DE19533288A1 - Schaltnetzteilschaltung - Google Patents
SchaltnetzteilschaltungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltnetzteilschaltung
und insbesondere auf eine Schaltnetzteilschaltung, bei der
ein Leistungsfaktor der Stromversorgung und eine Spannungs
stabilisierung bzw. -regulierung verbessert sind.
Eine Erhöhung einer Schaltfrequenz in einem Schaltnetzteil
kann dazu führen, daß ein Transformator oder andere Einrich
tungen von geringer Größe sind und daß das Schaltnetzteil
als Spannungs- bzw. Stromversorgung für verschiedene elek
tronische Anlagen benutzt wird, die als Wechselstrom-Gleich
strom- bzw. AC-DC-Wandler bei hoher elektrischer Leistung
wirken.
Wenn eine Versorgungsnetzspannung gleichgerichtet wird,
zeigt ein in einer Glättungsschaltung fließender elektri
scher Strom einen verzerrten Verlauf, so daß ein Problem
insofern auftreten kann, als ein den Nutzungswirkungsgrad
anzeigender Leistungsfaktor der Versorgungsspannung un
brauchbar ist.
Darüber hinaus ist es erforderlich, eine Gegenmaßnahme zu
treffen, um das Auftreten einer Oberwelle zu beschränken,
die dann erzeugt wird, wenn der Strom einen verzerrten
Verlauf zeigt.
Um den Leistungsfaktor der Versorgungsspannung bzw. Strom
versorgung zu verbessern, besteht die einfachste Methode
darin, beispielsweise eine Gleichrichtungsschaltung mit
einer eingangsseitigen Drossel zu verwenden. Diese Vor
gehensweise wird im Hinblick auf das Treffen einer Gegenmaß
nahme gegen eine elektromagnetische Störung (EMI) bevorzugt.
Dieses System benötigt jedoch eine Spule mit hoher Impedanz
als Drosselspule, was dazu führte daß eine Ausbildung der
elektronischen Anlage in geringer Größe durch diese Forde
rung verhindert ist, und zugleich kann dies dazu führen,
daß deren Kosten steigen.
In dem Fall, daß die Spannungsversorgung ein 100-V-System
oder ein 200-V-System ist, ist es insbesondere notwendig,
unterschiedliche Arten von Drosselspulen für jedes der
betreffenden Systeme vorzubereiten bzw. bereitzustellen
und in dem Fall, daß die Spannungsversorgung bei einer
Fernseh- bzw. TV-Anlage oder dergleichen angewandt wird,
eine Abschirmung als Gegenmaßnahme zur Vermeidung von
Schwingungen auf einem Fernsehschirm vorzusehen, die durch
einen magnetischen Streufluß hervorgerufen werden, was
hohe Kosten verursacht.
Mit Rücksicht auf eine solche Situation, wie sie oben be
schrieben worden ist, ist eine Glättungsschaltung eines
kondensatorlosen Systems, bei dem ein Ausgang einer Gleich
richtungsschaltung direkt verbunden oder nicht verbunden
ist, so daß das Schaltnetzteil oder ein aktives Filter
oder ein Teil-Gleichrichtungssystem zur Verbindung oder
Abtrennung des Ausgangs der Gleichrichtungsschaltung mit
einer hohen Frequenz gesteuert wird.
Das kondensatorlose System ist so aufgebaut, daß ein
Glättungskondensator für die Versorgungsspannung zur
Steuerung des Schaltnetzteils vermieden ist. Dabei zeigt
sich eine starke Auswirkung hinsichtlich der Verbesserung
des Leistungsfaktors, und eine Brumm- bzw. Welligkeits
spannung von zweifacher Frequenz der Versorgungsnetz
spannung ist am Ausgang einer Sekundärseite überlagert.
Ferner zeigt sich eine schlechte Stabilisierung bzw.
Regulierung, und zugleich ist es schwierig, eine momentane
Unterbrechung einer Eingangsspannung andauern zu lassen.
Somit kann dieses System nicht als Spannungsversorgungs
einrichtung hoher Kapazität genutzt werden.
Das aktive Filtersystem ist derart betrieben, daß sowohl
eine Eingangsspannung als auch ein Eingangsstrom ermittelt
werden und daß eine Schaltsteuerung bzw. -regelung in einer
solchen Art und Weise durchgeführt wird, daß ein Verlauf
des Eingangsstroms sich an den Verlauf der Eingangsspannung
annähern kann, womit dessen Leistungsfaktor auf angenähert 1
festgesetzt werden kann, obwohl die Forderung nach zwei Um
setz- bzw. Konvertereinheiten besteht, was dazu führt, daß
der Schaltungsaufbau kompliziert und der Nutzungswirkungs
grad der Spannungsversorgung verschlechtert sind. Da eine
Schaltstörung vermehrt bzw. verstärkt auftritt, kann eine
Gegenmaßnahme gegen die betreffende verstärkte Störung
(EMI) überdies die Kosten erhöhen.
Obwohl die Teil-Glättungsschaltung so aufgebaut ist, daß
eine Drosselspule in einer Schaltung zum Aufladen des
Glättungskondensators geschaltet wird, um einen Stromdurch
gangswinkel eines Gleichrichtungselements zu erweitern,
verbleibt ein Problem im Hinblick auf das Treffen einer
Gegenmaßnahme gegen eine Störung oder eine Herabsetzung
im Wirkungsgrad ebenso wie gegenüber einer gesteigerten
Brumm- bzw. Welligkeitsspannung.
Darüber hinaus gibt es eine gewisse Schwierigkeit hinsicht
lich des Treffens einer gleichzeitigen Verbesserung sowohl
des Leistungsfaktors als auch des Wirkungsgrades, und deren
Überlegenheit kann mit Rücksicht auf die zuvor genannte
Gegenmaßnahme gegen EMI nicht anerkannt werden. In Anbe
tracht dieser Tatsache wird in Erwägung gezogen, ein Magnet-
Schaltsystem (nachstehend auch als MS-System bezeichnet)
bereitzustellen, bei dem eine unterbrochene Spannung des
Schaltnetzteils dazu genutzt wird, eine Ladungsspannung
eines Glättungskondensators herabzusetzen, wobei ein Strom
durchgangswinkel eines Gleichrichtungselements erweitert
ist, um den Leistungsfaktor zu verbessern.
Fig. 6A veranschaulicht ein Beispiel der zuvor genannten
Schaltnetzteilschaltung des MS-Systems, bei der eine Ver
sorgungsspannungseinrichtung, die die Schaltnetzteilschal
tung speist, so aufgebaut ist, daß eine Versorgungsnetz
wechselspannung mittels einer Brücken-Gleichrichterdiode D1
einer Vollweggleichrichtung unterzogen wird und daß zu
gleich diese gleichgerichtete Spannung einem Glättungskon
densator C1 über eine Drosselspule CH und eine dritte
Wicklung N3 eines Isoliertransformators CT geführt wird.
Mit Q1 ist ein Schaltelement (MOSFET) bezeichnet, mit dem
eine Spannung, die einen Glättungskondensator C1 über eine
Primärwicklung des Isoliertransformators CT lädt bzw. gela
den hat, unterbrochen wird. Eine in einer Sekundärwicklung
des Isoliertransformators induzierte Wechselspannung wird
mittels Gleichrichtungsdioden D4, D5 gleichgerichtet, mit
tels einer Spule L und eines Kondensators C3 geglättet,
was dazu führt, daß eine Ausgangsgleichspannung EO erhalten
wird.
Diese Ausgangsspannung EO steuert sodann eine Steuerschal
tung für die Erzeugung eines Steuer- bzw. Treiberimpulses
des Schaltelements über einen Optokoppler und bewirkt eine
Pulsbreitenmodulation zur Veränderung einer Impulsbreite
des Treiberimpulses, wodurch eine Charakteristik mit kon
stanter Spannung erhalten werden kann.
Wie in Fig. 6B veranschaulicht, wird die Schaltnetzteil
schaltung so betrieben, daß ein elektrischer Strom IAC,
mit dem der Glättungskondensator C1 geladen wird, in bezug
auf eine abzugebende Spannung mit dem Verlauf VAC der
Versorgungsnetzspannung fließt. Da der den Glättungskon
densator C1 aufladende elektrische Strom durch eine
Schaltspannung der Schaltnetzteilschaltung unterbrochen
wird, die in der dritten Wicklung N3 erzeugt wird, bedeutet
dies, daß ein Strom mit dem Verlauf IAC sogar in dem Fall
fließt, daß eine Amplitude von VAC so niedrig ist, wie
dies in Fig. 6B veranschaulicht ist, und daß der Strom
mit dem Verlauf IAC dann einen Verlauf erhält, der ange
nähert jenem von VAC ist.
Infolgedessen ist der Leistungsfaktor des als Wechselstrom
last wirkenden Schaltnetzteils verbessert.
Da dieses Spannungs- bzw. Stromversorgungssystem vom MS-Typ
so aufgebaut ist, daß die dritte Wicklung N3 auf den zuvor
genannten Isoliertransformator CT aufgebracht ist, ändert
sich der die Primärwicklung N1 durchfließende Strom mit
einer Periode vom Zweifachen jener der Versorgungsnetz
spannung, wobei dessen Spitzenstrom angenähert das Zwei
fache dessen des konventionellen Typs ist, womit die von
dem Transformator erzeugte Störung verstärkt bzw. erhöht
ist, und außerdem ist eine in den Wicklungen erzeugte Wärme
menge erhöht.
Da die Spannung sich ebenfalls mit bzw. in einer entspre
chenden Periode ändert, ist überdies eine diese Periode
aufweisende Brumm- bzw. Welligkeitsspannung in der Ausgangs
spannung EO verstärkt.
Da jede der die Brücken-Gleichrichtungsschaltung D1 bil
denden Dioden mit der Schaltfrequenz unterbrochen wird,
ist es notwendig, ein teures Gleichrichtungselement bereit
zustellen, in welchem jede der Dioden einen hohen Strom
schnell schalten kann.
Im folgenden wird die Erfindung erläutert.
Zur Lösung des vor stehend aufgezeigten Problems sind gemäß
der Erfindung vorgesehen ein Schaltelement zum Unterbrechen
entweder einer Spannung oder eines Stroms, die bzw. der
von einer Gleichstrom-Versorgungseinrichtung abgegeben
ist, und zur Abgabe der betreffenden Spannung bzw. des
betreffenden Stroms an eine Primärseite eines Isolier
transformators oder eines Nicht-Isoliertransformators,
eine Schaltnetzteilschaltung, die imstande ist, eine be
stimmte Wechselspannung von einer Sekundärseite des zuvor
genannten Isoliertransformators zu erhalten, eine Gleich
richtungseinrichtung zur Gleichrichtung einer Versorgungs
wechselspannung als Treiber-Versorgungsspannung für das
erwähnte Schaltnetzteil, ein Entkopplungskondensator, der
auf einer Ausgangsseite der zuvor genannten Gleichrich
tungseinrichtung derart angeordnet ist, daß eine Störung
eliminiert ist, eine Sekundärwicklung des Nicht-Isolier-
Transformators und ein Glättungskondensator, der durch
eine Ladungsschaltung geladen wird, die aus einer Diode
und einer Drosselspule besteht.
Darüber hinaus ist das zuvor genannte Schaltelement in
einer Halbbrückenschaltung mit dem Isoliertransformator
verbunden, wobei seine Schaltfrequenz in Abhängigkeit von
einer Ausgangsspannung geändert wird, und sodann wird eine
Kennlinie konstanter Spannung erhalten.
Es ist eine Ladeschaltung vorgesehen, bestehend aus dem
Trennkondensator, dessen eine Belegung mit einer Ausgangs
seite der Gleichrichtungsschaltung verbunden ist, so daß
die Schaltspannung beschränkt ist und das Diodenelement
mit der Schaltfrequenz ein-/ausgeschaltet wird. Dadurch
wird die Schaltspannung überlagert und an die Ladeschaltung
abgegeben, so daß der Stromdurchgangswinkel des Ladestroms
des Glättungskondensators weit gemacht ist und dessen
Leistungsfaktor verbessert werden kann.
Darüber hinaus ermöglicht die Nutzung einer Streuinduktivi
tät anstelle der Drosselspule die Vermeidung der Drossel
spule.
Da die Schaltfrequenz so gesteuert ist, daß sie unter einer
geringen Belastung erhöht ist, kann ferner eine Impedanz
der Drosselspule sogar unter der geringen Last wirksam
sein, was eine Wirkung hinsichtlich der Beschränkung des
Anstiegs der Welligkeits- bzw. Brummspannung ermöglicht.
Wie oben beschrieben, ist das Schaltnetzteil gemäß der
vorliegenden Erfindung vom Stromresonanztyp so aufgebaut,
daß ein Entkopplungskondensator mit einer hinreichend nied
rigen Impedanz gegenüber der Schaltfrequenz und eine Schalt
diode mit einer schnellen Erholungscharakteristik auf der
Ausgangsseite der Gleichrichtungsschaltung angeordnet sind,
die zur Gleichrichtung der Versorgungswechselspannung dient,
und daß ferner die Schaltspannung von dem Transformator
für die Erzeugung einer Schaltspannung für diese Gleich
richtungs-Ausgangsschaltung abgegeben wird, so daß sie
einige Auswirkungen dahingehend hat, daß ein weiter Strom
durchgangswinkel für die Aufladung des Glättungskondensators
erhalten wird und daß der Leistungsfaktor merklich ver
bessert werden kann.
Wenn das Schaltnetzteil vom Stromresonanztyp so aufgebaut
ist, daß die Schaltfrequenz in Abhängigkeit von einer Aus
gangsgleichspannung gesteuert ist, kann ferner die Induk
tivität der in der Gleichrichtungsschaltung gebildeten
Drosselspule sogar unter einer geringen Belastung wirksam
sein, was dazu führt, daß das betreffende Schaltnetzteil
in einer solchen Art und Weise gesteuert werden kann, daß
eine Veränderung des Leistungsfaktors sogar entgegen einer
Veränderung in der Belastung der elektrischen Leistung
vermindert werden kann.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend bei
spielsweise näher erläutert.
Fig. 1 zeigt die bevorzugte Ausführungsform der Schalt
netzteilschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
vom Stromresonanztyp.
Fig. 2 zeigt Verläufe der gleichgerichteten Spannung
und des gleichgerichteten Stroms bei der Netzteil
schaltung gemäß Fig. 1.
Fig. 3A und 3B
zeigen in Schaltungsdiagrammen eine modifizierte
Ausführungsform eines wesentlichen Teiles der
vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 zeigt eine Ansicht zur Darstellung einer
Spannungsversorgungsschaltung vom Halbbrücken-Typ,
die bevorzugt wird, wenn die vorliegende Erfindung
bei einer Netzspannungs- bzw. Stromversorgungs
einrichtung für hohe Leistung verwendet wird.
Fig. 5 veranschaulicht in einem Schaltungsdiagramm den
Fall, daß die vorliegende Erfindung bei einem
Schaltnetzteil vom Vollbrückentyp angewandt ist.
Fig. 6A
und 6B zeigen eine eingesetzte Spannungsversorgungsschal
tung vom MS-Typ mit einer Leistungsfaktor-Ver
besserung.
Nunmehr werden die bevorzugten Ausführungsformen im
einzelnen erläutert.
Fig. 1 zeigt eine Schaltnetzteilschaltung, die kennzeichnend
ist für die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Dabei ist mit AC ein Wechselstrom-Netzteil bzw.
eine Wechselstrom-Versorgungsquelle bezeichnet. Mit D1
ist eine Brückengleichrichtungsschaltung bezeichnet. Mit
Q1 und Q2 sind Schaltelemente bezeichnet, die einen Halb
brücken-Schaltkreis bilden, wobei dessen Ausgangsspannung
an die Primärwicklung N1 eines Isoliertransformators T1
über einen Kondensator C3 abgegeben wird.
Eine in der Sekundärwicklung N2 des Isoliertransformators T1
induzierte Induktionsspannung wird durch die Gleichrich
tungselemente D3, D4 in eine Gleichspannung umgesetzt und
als Ausgangsspannung EO abgegeben.
Der Nicht-Isoliertransformator T2 weist die Primärwick
lung N3 und die Sekundärwicklung N4 im Windungsverhältnis
von beispielsweise 1 : 1 auf, wobei eine Schaltspannung,
die einem Resonanzstrom entspricht, der in dem Nicht-Iso
liertransformator T2 und dem Kondensator C5 fließt, abge
geben und einem Aufladeweg des Kondensators C2 überlagert
ist.
Darüber hinaus ist ein Ausgang der Brückengleichrichtungs
schaltung D1 über einen Entkopplungskondensator C1 mit
Erde bzw. Masse verbunden, der eine Impedanz zeigt, die
hinreichend niedrig ist im Vergleich zu einer Schaltfre
quenz. Sodann ist ein Ladeweg im Hinblick auf den Konden
sator C2 über eine Schaltdiode D2 mit schneller Erholungs
zeit, die zuvor erwähnte Sekundärwicklung N4 und die
Drosselspule L1 gebildet.
An die Schwingungssteuerschaltung IC1 zur abwechselnden
Steuerung der Schaltelemente Q1, Q2 in deren EIN/AUS-Zu
stände wird ein Steuersignal entsprechend einer Spannung
eingangsseitig zugeführt, die an eine Last über einen Ver
stärker IC3, der zur Verstärkung der Ausgangsspannung EO
dient, und dem Optokoppler IC2 abgegeben wird, wobei eine
Schaltfrequenz des jeweiligen Schaltelements durch ein
Steuersignal gesteuert wird, welches der Schwingungssteuer
schaltung IC1 zugeführt wird.
Sodann wird eine Konstantspannungsregelung- bzw. -steuerung,
durch die die Ausgangsgleichspannung EO konstant gehalten
wird, durch eine sogenannte Oberseitenregelung bzw. -steue
rung durchgeführt, bei der in dem Fall, daß die Ausgangs
gleichspannung EO höher ist als ein spezifizierter Wert,
die Schaltfrequenz angehoben wird, und bei der in dem Fall,
daß die Ausgangsgleichspannung EO niedriger als der spezifi
zierte Wert ist (unter hoher Belastung) die Schaltfrequenz
abgesenkt wird.
Da die Schaltnetzteilschaltung in der oben beschriebenen
Weise aufgebaut ist, führt das Weglassen des Trenn- bzw.
Entkopplungskondensators C1, der Schaltdiode D2, des Nicht-
Isoliertransformators T2 und des Kondensators C5 dazu,
daß diese Schaltnetzteilschaltung als normale Schaltnetz
teilschaltung vom Stromresonanztyp arbeitet.
Dies bedeutet, daß in diesem Falle die Schaltelemente Q1,
Q2 ihre EIN/AUS-Zustände abwechselnd mit der Klemmenspannung
des Kondensators C1 wiederholen, die als Betriebsversor
gungsspannung abgegeben wird, so daß der Steuer- bzw. Trei
berstrom veranlaßt wird, sich an den Verlauf eines Reso
nanzstromes anzunähern, der an die Primärwicklung N1 des
Isoliertransformators T1 abgegeben wird, woraufhin ein
Wechselstrom-Ausgangssignal an bzw. von der Sekundärwicklung
N2 erhalten werden kann.
Wenn die Ausgangsgleichspannung auf der Sekundärseite ab
sinkt, wird sie so gesteuert, daß die Schaltfrequenz durch
die Schwingungssteuerschaltung IC herabgesetzt wird (und
zwar in einer solchen Weise, daß sie sich an die Resonanz
frequenz annähert), und ferner wird sie in einer solchen
Weise gesteuert, daß der in der Primärwicklung N1 fließende
Steuer- bzw. Treiberstrom zunehmen kann.
Da der Ladestrom an den Kondensator C2 lediglich dann abge
geben wird, wenn dessen Klemmenspannung niedriger ist als
die Gleichrichtungsspannung, ist der Stromdurchgangs- bzw.
Stromflußwinkel des Gleichrichtungselements niedrig und
der Leistungsfaktor beträgt etwa 0,6.
Im Falle der Schaltnetzteilschaltung gemäß der vorliegen
den Erfindung ist jedoch die Sekundärwicklung N4 in den
Ladeweg des Entkopplungs- bzw. Trennkondensators C1 einge
fügt, und die Schaltspannung (von beispielsweise 100 kHz),
die dem Schaltstrom entspricht, ist der Glättungs-Drossel
spule L1 überlagert. Sodann bewirkt dieses Signal, daß
die Klemmenspannung des Kondensators C2 in der Schaltperiode
ansteigt.
Dies bedeutet, daß, wie in den Signalverläufen gemäß Fig. 2
veranschaulicht, die Spannung am Punkt A in bezug auf die
Wechselspannung VAC und den Wechselstrom IAC eine vollweg
gleichgerichtete Spannung wird. Die in der Sekundärwicklung
N4 induzierte Schaltspannung EO wird jedoch als Ladespannung
gegen bzw. für den Kondensator C2 über die Diode D2, den
Trennkondensator C1 und die Drosselspule L1 abgegeben.
Da diese Spannung der vollweggleichgerichteten Spannung
überlagert ist, fließt sodann der Ladestrom iO mit einer
Schaltfrequenz in bezug auf ein Potential zwischen der
Spannung am Punkt B und dem Klemmspannungspunkt C des Kon
densators C2, und ein mittlerer Verlauf dieses Stroms wird
etwa denselben Verlauf annehmen wie die gleichgerichtete
Spannung. Demgemäß wird ein Stromdurchgangs- bzw. Strom
flußwinkel des Ladestroms breit, und der Leistungsfaktor
des Schaltnetzteils ist verbessert.
Darüber hinaus ist die zu überlagernde Schaltspannung ES
derart festgelegt, daß Ausgangsspannungen von den Schalt
elementen Q1 und Q2 an die Primärwicklung N3 des Nicht-Iso
liertransformators T2 über den Kondensator C5 abgegeben
und in der Sekundärwicklung N4 induziert werden, wobei
sie unabhängig von einer Ausgangsschaltung ist, welche den
Isoliertransformator T1 und den Kondensator C3 umfaßt,
was dazu führt, daß eine von dem Isoliertransformator T1
erzeugte Störung und die Wärmeerzeugungsmenge im Kern sowie
in der Wicklung nicht erhöht sind. Eine weitere Änderung
der von der Sekundärseite des Isoliertransformators er
haltenen Ausgangsspannung oder eine Verschlechterung der
Brummspannung kann nicht auftreten.
Es ist zufriedenstellend, daß der Trennkondensator C1 und
die Drosselspule L1 insgesamt einen solchen Impedanzwert
haben, daß eine höherfrequente Welligkeit begrenzt ist.
So kann der Trennkondensator C1 beispielsweise auf 1 bis
2 µF festgelegt sein, und die Drosselspule L1 kann auf
mehrere µH bis zu mehreren 10s µH festgelegt sein.
Im Falle dieser bevorzugten Ausführungsform könnte der
Leistungsfaktor unter der Bedingung, daß das Windungsver
hältnis des Nicht-Isoliertransformators bei 1 : 1 liegt,
auf etwa 0,95 festgelegt werden. Wenn in diesem Falle das
Windungsverhältnis 2 : 1 beträgt, ist der Leistungsfaktor
auf 0,8 bis 0,85 vermindert. Dieser Wert könnte jedoch
den Leistungsfaktor des Zielwertes an den spezifizierten
einen Wert hinreichend angleichen, und der Netzteil-Wir
kungsgrad könnte um etwa 1% bis 2% im Vergleich zu jenem
des konventionellen Netzteils verbessert werden.
In dem Fall, daß die zur Leistungsfaktorverbesserung füh
rende Schaltung des zuvor genannten Typs mit eingangssei
tiger Drossel oder des zuvor genannten aktiven Filtertyps
angewandt wird, ruft eine Herabsetzung des Stromes zum
Zeitpunkt einer schwachen Belastung eine verringerte Wir
kung der Drosselspule und ferner eine Verschlechterung
des Leistungsfaktors hervor, obwohl das Schaltnetzteil
gemäß der vorliegenden Erfindung derart gesteuert ist,
daß eine Schaltfrequenz des Isoliertransformators T1 zum
Zeitpunkt schwacher Belastung erhöht ist, was dazu führt,
daß zum Zeitpunkt schwacher Belastung die Impedanz der
Drosselspule L1 erhöht ist. Demgemäß weist die vorliegende
Erfindung einen Vorteil insofern auf, als der Leistungs
faktor über einen weiten Bereich von einer hohen Belastung
bis zu einer schwachen Belastung weitgehend konstant
gehalten ist.
Die Fig. 3A und 3B zeigen eine weitere bevorzugte Ausfüh
rungsform eines wesentlichen Teiles der Schaltnetzteilschal
tung gemäß der vorliegenden Erfindung vom Resonanztyp.
Dabei ist die Sekundärwicklung N4, die auf dem Nicht-Iso
liertransformator T2 gewickelt ist, wie er in Fig. 1
veranschaulicht ist, an einer Stelle angeordnet, an der
sie in bezug auf die Primärwicklung N3 magnetisch in Abstand
vorgesehen ist.
Dies bedeutet, daß die Anordnung der Sekundärwicklung an
einer Stelle, die magnetisch beispielsweise in Abstand
von der Primärwicklung N3 vorgesehen ist, die Anordnung
der Primärwicklung und der Sekundärwicklung an voneinander
verschiedenen Stellen oder in einem anderen magnetischen
Kreis einen magnetischen Streufluß hervorruft, der zufällig
erhöht ist.
Die Streuinduktivität Lg kann als Drosselspule L1 gemäß
Fig. 1 genutzt werden, da deren Transformator-Ersatzschal
tung eine Transmittanzcharakteristik zeigt, bei der eine
Streuinduktivität Lg gegenüber einem rationalen bzw. zweck
mäßigen Transformator TM hinzugefügt ist, wie dies in
Fig. 3B veranschaulicht ist.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden Erfindung sind somit einige Vorteile
insofern vorhanden, als die Drosselspule L1 eliminiert
werden kann und der Schaltungsaufbau vereinfacht werden
kann.
Fig. 4 zeigt ein modifiziertes Beispiel der vorliegenden
Erfindung, bei dem die Kondensatoren C3, C4 den Schalt
transistoren Q1 und Q2 parallelgeschaltet sind, die derart
miteinander in Reihe geschaltet sind, daß ein Halbbrücken-
Konverter gebildet ist.
Da bei diesem Typ von Schaltnetzteil dessen Versorgungs
spannung durch die Kondensatoren C3, C4 geteilt wird, zeigt
das betreffende Netzteil einige Vorteile, die es für ein
eine hohe Wechselspannung (200 V) lieferndes Wechsel
spannungs-Netzteil mitbringen kann, wobei ein Element mit
einer niedrigen Spannungsfestigkeit, das als Schalttransis
tor wirkt, verwendet werden kann.
Darüber hinaus ist es auch möglich, daß vier Schalt
transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 für den Aufbau der Voll
brücken-Netzteilschaltung verwendet werden, wie sie in
Fig. 5 gezeigt ist.
Obwohl dieser Vollbrücken- bzw. Vollweg-Konverter bzw.
Umrichter eine komplexe Steuerschaltung aufweist, kann
er als Spannungsversorgungsschaltung hoher Ausgangsleistung
verwendet werden.
Jede der in Fig. 4 und 5 gezeigten Schaltungen weist den
Nicht-Isoliertransformator T2 auf, wobei eine Ausgangs
spannung von der Sekundärwicklung N4 zu der Ladeschaltung
zurückgekoppelt wird, um einen Leistungsfaktor zu ver
bessern.
Obwohl bei jeder der zuvor betrachteten bevorzugten Aus
führungsformen der Fall aufgezeigt worden ist, daß als
Schaltelement ein MOSFET-Element verwendet ist, dürfte
einzusehen sein, daß als Schaltelement ein Bipolar-
Transistor verwendet werden kann.
Darüber hinaus kann es auch möglich sein, daß das Steuer
bzw. Treibersignal für die Unterbrechung des Schaltele
ments durch den Schaltstrom gesteuert wird. Dabei ist ein
Treibertransformator vorgesehen, und sodann kann ein Aus
gangssignal von der Sekundärseite des betreffenden Treiber
transformators festgelegt sein. In diesem Falle wird eine
magnetische Charakteristik des Treibertransformators in
Abhängigkeit von einer Ausgangsgleichspannung geändert,
wodurch ein Schaltnetzteil vom Selbsterregungstyp erhalten
werden kann, bei dem die Schaltfrequenz veränderbar gemacht
ist.
Claims (4)
1. Schaltnetzteilschaltung vom Stromresonanztyp,
dadurch gekennzeichnet,
daß Schaltelemente (Q1, Q2) vorgesehen sind, die entweder eine Spannung oder einen Strom unterbrechen, die bzw. der von einer Gleichstromversorgungseinheit (D1) abgegeben ist, und die die betreffende Spannung bzw. den betreffenden Strom an Primärwicklungen (N4, N1) eines Isoliertransforma tors (T1) und eines Nicht-Isoliertransformators (T2) abgeben,
daß von dem Isoliertransformator (T1) eine bestimmte Wechselspannung erhältlich ist
und daß die Steuerung durch eine Gleichstromabgabeeinrich tung (D1, C1) erfolgt, die eine Gleichrichtungseinrichtung (D1) zur Gleichrichtung einer Wechselstrom-Versorgungs spannung, einen Trennkondensator (C1), der auf einer Aus gangsseite der Gleichrichtungseinrichtung (D1) derart angeordnet ist, daß eine Störung eliminiert ist, eine Sekundärwicklung des Nicht-Isoliertransformators (T2) und außerdem einen Glättungskondensator (C2) umfaßt, der durch eine Ladeschaltung geladen wird, die eine Diode (D2) und eine Drosselspule (L1) umfaßt.
daß Schaltelemente (Q1, Q2) vorgesehen sind, die entweder eine Spannung oder einen Strom unterbrechen, die bzw. der von einer Gleichstromversorgungseinheit (D1) abgegeben ist, und die die betreffende Spannung bzw. den betreffenden Strom an Primärwicklungen (N4, N1) eines Isoliertransforma tors (T1) und eines Nicht-Isoliertransformators (T2) abgeben,
daß von dem Isoliertransformator (T1) eine bestimmte Wechselspannung erhältlich ist
und daß die Steuerung durch eine Gleichstromabgabeeinrich tung (D1, C1) erfolgt, die eine Gleichrichtungseinrichtung (D1) zur Gleichrichtung einer Wechselstrom-Versorgungs spannung, einen Trennkondensator (C1), der auf einer Aus gangsseite der Gleichrichtungseinrichtung (D1) derart angeordnet ist, daß eine Störung eliminiert ist, eine Sekundärwicklung des Nicht-Isoliertransformators (T2) und außerdem einen Glättungskondensator (C2) umfaßt, der durch eine Ladeschaltung geladen wird, die eine Diode (D2) und eine Drosselspule (L1) umfaßt.
2. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Schaltelemente (Q1,
Q2) in einer Halbbrücke in bezug auf den Isoliertransforma
tor (T1) angeordnet sind.
3. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Drosselspule Streu
induktivitäten der Primärwicklung und der Sekundärwicklung
des Nicht-Isoliertransformators (T2) umfaßt.
4. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die Drosselspule Streu
induktivitäten der Primärwicklung und der Sekundärwicklung
des Nicht-Isoliertransformators umfaßt.
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- 1995-09-01 US US08/522,565 patent/US5617305A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-09-08 DE DE19533288A patent/DE19533288A1/de not_active Withdrawn
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