JP3404936B2 - 電流共振型スイッチング電源回路 - Google Patents
電流共振型スイッチング電源回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特に電源の力率及び電圧変動率を改善した電流
共振型スイッチング電源回路に関するものである。
係わり、特に電源の力率及び電圧変動率を改善した電流
共振型スイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源はスイッチング周波数
を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型
にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各
種の電子機器の電源として使用される。
を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型
にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各
種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましいが、この方式はチョー
クコイルとして大きなインピーダンスを呈するインダク
タが必要になり、電子機器の小型化を阻害すると共に、
コストアップを招くことになる。特に電源が１００Ｖ系
又は２００Ｖ系の場合は、それぞれ異なるチョークコイ
ルを用意する必要があり、またＴＶ受像機等の場合は、
漏洩磁束によって画面が揺れることを防止するためのシ
ールド対策に費用がかかる。
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましいが、この方式はチョー
クコイルとして大きなインピーダンスを呈するインダク
タが必要になり、電子機器の小型化を阻害すると共に、
コストアップを招くことになる。特に電源が１００Ｖ系
又は２００Ｖ系の場合は、それぞれ異なるチョークコイ
ルを用意する必要があり、またＴＶ受像機等の場合は、
漏洩磁束によって画面が揺れることを防止するためのシ
ールド対策に費用がかかる。
【０００４】そこで、整流回路の出力を直接断続してス
イッチング電源を動作させるコンデンサレス方式や、整
流回路の出力を高周波で断続して歪み電流波形を改善す
るアクティブフィルタ、又は部分整流方式の平滑回路が
使用されている。コンデンサレス方式はスイッチング電
源を駆動する電源用の平滑コンデンサが省略されたもの
であって、力率の改善効果は高いが商用電源の周波数の
２倍のリップル電圧が２次側の出力に重畳され、レギュ
レーションが悪くなると共に、入力電圧の瞬断に耐える
ことが困難で大容量の電源装置として使用することがで
きない。
イッチング電源を動作させるコンデンサレス方式や、整
流回路の出力を高周波で断続して歪み電流波形を改善す
るアクティブフィルタ、又は部分整流方式の平滑回路が
使用されている。コンデンサレス方式はスイッチング電
源を駆動する電源用の平滑コンデンサが省略されたもの
であって、力率の改善効果は高いが商用電源の周波数の
２倍のリップル電圧が２次側の出力に重畳され、レギュ
レーションが悪くなると共に、入力電圧の瞬断に耐える
ことが困難で大容量の電源装置として使用することがで
きない。
【０００５】アクティブフィルタ方式は入力電圧及び入
力電流を検出し、入力電流の波形が入力電圧の波形に近
づくようにスイッチング制御を行うもので、力率はほぼ
１に近くすることができるが、２コンバータ方式となる
ため回路が複雑であり、電源の利用効率が悪くなる。ま
た、スイッチングノイズが増加してその対策（ＥＭＩ）
を取るためにコストアップとなる。
力電流を検出し、入力電流の波形が入力電圧の波形に近
づくようにスイッチング制御を行うもので、力率はほぼ
１に近くすることができるが、２コンバータ方式となる
ため回路が複雑であり、電源の利用効率が悪くなる。ま
た、スイッチングノイズが増加してその対策（ＥＭＩ）
を取るためにコストアップとなる。
【０００６】また、部分平滑回路は、平滑コンデンサを
充電する回路に設けられているチョークコイルをスイッ
チングして整流素子の導通角を広げるものであるが、ス
イッチングによるノイズ対策、効率低下の点で問題があ
り、リップル電圧が大きくなるという問題がある。ま
た、力率と効率の両者を同時に改善する点に難点があ
り、前記したＥＭＩ対策の点でも優位性が認められな
い。そこでスイッチング電源の断続電圧を利用して、平
滑コンデンサの充電電圧を低下し、整流素子の導通角を
広げて力率の改善を計るＭａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｃｈ方式
（以下、ＭＳ方式という）が考えられている。
充電する回路に設けられているチョークコイルをスイッ
チングして整流素子の導通角を広げるものであるが、ス
イッチングによるノイズ対策、効率低下の点で問題があ
り、リップル電圧が大きくなるという問題がある。ま
た、力率と効率の両者を同時に改善する点に難点があ
り、前記したＥＭＩ対策の点でも優位性が認められな
い。そこでスイッチング電源の断続電圧を利用して、平
滑コンデンサの充電電圧を低下し、整流素子の導通角を
広げて力率の改善を計るＭａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｃｈ方式
（以下、ＭＳ方式という）が考えられている。
【０００７】図６（ａ）は上記したＭＳ方式のスイッチ
ング電源回路の一例を示したもので、スイッチング電源
回路に供給される電源は、商用電源ＡＣをブリッジ整流
ダイオードＤ1 で全波整流すると共に、この整流電圧を
チョークコイルＣＨ及び絶縁トランスＣＴの３次巻線Ｎ
3 を介して平滑用のコンデンサＣｉに供給するように構
成されている。Ｑ1 は平滑コンデンサＣｉに充電されて
いる電圧を絶縁トランスＣＴの１次巻線Ｎ 1 を介して断
続するスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）であり、絶縁
トランスＣＴの２次巻線Ｎ 2 に誘導される交番電圧が整
流ダイオードＤ4 、Ｄ5 で整流されて、コイルＬ、コン
デンサＣ3 で平滑され直流出力電圧Ｅ0 となる。そし
て、この出力電圧Ｅ0 がホトカプラを介してスイッチン
グ素子Ｑ1 の駆動パルスを発生する制御回路をコントロ
ールし、駆動パルスのパルス幅を変化するＰＷＭ変調を
行うことによって、定電圧特性が得られるようになされ
ている。
ング電源回路の一例を示したもので、スイッチング電源
回路に供給される電源は、商用電源ＡＣをブリッジ整流
ダイオードＤ1 で全波整流すると共に、この整流電圧を
チョークコイルＣＨ及び絶縁トランスＣＴの３次巻線Ｎ
3 を介して平滑用のコンデンサＣｉに供給するように構
成されている。Ｑ1 は平滑コンデンサＣｉに充電されて
いる電圧を絶縁トランスＣＴの１次巻線Ｎ 1 を介して断
続するスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）であり、絶縁
トランスＣＴの２次巻線Ｎ 2 に誘導される交番電圧が整
流ダイオードＤ4 、Ｄ5 で整流されて、コイルＬ、コン
デンサＣ3 で平滑され直流出力電圧Ｅ0 となる。そし
て、この出力電圧Ｅ0 がホトカプラを介してスイッチン
グ素子Ｑ1 の駆動パルスを発生する制御回路をコントロ
ールし、駆動パルスのパルス幅を変化するＰＷＭ変調を
行うことによって、定電圧特性が得られるようになされ
ている。
【０００８】このスイッチング電源回路は図６（ｂ）に
示されているように、供給されている商用電源の電圧波
形Ｖａｃに対して平滑コンデンサＣｉに充電される電流
Ｉａｃが流れるようになる。つまり、３次巻線Ｎ3 に発
生するスイッチング電源回路のスイッチング電圧によっ
て平滑コンデンサＣｉに充電される電流が断続されるこ
とになるため、その平均的な電流波形Ｉａｃは図６
（ｂ）に示されているようにＶａｃの振幅が小さい時に
もながれることになり、電流波形ＩａｃはＶａｃに近い
波形になる。その結果、交流負荷としてのスイッチング
電源の力率が改善されることになる。
示されているように、供給されている商用電源の電圧波
形Ｖａｃに対して平滑コンデンサＣｉに充電される電流
Ｉａｃが流れるようになる。つまり、３次巻線Ｎ3 に発
生するスイッチング電源回路のスイッチング電圧によっ
て平滑コンデンサＣｉに充電される電流が断続されるこ
とになるため、その平均的な電流波形Ｉａｃは図６
（ｂ）に示されているようにＶａｃの振幅が小さい時に
もながれることになり、電流波形ＩａｃはＶａｃに近い
波形になる。その結果、交流負荷としてのスイッチング
電源の力率が改善されることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このＭＳ方式
の電源方式は３次巻線Ｎ3 に流れる全波整流電流が上記
絶縁トランスＣＴに供給されているため、１次巻線Ｎ1
に流れる電流は商用電源の２倍の周期で変動し、ピーク
電流は従来の２倍近くになり、トランスより発生するノ
イズが増大し、巻線及びコアの発熱量も大きくなる。ま
た、電圧も同様の周期で変動することになるため、出力
電圧Ｅ0 にはこの周期のリップル電圧が増加する。ま
た、ブリッジ整流ダイオードＤ1 を構成している各ダイ
オードがスイッチング周波数によって断続されることに
なるから、この各ダイオードが大電流を高速でスイッチ
ングできるような高価な整流素子とする必要がある。
の電源方式は３次巻線Ｎ3 に流れる全波整流電流が上記
絶縁トランスＣＴに供給されているため、１次巻線Ｎ1
に流れる電流は商用電源の２倍の周期で変動し、ピーク
電流は従来の２倍近くになり、トランスより発生するノ
イズが増大し、巻線及びコアの発熱量も大きくなる。ま
た、電圧も同様の周期で変動することになるため、出力
電圧Ｅ0 にはこの周期のリップル電圧が増加する。ま
た、ブリッジ整流ダイオードＤ1 を構成している各ダイ
オードがスイッチング周波数によって断続されることに
なるから、この各ダイオードが大電流を高速でスイッチ
ングできるような高価な整流素子とする必要がある。
【００１０】
【課題解決するための手段】本発明の電流共振型スイッ
チング電源回路は、かかる問題点を解決するためになさ
れたもので、出力側に雑音除去用のデカップリングコン
デンサが接続されている整流手段と、上記整流手段の整
流電圧が充電路を介して充電されるように接続されてい
る平滑コンデンサと、上記平滑コンデンサの端子電圧が
印加され、交互にオン/オフ制御される直列接続された
２個のスイッチング素子であって、上記２個のスイッチ
ング素子の接続中点から、断続されたスイッチング電流
を出力するスイッチング素子と、上記スイッチング電流
が、上記接続中点から共振コンデンサを介して供給され
る１次巻線、及び該１次巻線に流れる上記スイッチング
電流によって交番電圧が誘起される２次巻線を備えてい
る絶縁トランスと、上記スイッチング電流が上記接続中
点から結合コンデンサを介して供給される１次巻線、及
び該１次巻線に流れる上記スイッチング電流によりスイ
ッチング電圧が誘起される２次巻線を備えている結合ト
ランスとを備え、上記充電路は、スイッチングダイオー
ドと上記結合トランスに巻回されている２次巻線とチョ
ークコイルの直列回路によって構成されていることを特
徴とするものである。
チング電源回路は、かかる問題点を解決するためになさ
れたもので、出力側に雑音除去用のデカップリングコン
デンサが接続されている整流手段と、上記整流手段の整
流電圧が充電路を介して充電されるように接続されてい
る平滑コンデンサと、上記平滑コンデンサの端子電圧が
印加され、交互にオン/オフ制御される直列接続された
２個のスイッチング素子であって、上記２個のスイッチ
ング素子の接続中点から、断続されたスイッチング電流
を出力するスイッチング素子と、上記スイッチング電流
が、上記接続中点から共振コンデンサを介して供給され
る１次巻線、及び該１次巻線に流れる上記スイッチング
電流によって交番電圧が誘起される２次巻線を備えてい
る絶縁トランスと、上記スイッチング電流が上記接続中
点から結合コンデンサを介して供給される１次巻線、及
び該１次巻線に流れる上記スイッチング電流によりスイ
ッチング電圧が誘起される２次巻線を備えている結合ト
ランスとを備え、上記充電路は、スイッチングダイオー
ドと上記結合トランスに巻回されている２次巻線とチョ
ークコイルの直列回路によって構成されていることを特
徴とするものである。
【００１１】また、上記スイッチング素子は絶縁トラン
スに対してハーフブリッジ接続とし、そのスイッチング
周波数を出力電圧に応じて変化し定電圧特性が得られる
ようにする。
スに対してハーフブリッジ接続とし、そのスイッチング
周波数を出力電圧に応じて変化し定電圧特性が得られる
ようにする。
【００１２】
【作用】整流回路の出力側に一端が設置され、スイッチ
ング電圧を抑圧するデカップリングコンデンサと、スイ
ッチング周波数でオン／オフするようなスイッチングダ
イオードを設けた充電回路を設け、この充電回路にスイ
ッチング電圧が重畳して供給されるようにしているから
平滑コンデンサの充電電流の導通角が広くなり、力率を
改善することができる。また、チョークコイルとしてリ
ーケージインダクタンスを使用するようにすることによ
ってチョークコイルを省略することができる。さらに、
スイッチング周波数が軽負荷時に高くなるように制御さ
れているから、チョークコイルのインピーダンスが軽負
荷時にも有効に作用し、リップル電圧の抑圧効果を大き
くすることができる。
ング電圧を抑圧するデカップリングコンデンサと、スイ
ッチング周波数でオン／オフするようなスイッチングダ
イオードを設けた充電回路を設け、この充電回路にスイ
ッチング電圧が重畳して供給されるようにしているから
平滑コンデンサの充電電流の導通角が広くなり、力率を
改善することができる。また、チョークコイルとしてリ
ーケージインダクタンスを使用するようにすることによ
ってチョークコイルを省略することができる。さらに、
スイッチング周波数が軽負荷時に高くなるように制御さ
れているから、チョークコイルのインピーダンスが軽負
荷時にも有効に作用し、リップル電圧の抑圧効果を大き
くすることができる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイ
ッチング電源回路であって、ＡＣは交流電源、Ｄ1 はブ
リッジ型の整流回路を示す。Ｑ1 、Ｑ2 はハーフブリッ
ジ型のスイッチング回路を形成するスイッチング素子で
あり、その出力は共振コンデンサＣ3 を介して絶縁トラ
ンスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に供給されている。そして、絶
縁トランスＴ1 の２次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が
整流素子Ｄ3 、Ｄ4 を介して直流電圧に変換され出力電
圧Ｅ0 とされる。
ッチング電源回路であって、ＡＣは交流電源、Ｄ1 はブ
リッジ型の整流回路を示す。Ｑ1 、Ｑ2 はハーフブリッ
ジ型のスイッチング回路を形成するスイッチング素子で
あり、その出力は共振コンデンサＣ3 を介して絶縁トラ
ンスＴ1 の１次巻線Ｎ1 に供給されている。そして、絶
縁トランスＴ1 の２次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が
整流素子Ｄ3 、Ｄ4 を介して直流電圧に変換され出力電
圧Ｅ0 とされる。
【００１４】結合トランスＴ2 には１次巻線Ｎ3 と２次
巻線Ｎ4 が、例えば１：１の巻線比で施されており、結
合トランスＴ2 及び結合コンデンサＣ5 に流れる共振電
流に対応するスイッチング電圧を出力して平滑コンデン
サＣ2 の充電路に重畳されるようにしている。また、ブ
リッジ型整流回路Ｄ1 の出力はスイッチング周波数に対
して十分に小さいインピーダンスを示すデカップリング
コンデンサＣ1 によって接地され、例えば高速リカバリ
タイプのスイッチングダイオードＤ2 、前記２次巻線Ｎ
4 、及びチョークコイルＬ1 を介して平滑コンデンサＣ
2 に対する充電路が形成されている。
巻線Ｎ4 が、例えば１：１の巻線比で施されており、結
合トランスＴ2 及び結合コンデンサＣ5 に流れる共振電
流に対応するスイッチング電圧を出力して平滑コンデン
サＣ2 の充電路に重畳されるようにしている。また、ブ
リッジ型整流回路Ｄ1 の出力はスイッチング周波数に対
して十分に小さいインピーダンスを示すデカップリング
コンデンサＣ1 によって接地され、例えば高速リカバリ
タイプのスイッチングダイオードＤ2 、前記２次巻線Ｎ
4 、及びチョークコイルＬ1 を介して平滑コンデンサＣ
2 に対する充電路が形成されている。
【００１５】スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を交互にオン
／オフ駆動する発振制御回路ＩＣ1には、出力電圧Ｅ0
を増幅するアンプＩＣ3 、及びホトカプラＩＣ2 を介し
て負荷に供給される電圧に対応した制御信号が入力され
ており、この発振制御回路ＩＣ1 に供給されている制御
信号によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチン
グ周波数がコントロールされる。そして、直流出力Ｅ0
が規定値より高いときはスイッチング周波数を高くし、
規定値より低いとき（重負荷時）にはスイッチング周波
数が低くなるような、いわゆるアッパサイド制御によっ
て直流出力Ｅ0 を一定にする定電圧制御が行われてい
る。
／オフ駆動する発振制御回路ＩＣ1には、出力電圧Ｅ0
を増幅するアンプＩＣ3 、及びホトカプラＩＣ2 を介し
て負荷に供給される電圧に対応した制御信号が入力され
ており、この発振制御回路ＩＣ1 に供給されている制御
信号によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチン
グ周波数がコントロールされる。そして、直流出力Ｅ0
が規定値より高いときはスイッチング周波数を高くし、
規定値より低いとき（重負荷時）にはスイッチング周波
数が低くなるような、いわゆるアッパサイド制御によっ
て直流出力Ｅ0 を一定にする定電圧制御が行われてい
る。
【００１６】本発明の電流共振型スイッチング電源回路
は上記したような構成とされているので、デカップリン
グコンデンサＣ1 、スイッチングダイオードＤ2 、結合
トランスＴ2 、結合コンデンサＣ5 を省略すると通常の
電流共振型のスイッチング電源回路として動作すること
になる。すなわち、この場合は平滑コンデンサＣ2 の端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスＴ1
の１次側コイルＮ1 に共振電流波形に近いドライブ電流
を供給し、２次側のコイルＮ2 に交番出力を得る。２次
側の直流出力電圧が低下したときは発振制御回路ＩＣ1
によってスイッチング周波数が低くなるよう（共振周波
数に近くなるように）に制御され、１次巻線Ｎ1 に流す
ドライブ電流が増加するように制御している。
は上記したような構成とされているので、デカップリン
グコンデンサＣ1 、スイッチングダイオードＤ2 、結合
トランスＴ2 、結合コンデンサＣ5 を省略すると通常の
電流共振型のスイッチング電源回路として動作すること
になる。すなわち、この場合は平滑コンデンサＣ2 の端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスＴ1
の１次側コイルＮ1 に共振電流波形に近いドライブ電流
を供給し、２次側のコイルＮ2 に交番出力を得る。２次
側の直流出力電圧が低下したときは発振制御回路ＩＣ1
によってスイッチング周波数が低くなるよう（共振周波
数に近くなるように）に制御され、１次巻線Ｎ1 に流す
ドライブ電流が増加するように制御している。
【００１７】通常は平滑コンデンサＣ2 にはその端子電
圧が整流電圧より低い時にのみ充電電流が供給されるた
め、整流素子の導通角は小さく力率が０．６程度になっ
ている。しかしながら、本発明の電流共振型スイッチン
グ電源回路の場合は、平滑コンデンサＣ2 の充電路に結
合トランスＴ2の２次巻線Ｎ4 が挿入され、平滑用のチ
ョークコイルＬ1 にスイッチング電流に対応したスイッ
チング電圧（例えば、１００ＫＨｚ）が重畳され、この
信号が平滑コンデンサＣ2 の端子電圧をスイッチング周
期で引き上げる。
圧が整流電圧より低い時にのみ充電電流が供給されるた
め、整流素子の導通角は小さく力率が０．６程度になっ
ている。しかしながら、本発明の電流共振型スイッチン
グ電源回路の場合は、平滑コンデンサＣ2 の充電路に結
合トランスＴ2の２次巻線Ｎ4 が挿入され、平滑用のチ
ョークコイルＬ1 にスイッチング電流に対応したスイッ
チング電圧（例えば、１００ＫＨｚ）が重畳され、この
信号が平滑コンデンサＣ2 の端子電圧をスイッチング周
期で引き上げる。
【００１８】すなわち、図２の波形図に示すように、交
流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃに対してＡ点の電圧は
全波整流電圧となるが、２次巻線Ｎ4 に誘起されるスイ
ッチング電圧Ｅs がスイッチングダイオードＤ2 、デカ
ップリングコンデンサＣ1 、チョークコイルＬ1 を介す
る充電路で平滑コンデンサＣ2 に対する充電電圧として
印加される。そして、この電圧が全波整流電圧に重畳さ
れるから、Ｂ点の電圧と平滑コンデンサＣ2 の端子電圧
Ｃ点との電位差に対して充電電流ｉ0 がスイッチング周
期で流れ、この電流の平均的な波形は整流電圧とほぼ同
様な波形になる。したがって、充電電流の流通角が広く
なりスイッチング電源の力率が改善されることになる。
流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃに対してＡ点の電圧は
全波整流電圧となるが、２次巻線Ｎ4 に誘起されるスイ
ッチング電圧Ｅs がスイッチングダイオードＤ2 、デカ
ップリングコンデンサＣ1 、チョークコイルＬ1 を介す
る充電路で平滑コンデンサＣ2 に対する充電電圧として
印加される。そして、この電圧が全波整流電圧に重畳さ
れるから、Ｂ点の電圧と平滑コンデンサＣ2 の端子電圧
Ｃ点との電位差に対して充電電流ｉ0 がスイッチング周
期で流れ、この電流の平均的な波形は整流電圧とほぼ同
様な波形になる。したがって、充電電流の流通角が広く
なりスイッチング電源の力率が改善されることになる。
【００１９】また、重畳されるスイッチング電圧ＥS は
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 からの出力を、結合コンデ
ンサＣ5 を介して結合トランスＴ2 の１次巻線Ｎ3 に供
給され、２次巻線Ｎ4 に誘起されたもので、絶縁トラン
スＴ1 、共振コンデンサＣ3からなる出力回路とは独立
しているため、絶縁トランスＴ1 より発生するノイズの
増大、巻線及びコアの発熱量の増大はなく、絶縁トラン
スＴ1 の２次側より得られる出力電圧の変動やリップル
電圧の悪化もない。
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 からの出力を、結合コンデ
ンサＣ5 を介して結合トランスＴ2 の１次巻線Ｎ3 に供
給され、２次巻線Ｎ4 に誘起されたもので、絶縁トラン
スＴ1 、共振コンデンサＣ3からなる出力回路とは独立
しているため、絶縁トランスＴ1 より発生するノイズの
増大、巻線及びコアの発熱量の増大はなく、絶縁トラン
スＴ1 の２次側より得られる出力電圧の変動やリップル
電圧の悪化もない。
【００２０】なお、デカップリングコンデンサＣ1 及び
チョークコイルＬ1 はスイッチング周波数による高周波
リップルを抑圧するインピーダンス値となっていればよ
く、例えばデカップリングコンデンサＣ1 は１ないし２
μＦ、チョークコイルＬ1 は数μＨないし数１０μＨに
設定される。この実施例の場合は、結合トランスの巻線
比が１対１の時は力率はほぼ０．９５にすることができ
た。また、この巻線比が２対１の時は力率が０．８ない
し０．８５に低下するが、規制値の目標値とされている
力率を十分クリヤさせることができ、かつ電源効率を従
来電源に比べて１〜２％改善することができた。
チョークコイルＬ1 はスイッチング周波数による高周波
リップルを抑圧するインピーダンス値となっていればよ
く、例えばデカップリングコンデンサＣ1 は１ないし２
μＦ、チョークコイルＬ1 は数μＨないし数１０μＨに
設定される。この実施例の場合は、結合トランスの巻線
比が１対１の時は力率はほぼ０．９５にすることができ
た。また、この巻線比が２対１の時は力率が０．８ない
し０．８５に低下するが、規制値の目標値とされている
力率を十分クリヤさせることができ、かつ電源効率を従
来電源に比べて１〜２％改善することができた。
【００２１】前記したチョークインインプット方式や、
アクティブフィルタ方式の力率改善回路の場合は、軽負
荷時に電流が減少するとチョークコイルの効果が低下し
力率が悪化していたが、本発明のスイッチング電源回路
は軽負荷時に絶縁トランスＴ1 のスイッチング周波数が
高くなるように制御されるために、軽負荷時には逆にチ
ョークコイルＬ1 のインピーダンスが高くなる。したが
って、重負荷時から軽負荷時にわたって力率をほぼ一定
にするという利点がある。
アクティブフィルタ方式の力率改善回路の場合は、軽負
荷時に電流が減少するとチョークコイルの効果が低下し
力率が悪化していたが、本発明のスイッチング電源回路
は軽負荷時に絶縁トランスＴ1 のスイッチング周波数が
高くなるように制御されるために、軽負荷時には逆にチ
ョークコイルＬ1 のインピーダンスが高くなる。したが
って、重負荷時から軽負荷時にわたって力率をほぼ一定
にするという利点がある。
【００２２】図３は本発明の電流共振型スイッチング電
源回路の要部の他の実施例を示したもので、図１の結合
トランスＴ2 に巻装される２次巻線Ｎ4 を１次巻線Ｎ3
に対して磁気的に離間した位置に配置したものである。
すなわち、１次巻線Ｎ3 に対して磁気的に離間した位
置、例えば１次巻線と２次巻線Ｎ 4 を異なるコア位置に
配置したり、異なる磁路に配置することによって故意に
漏洩磁束が増加するようにする。すると、その等価トラ
ンス回路は図３の（ｂ）に示すように理想的なトランス
Ｔ E に対してリーケージインダクタンスＬｇが付加され
た伝達特性を示すことになるから、このリーケージイン
ダクタンスＬｇを図１のチョークコイルＬ1 として利用
することができる。したがって、この実施例によるとチ
ョークコイルＬ1 を省略することができ、回路構成を簡
単にするという利点がある。
源回路の要部の他の実施例を示したもので、図１の結合
トランスＴ2 に巻装される２次巻線Ｎ4 を１次巻線Ｎ3
に対して磁気的に離間した位置に配置したものである。
すなわち、１次巻線Ｎ3 に対して磁気的に離間した位
置、例えば１次巻線と２次巻線Ｎ 4 を異なるコア位置に
配置したり、異なる磁路に配置することによって故意に
漏洩磁束が増加するようにする。すると、その等価トラ
ンス回路は図３の（ｂ）に示すように理想的なトランス
Ｔ E に対してリーケージインダクタンスＬｇが付加され
た伝達特性を示すことになるから、このリーケージイン
ダクタンスＬｇを図１のチョークコイルＬ1 として利用
することができる。したがって、この実施例によるとチ
ョークコイルＬ1 を省略することができ、回路構成を簡
単にするという利点がある。
【００２３】図４は本発明の変形例を示したもので、直
列接続されたスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 に対
してコンデンサＣ3 、Ｃ4 を並列に接続してハーフブリ
ッジ型のコンバータを形成したものである。このタイプ
のスイッチング電源はコンデンサＣ3 、Ｃ4 によって電
源電圧が分圧されることになるため、高い交流電源（２
００Ｖ）に対応させることができ、スイッチングトラン
ジスタとして耐圧の小さい素子を使用することができる
という利点がある。
列接続されたスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 に対
してコンデンサＣ3 、Ｃ4 を並列に接続してハーフブリ
ッジ型のコンバータを形成したものである。このタイプ
のスイッチング電源はコンデンサＣ3 、Ｃ4 によって電
源電圧が分圧されることになるため、高い交流電源（２
００Ｖ）に対応させることができ、スイッチングトラン
ジスタとして耐圧の小さい素子を使用することができる
という利点がある。
【００２４】また、４個のスイッチングトランジスタＱ
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 を使用して図５に示すようにフル
ブリッジ型の電源回路を構成することも可能である。こ
のフルブリッジ型コンバータは駆動回路が複雑になるが
大出力の電源回路として使用することができる。上記図
４、図５に示した各回路とも結合トランスＴ2 を施し、
この２次巻線Ｎ4 から出力電圧を充電回路側に帰還して
力率の改善を行っている。
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 を使用して図５に示すようにフル
ブリッジ型の電源回路を構成することも可能である。こ
のフルブリッジ型コンバータは駆動回路が複雑になるが
大出力の電源回路として使用することができる。上記図
４、図５に示した各回路とも結合トランスＴ2 を施し、
この２次巻線Ｎ4 から出力電圧を充電回路側に帰還して
力率の改善を行っている。
【００２５】以上の各実施例としては、スイッチング素
子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合について示した
が、スイッチング素子としてはバイポーラ型のトランジ
スタを使用してもよいことはいうまでもない。また、ス
イッチング素子を断続するドライブ信号は、スイッチン
グ電流によって駆動されるドライブトランスを設け、こ
のドライブトランスの２次側より出力するようにしても
よい。この場合、ドライブトランスの磁気特性を直流出
力電圧に対応して変化することによって、スイッチング
周波数が可変するような自励型のスイッチング電源とす
ることができる。
子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合について示した
が、スイッチング素子としてはバイポーラ型のトランジ
スタを使用してもよいことはいうまでもない。また、ス
イッチング素子を断続するドライブ信号は、スイッチン
グ電流によって駆動されるドライブトランスを設け、こ
のドライブトランスの２次側より出力するようにしても
よい。この場合、ドライブトランスの磁気特性を直流出
力電圧に対応して変化することによって、スイッチング
周波数が可変するような自励型のスイッチング電源とす
ることができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振型
のスイッチング電源は、交流電源を整流する整流回路の
出力側に、スイッチング周波数に対して十分にインピー
ダンスが小さいデカップリングコンデンサを設けると共
に、平滑コンデンサの充電路として高速のリカバリ特性
を有するスイッチングダイオード、およびチョークコイ
ルを設け、この充電路にスイッチング電圧を発生する結
合トランスからスイッチング電圧が供給されようになさ
れているから、平滑コンデンサを充電する電流の流通角
が広くなり、力率を著しく改善することができるという
効果がある。
のスイッチング電源は、交流電源を整流する整流回路の
出力側に、スイッチング周波数に対して十分にインピー
ダンスが小さいデカップリングコンデンサを設けると共
に、平滑コンデンサの充電路として高速のリカバリ特性
を有するスイッチングダイオード、およびチョークコイ
ルを設け、この充電路にスイッチング電圧を発生する結
合トランスからスイッチング電圧が供給されようになさ
れているから、平滑コンデンサを充電する電流の流通角
が広くなり、力率を著しく改善することができるという
効果がある。
【００２７】また、電流共振型のスイッチング電源が直
流出力によってスイッチング周波数が制御されるように
すると、整流回路側に形成されるチョークコイルのイン
ダクタンスが軽負荷時にも有効に作用し、負荷電力の変
化に対しても力率の変動が少なくなるように制御するこ
とができる。
流出力によってスイッチング周波数が制御されるように
すると、整流回路側に形成されるチョークコイルのイン
ダクタンスが軽負荷時にも有効に作用し、負荷電力の変
化に対しても力率の変動が少なくなるように制御するこ
とができる。
【図１】本発明の電流共振型のスイッチング電源回路の
実施例を示す図である。
実施例を示す図である。
【図２】図１の電源回路における整流電圧及び電流の波
形図である。
形図である。
【図３】本発明の要部の変形例を示す回路図である。
【図４】本発明を高い商用電源で使用するときに好適な
ハーフブリッジ型の電源回路を示す図である。
ハーフブリッジ型の電源回路を示す図である。
【図５】本発明をフルブリッジ型のスイッチング電源に
適応した場合の回路図を示す。
適応した場合の回路図を示す。
【図６】ＭＳタイプの力率改善を使用した電源回路図を
示す。
示す。
Ｄ1 ブリッジ型整流回路
Ｃ1 デカップリングコンデンサ
Ｄ2 スイッチングダイオード
Ｌ1 チョークコイル
Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子
Ｃ3 平滑コンデンサ
Ｔ1 絶縁トランス
Ｔ2 結合トランス
Claims (3)
- 【請求項１】出力側に雑音除去用のデカップリングコン
デンサが接続されている整流手段と、 上記整流手段の整流電圧が充電路を介して充電されるよ
うに接続されている平滑コンデンサと、 上記平滑コンデンサの端子電圧が印加され、交互にオン
/オフ制御される直列接続された２個のスイッチング素
子であって、上記２個のスイッチング素子の接続中点か
ら、断続されたスイッチング電流を出力するスイッチン
グ素子と、上記スイッチング電流が、上記接続中点から共振コンデ
ンサを介して供給され る１次巻線、及び該１次巻線に流
れる上記スイッチング電流によって交番電圧が誘起され
る２次巻線を備えている絶縁トランスと、上記スイッチング電流が上記接続中点から結合コンデン
サを介して供給される１次巻線、及び該１次巻線に流れ
る上記スイッチング電流によりスイッチング電圧が誘起
される２次巻線を備えている 結合トランスとを備え、 上記充電路は、スイッチングダイオードと上記結合トラ
ンスに巻回されている２次巻線とチョークコイルの直列
回路によって構成されていることを特徴とする電流共振
型スイッチング電源回路。 - 【請求項２】 上記スイッチング素子は上記絶縁トラン
スに対してハーフブリッジ接続とされていることを特徴
とする請求項１に記載の電流共振型スイッチング電源回
路。 - 【請求項３】 上記チョークコイルは上記結合トランス
の１次巻線と２次巻線間のリーケージインダクタンスに
よって形成されていることを特徴とする請求項１、又は
２に記載の電流共振型スイッチング電源回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30573094A JP3404936B2 (ja) | 1994-09-08 | 1994-11-16 | 電流共振型スイッチング電源回路 |
| US08/522,565 US5617305A (en) | 1994-09-08 | 1995-09-01 | Current resonance type switching power supply circuit |
| DE19533288A DE19533288A1 (de) | 1994-09-08 | 1995-09-08 | Schaltnetzteilschaltung |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-239635 | 1994-09-08 | ||
| JP23963594 | 1994-09-08 | ||
| JP30573094A JP3404936B2 (ja) | 1994-09-08 | 1994-11-16 | 電流共振型スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130873A JPH08130873A (ja) | 1996-05-21 |
| JP3404936B2 true JP3404936B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=26534352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30573094A Expired - Fee Related JP3404936B2 (ja) | 1994-09-08 | 1994-11-16 | 電流共振型スイッチング電源回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5617305A (ja) |
| JP (1) | JP3404936B2 (ja) |
| DE (1) | DE19533288A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103762608A (zh) * | 2014-01-28 | 2014-04-30 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19741672A1 (de) * | 1997-09-22 | 1999-03-25 | Thomson Brandt Gmbh | Serien-parallel Resonanznetzteil mit Halbbrücke |
| JP2001095253A (ja) | 1999-09-24 | 2001-04-06 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP3341832B2 (ja) | 1999-12-27 | 2002-11-05 | 日本電気株式会社 | 電源回路および平滑方法 |
| JP3969390B2 (ja) * | 2001-11-29 | 2007-09-05 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US6661210B2 (en) | 2002-01-23 | 2003-12-09 | Telfonaktiebolaget L.M. Ericsson | Apparatus and method for DC-to-DC power conversion |
| US20040190213A1 (en) * | 2003-03-24 | 2004-09-30 | Kuo-Liang Lin | Compensation circuit for power supply |
| JP4207824B2 (ja) * | 2004-03-30 | 2009-01-14 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN101738526B (zh) * | 2008-11-21 | 2012-11-28 | 上海电机学院 | 用于功率因数校正控制电路的直流输出电压检测电路 |
| FR3043510B1 (fr) * | 2015-11-09 | 2017-12-15 | Watt Consulting | Dispositif de conversion d'energie a tension continue reversible |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4347558A (en) * | 1981-04-02 | 1982-08-31 | Rockwell International Corporation | Voltage balance control for split capacitors in half bridge DC to DC converter |
| JPS5889075A (ja) * | 1981-11-24 | 1983-05-27 | Hitachi Ltd | 共振形スイツチング電源装置 |
| US4675796A (en) * | 1985-05-17 | 1987-06-23 | Veeco Instruments, Inc. | High switching frequency converter auxiliary magnetic winding and snubber circuit |
| US5267132A (en) * | 1989-01-31 | 1993-11-30 | Zdzislaw Gulczynski | High power switching power supply with high power factor |
| US5481449A (en) * | 1994-03-21 | 1996-01-02 | General Electric Company | Efficient, high power density, high power factor converter for very low dc voltage applications |
-
1994
- 1994-11-16 JP JP30573094A patent/JP3404936B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-09-01 US US08/522,565 patent/US5617305A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-09-08 DE DE19533288A patent/DE19533288A1/de not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103762608A (zh) * | 2014-01-28 | 2014-04-30 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
| CN103762608B (zh) * | 2014-01-28 | 2015-09-02 | 杭州电子科技大学 | 交流用电系统功率因数的无扰动多级补偿电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08130873A (ja) | 1996-05-21 |
| DE19533288A1 (de) | 1996-03-14 |
| US5617305A (en) | 1997-04-01 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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