓄積キャパシタに
    接続され、制御回路が出力電圧を測定して２つの可制御
    スイッチの導通期間を調整するようになっていることを
    特徴とする電源回路。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の電源回路において、第
    １スイッチング手段と第２スイッチング手段とが相俟っ
    て、１つの可制御スイッチと１つのダイオードとを有す
    る１つのスイッチング素子を構成し、制御回路がこの１
    つの可制御スイッチを制御するようになっていることを
    特徴とする電源回路。
  6. 【請求項６】 請求項５に記載の電源回路において、第
    １及び第２スイッチング手段は、２つの電流のうち大き
    い方が前記の可制御スイッチを流れ、これら２つの電流
    の差がダイオードを流れるように組合わされていること
    を特徴とする電源回路。
  7. 【請求項７】 請求項６に記載の電源回路において、前
    記の第１誘導性素子を、全波整流器に接続されない側の
    一端で互いに結合された一次巻線及び二次巻線を有する
    第１変圧器とし、この第１変圧器の二次巻線に第１整流
    ダイオード及び第１蓄積キャパシタが接続され、前記の
    第２誘導性素子を第２変圧器とし、この第２変圧器の一
    次巻線と直列に前記の可制御スイッチを接続し、この第
    ２変圧器の二次巻線を第２整流ダイオード及び第２蓄積
    キャパシタに接続し、第１変圧器の一次巻線及び二次巻
    線の互いに結合された一端をダイオードの陽極に接続
    し、このダイオードの陰極を第２変圧器の一次巻線と可
    制御スイッチとの相互接続点に接続し、第１変圧器の一
    次巻線及び二次巻線の互いに結合された一端を他のダイ
    オードの陰極に接続し、この他のダイオードの陽極を負
    の入力端子に接続し、制御回路が出力電圧を測定して可
    制御スイッチの導通期間を調整するようになっているこ
    とを特徴とする電源回路。
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