KR100599239B1

KR100599239B1 - 스위칭 전원 장치

Info

Publication number: KR100599239B1
Application number: KR1020047008212A
Authority: KR
Inventors: 시마다마사아키; 야마다도모야스
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2001-11-29
Filing date: 2002-11-28
Publication date: 2006-07-13
Also published as: WO2003047080A1; JPWO2003047080A1; CN100448151C; US20050018458A1; CN1596502A; KR20040058353A; US6882551B2; JP3969390B2

Abstract

역률 개선시의 승압률이 커지지 않고, 변환 효율을 개선할 수 있는 스위칭 전원 장치를 제공한다. 컨덕턴스 앰프(23)로부터 출력되는 오차 전압 Ver이 커져 기준 전압 Vref2을 넘은 경우, 콤퍼레이터(59)로부터 하이 레벨의 전환 신호가 FET(57)에 출력되어 FET(57)가 ON 상태가 되어, 저항(56)을 바이패스하므로, 컨덕턴스 앰프(23)에 입력되는 기준 전압 Vref1은, 기준 전압 Vref1-1에서 Vref1-2로 전환되어 작아진다. 또한, 컨덕턴스 앰프(23)로부터 출력되는 오차 전압 Ver의 변동이 작아지므로, 출력 전압 Vout도 작아진다.

Description

스위칭 전원 장치{SWITCHING POWER SUPPLY}

본 발명은, 전자기기 등에 사용되는 스위칭 전원, 특히 역률 개선 기능을 갖고, 변환 효율의 향상을 도모할 수 있는 스위칭 전원에 관한 것이다.

역률 개선 컨버터를 갖는 스위칭 전원 장치는, AC 어댑터, OA 기기, 민생 기기 등의 전자기기에 이용하므로, 고조파 전류 규제(IEC/EN61000-3-2), 가전·범용품을 대상으로 한 고조파 억제 가이드라인에 적응되어 있다. 또, 최근 전자기기의 소형화, 에너지 절약 등의 대책으로서, 스위칭 전원 장치의 고효율화가 요구되고 있다.

고조파 전류 규제에 준거한 승압 초퍼 회로의 일례로서는 일본국 특개평 5-1 11246호 공보에 개시된 장치가 있다. 도 1에 있어서, 역률 개선 컨버터는, 다이오드 브릿지를 사용한 정류 회로(2), 제어 회로(8)에 의해 온오프 제어되는 스위칭 소자(4), 승압용 리액터(3)을 포함하여 구성되어 있다. 이 승압 초퍼 회로는, 승압용 리액터(3)의 피크 전류를 입력 전압에 추종시키면서, 또한 출력 전압이 일정해지도록 스위칭 소자(4)를 온오프 제어하여 스위칭 동작을 시킴으로써 상술한 고조파 전류 규제에 준거하고 있다.

이러한 승압 초퍼 회로는, 일반적으로, 역률 개선 동작을 시키기 위해, 승압 초퍼 회로의 출력 전압 Vout이, 입력되는 실효치 Vin의 교류 전압의 최대치(

배)에 대해,

Vout≥(

)Vin

이 되도록 승압 초퍼 회로를 승압 동작시키고 있다. 이때문에, 입력되는 교류 전압 Vin이 높아질수록 출력 전압을 고전압으로 승압시킬 필요가 있다.

특히, 입력 교류 전압이 90Vac∼265Vac의 광범위에 걸친 경우, 이 승압 초퍼 회로의 출력 전압은, 입력되는 교류 전압이 최대치가 되었을 때라도 역률 개선 동작을 행할 수 있는 값(최대 교류 입력×

)로 할 필요가 있으며, 예를 들면 370 Vdc∼400Vdc로 할 필요가 있었다.

따라서, 입력되는 교류 전압이 예를 들면 90Vac로 낮은 경우라도 역률 개선 동작에 의해 승압 초퍼 회로에서 370Vdc∼400Vdc까지 승압할 필요가 있으므로 승압비가 커진다. 그 결과, 승압비가 커질수록 승압 초퍼 회로의 스위칭 소자의 손실이 커지기 때문에, 승압 초퍼 회로의 전력 변환율이 저하한다고 하는 문제가 있었다.

그래서, 100V계와 같은 저 레인지의 교류 전원 Vin에 대해서는, 출력 전압 Vout가 230Vdc∼250Vdc 사이에서 임의의 전압이 되도록 정전압 제어할 수 있는 회로의 실현이 절실히 요구되고 있었다. 본 발명은, 역률 개선시의 승압률이 커지지 않고, 또한 변환 효율을 개선할 수 있는 스위칭 전원 장치를 제공하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제1 기술적 측면에 의하면, 교류 전압을 그 진폭보다도 높은 직류 전압으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 전파 정류된 교류 전압을 온오프 제어하는 스위칭 소자를 구비하는 것이, (i) 출력되는 전압과 제1 기준 전압의 차에 따른 오차 전압을 생성하는 오차 전압 발생기, 및 상기 전파 정류된 교류 전압을 상기 오차 전압에 관련지어 전류 목표치를 연산하는 연산기를 구비하고, 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류가 상기 전류 목표치에 달했을 때 상기 스위칭 소자를 비도통 상태로 제어하는 제어기와, (ii) 상기 오차 전압을 제2 기준 전압과 비교하는 비교기이며, 상기 오차 전압 쪽이 클 때 전환 신호를 출력하는 것과, (ⅲ) 상기 제1 기준 전압을 발생하는 기준 전압 발생기이며, 상기 전환 신호에 따라 상기 제1 기준 전압을 낮게 설정하는 것을 구비한다.

본 발명의 제2 기술적 측면에 의하면, 교류 전압을 그 진폭보다도 높은 직류 전압으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 전파 정류된 교류 전압을 온오프 제어하는 스위칭 소자를 구비하는 것이, (i) 출력되는 전압과 제1 기준 전압의 차에 따른 오차 전압을 생성하는 오차 전압 발생기, 및 상기 전파 정류된 교류 전압을 상기 오차 전압에 관련지어 전류 목표치를 연산하는 연산기를 구비하고, 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류가 상기 전류 목표치에 달했을 때 상기 스위칭 소자를 비도통 상태로 제어하는 제어기와, (ii) 상기 오차 전압에 따른 전류를 공급하는 전류원과, (ⅲ) 제1 저항체, 제2 저항체가 직렬로 접속되어 상기 제1 기준 전압을 출력하는 전위차계(potentiometer)이며, 상기 제1 저항체의 상기 제2 저항체에 접속되지 않는 일단은 제3 기준 전압에 접속되고, 상기 제2 저항체의 상기 제1 저항체에 접속되지 않는 일단은 접지되고, 상기 전류원은 상기 제2 저항체의 일부에 병렬 회로를 구성하도록 접속되는 것을 구비한다.

도 1은 종래의 스위칭 전원 장치의 구성을 도시한 도면,

도 2는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역률 개선 회로의 구성을 도시한 도면,

도 3은 도 2의 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)의 구성을 도시한 도면,

도 4는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역률 개선 회로의 상세한 구성을 도시한 도면,

도 5는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이고, 각각 (a) 스위칭 소자 단자간 전압 Vd, (b) NOR 회로의 출력, (c) 전류 검출 저항 단자간 전압 Vs, 및 (d) 전파 정류 파형 Vac를 나타내고,

도 6은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 동작을 설명하기 위한 각 부의 파형이고, 각각 (a) 오차 증폭기 출력 Ver, (b) 역률 개선 회로 직류 출력 Vout, 및 (c) 전파 정류 파형 Vac를 나타내며, 가로축은 시간 t를 나타내고,

도 7은 정격 부하시의 오차 전압 Ver과 입력되는 교류 전원의 전압과의 의존성을 나타낸 도면,

도 8은 오차 전압 Ver에 대한 제1 기준 전압 Vref1의 관계를 나타낸 도면,

도 9는 출력 전압에 대한 제1 오차 전압 Ver의 관계를 나타낸 도면,

도 10은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역 률 개선 회로의 전압 응답형 기준 전압 발생기의 구성을 나타낸 도면,

도 11은 도 10의 전압 응답형 기준 전압 발생기의 상세한 구성을 나타낸 도면,

도 12는 도 10의 전압 응답형 기준 전압 발생기의 변경된 실시형태의 상세한 구성을 나타낸 도면,

도 13은 오차 전압 Ver에 대해 제1 기준 전압 Vref1이 연속적으로 변화하는 것을 나타낸 도면이다.

이하, 본 발명의 실시형태를 도면을 참조하여 설명한다.

(제1 실시형태)

도 2는, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역률 개선 회로의 구성을 도시한 도면이다. 도 2를 참조하여, 이 역률 개선 회로의 구성에 관해 설명한다.

역률 개선 회로는, 승압 초퍼 회로를 포함하여 구성되며, 다이오드 브릿지를 사용한 정류 회로(2), 승압용 리액터(3), 스위칭 소자(4), 출력 다이오드(5), 평활 컨덴서(6), 전류 검출 저항(7), 제어 회로(8), 오차 전압 비교 회로(51), 기준 전압 발생기(52)를 구비한다. 이 역률 개선 회로에는, 부하(10)에 직류 전압을 공급하기 위한 DC/DC 컨버터(9)가 접속되어 있다.

역률 개선 회로는 승압 초퍼 회로가 기본 요소이고, 승압 초퍼 회로의 주 스위치인 스위칭 소자(4)를 제어 회로(8)에 의해 구동하여 정류 후의 맥류 전류를 초 핑함으로써 승압한다.

도 2∼도 4에 있어서, 교류 전원(1)으로부터 정류 회로(2)로 정현파 전압이 공급되고 있으며, 정류 회로(2)에서 전파 정류되어 승압용 리액터(3)에 공급되는 동시에, 제어 회로(8)에 출력되고 있다. 주 스위치(4)가 동작 상태가 되어 도통하면 그것에 직렬로 접속된 승압 리액터(3a)에는 여자 전류가 시간에 대략 비례하여 증대하도록 흘러, 승압 리액터(3a)에 전자(電磁) 에너지를 축적한다. 이 시점에서는 정류기(출력 다이오드)(5)에는 출력 전압이 역방향 전압으로서 인가되고 있으므로 전류는 흐르지 않는다. 주 스위치(4)를 흐르는 전류는 전류 검출기(저항기)(7)에 의해 검출되어, 제어 회로(8)의 소정의 승산 결과와 비교하여 목표로 한 전류치에 도달했다고 판단했을 때 주 스위치(4)를 비동작 상태로서 비도통으로 한다. 또한, 승산의 연산은 입력 전압 순간치와 출력 오차 전압의 곱을 연산한다. 따라서, 주 스위치(4)의 전류 파형에 대응한 전압이 상기 승산 결과를 넘어 커지면, 제어 회로(8)의 콤퍼레이터(27)는 전압 유지기(RS 래치)를 세트하여 주 스위치를 비도통 상태(OFF)로 한다.

주 스위치(4)가 비도통 상태가 되면, 주 스위치가 도통하고 있는 동안 승압 리액터(3)에 축적된 에너지를 정류기(5)를 통해 평활용 커패시턴스(6) 및 출력에 공급한다. 이 때 승압 리액터(3)의 보조 코일(3b)의 전압 극성이 반전하여 기준 전압(28)의 전압보다 높아지면, 제로 전류 검출기(29)가 이것을 검출하여 전압 유지기(RS 래치)(30)는 리셋된다. 이 주 스위치를 비도통으로 하는 동작은 승압 리액터의 축적 에너지가 제로가 될 때까지 유지된다. 승압 리액터의 축적 에너지의 방출이 종료하면 보조 코일 전압의 극성이 다시 반전하여 주 스위치(4)는 도통 상태가 된다. 이상의 동작이 1사이클의 동작 과정이다.

승압 리액터(3a)에 축적되는 에너지량은, 주 스위치(4)의 도통 기간에 따라 조정한다. 즉, 제어 회로(8)에 의한 역률 개선 동작은 전원 라인의 전류 파형이 입력 정현파에 상사(相似)하도록, 또한 출력 전압이 일정 전압이 되도록 주 스위치(4)의 도통 기간을 제어한다.

이하에서는 각 회로 요소에 관해 상세히 설명한다. 승압용 리액터(3)에는, 주 코일(3a)과 임계 전류 검출 코일(3b)이 설치되어 있다. 주 코일(3a)의 일단은 정류 회로의 한쪽의 출력 단자에 접속되어 있고, 주 코일(3a)의 타단은 주 스위치로서의 스위칭 소자(4)의 제2 출력 단자(드레인)와 출력 다이오드(5)의 애노드에 접속되어 있다. 또, 임계 전류 검출 코일(3b)의 일단은 제어 회로(8)에 접속되어 있고, 임계 전류 검출 코일(3b)의 타단은 접지되어 있다. 상술한 출력 다이오드(5)의 캐소드는 평활용 커패시턴스(6)의 일단과 DC-DC 컨버터(9)의 입력 단자에 접속되어 있는 동시에, 제어 회로(8)에 접속되어 있다.

스위칭 소자(4)의 제어 단자(게이트)는, 제어 회로(8)로부터 출력되는 구동 신호가 인가되도록 접속되어 있고, 스위칭 소자(4)의 제1 출력 단자(소스)는, 전류 검출 저항(7)을 통해 접지되어 있는 동시에, 전류 검출 저항(7)에 의해 검출된 전류치가 제어 회로(8)에 출력되어 있다. 역률 개선 회로의 직류 출력 Vout는, 플라이백 컨버터 등의 DC-DC 컨버터(9)에 입력되고, DC-DC 컨버터(9)는 역률 개선 회로로부터 입력된 직류 전압을 다른 직류 전압으로 변환하여 부하(10)에 출력한다.

역률 개선 동작은 주 스위치(4)를 제어 회로(8) 및 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)에 의해 역률 개선 제어함으로써 실현한다. 도 2∼도 4를 참조하면, 제어 회로(8)는, 역률 개선 회로로부터 DC-DC 컨버터(9)에 출력되는 출력 전압 Vout에 비례하는 전압 Vout2와 제1 기준 전압 Vref1과의 오차 전압 Ver을 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)에 출력한다. 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)는 오차 전압 비교 회로(51)와 기준 전압 발생기(52)를 포함하며, 오차 전압 Ver에 상응하여 후술하는 오차 검출기(60)의 기준 전압 Vref1을 생성한다. 오차 전압 비교 회로(51)는, 제어 회로(8)로부터 출력되는 오차 전압 Ver을 제2 기준 전압 Vref2와 비교하여 그 연산 결과를 기준 전압 발생기(52)에 출력한다. 기준 전압 발생기(52)는 오차 전압 비교 회로(51)의 연산 결과에 따라 제1 기준 전압 Vref1을 발생한다. 본 실시형태에서는, 오차 전압 Ver이 제2 기준 전압 Vref2를 넘어 커졌을 때는 오차 전압 비교 회로(51)의 출력 전압은 로우 레벨에서 하이 레벨로 바뀌고, 그에 따라 기준 전압 발생기(52)는 도 8에 나타낸 바와 같이 보다 높은 레벨의 전압 Vref1-1로부터 보다 낮은 레벨 Vref1-2의 전압으로 출력을 변경한다. 또한, 지연부(40)는 입력한 오차 전압 Ver을 위상 지연하여 출력 전압이 전환되기 시작한 후 전환이 완료될 때까지 오차 전압 Ver의 변화를 마스크한다. 그 결과 오차 전압 Ver의 진폭을 변경하지 않고 지연하여 오차 전압 Ver2로서 출력하기 때문에 오차 비교 회로(51)의 동작이 안정화한다. 이하의 설명에 있어서는 필요한 경우 이외는 오차 전압 Ver과 오차 전압 Ver2는 동등한 전압 신호로서 설명한다.

도 4는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역 률 개선 회로의 상세한 구성을 도시한 도면이다. 도 4를 참조하여, 이 역률 개선 회로의 구성에 관해 상세히 설명한다.

제어 회로(8)는, 콤퍼레이터(29)의 + 입력 단자에 입력되어 있는 임계 전류 검출 코일(3b)에 발생한 전압이 기준 전압(28)보다도 낮아지면, 로우 레벨의 세트 신호를 NOR 회로(31)의 한쪽의 입력에 인가하고, NOR 회로(31)의 다른쪽의 입력에 접속되어 있는 RS 플립플롭(30)의 Q 단자가 로우 레벨이기 때문에, NOR 회로(31)의 출력 단자로부터 하이 레벨을 출력하여 스위칭 소자(4)를 ON 상태로 한다.

또, 제어 회로(8)는, 출력 전압 Vout을 저항(21, 22)으로 분압한 전압 Vout2와 기준 전압 발생기(52)로부터의 기준 전압 Vref1의 차로 이루어지는 오차 전압 Ver을 오차 검출기(60)(컨덕턴스 앰프(23))로서의 차동 증폭기에서 생성한다. 또한, 교류의 전파 정류 파형 Vac를 저항(24, 25)으로 분압한 전압 Vac2와 오차 전압 Ver을 승산기(26)에서 승산하여 전파 정류 파형과 연동한 전류 목표치 Vm을 생성한다. 그리고, 전류 검출 저항(7)에 의해 검출된 스위칭 소자(4)의 스위칭 전류의 전압 변환치 Vi가 전류 목표치 Vm에 달했을 때 콤퍼레이터(27)로부터 세트 신호를 RS 플립플롭(30)에 출력하여 출력 단자(Q)를 1로 세트하고, NOR 회로(31)로부터 로우 레벨의 전압을 스위칭 소자(4)에 출력하여 이것을 OFF 상태로 하여 출력 전압 Vout를 안정화한다.

지연부(40)는 본 실시형태에서는 로우 패스 필터를 구성하고 있고, 출력 전압 전환시의 불안정 동작을 방지하기 위해 출력 전압이 전환되기 시작한 후 전환이 완료될 때까지의 기간 오차 전압 Ver의 변화를 위상 지연에 의해 마스크한다. 스 위칭 소자(4)를 온오프 제어할 때의 스위칭 주파수보다도 낮은 주파수의 시정수로 설정된다. 본 실시형태에서는, 저항(41)과 커패시턴스(42)를 버퍼 회로(연산 증폭기)(43)에 접속한 구성이다. 제어 회로(8)의 오차 증폭기(60)로부터 출력되는 오차 전압 Ver이 버퍼 회로(43)의 비반전 입력 단자에 입력되어 오차 전압 Ver을 저항(41)과 커패시턴스(42)를 통해 지연하여 오차 전압 Ver2를 오차 전압 비교 회로(51)에 출력한다.

오차 전압 비교 회로(51)는, 콤퍼레이터(59)를 구비하며, 필터 회로(40)로부터 출력된 오차 전압 Ver이 콤퍼레이터(59)의 + 입력 단자에 입력되고, 가변 설정 가능한 기준 전압원(58)에 접속되어 있는 - 입력 단자의 기준 전압 Vref2와 비교하여, 오차 전압 Ver쪽이 클 때는 하이 레벨의 신호를 기준 전압 발생기(52)에 출력한다.

기준 전압 발생기(52)는, 오차 전압 비교 회로(51)로부터의 신호에 따라 온오프 제어되는 스위칭 소자(57) 및 저항 가변형 전위차계(P3)를 갖는다. 스위칭 소자(57)의 제어 단자(게이트)에 로우 레벨 전압이 부여되고 있는 경우에는, 스위칭 소자(57)가 OFF 상태이다. 기준 전압(53)은 저항(54)과 저항(55, 56)으로 분압한 기준 전압 Vref1-1이 컨덕턴스 앰프(23)에 기준 전압 Vref1으로서 출력된다. 저항(54∼56)은 저항 가변형 전위차계(P3)를 구성하고 있다. 한편, 스위칭 소자(57)의 제어 단자에 하이 레벨의 신호가 부가되어 있는 경우에는, 스위칭 소자(57)가 ON 상태가 되어 제1 출력 단자(소스)와 제2 출력 단자(드레인)가 도통하여, 기준 전압원(53)의 출력 전압을 저항(54)과 저항(55)으로 분압한 기준 전압 Vref1-2가 컨덕턴스 앰프(23)에 기준 전압 Vref1으로서 출력된다. 본 실시형태에서는 저항(56)과 스위칭 소자(57)가 후술하는 가변 저항 요소를 구성하며, 저항 가변형 전위차계(P3)의 출력 전압 Vref1은 가변 저항 요소의 저항치의 변화에 따라서 변화한다.

또한, 기준 전압 Vref1-1과 기준 전압 Vref1-2의 사이에는,

Vref1-1 > Vref1-2

라는 대소 관계가 있다.

다음에, 도 5∼도 9를 참조하여, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 동작에 관해 설명한다.

먼저 교류 전원(1)이 역률 개선 회로에 인가되면, 교류 전원(1)으로부터 공급되는 정현파 전압이 정류 회로(2)를 통과하여, 정류 회로(2)에서 전파 정류되어, 역률 개선 회로에 전파 정류 파형이 공급된다.

(기동시의 동작)

기동시에는, 콤퍼레이터(29)의 + 입력 단자는, 임계 전류 검출 코일(3b)을 통해 GND에 접속되고, 콤퍼레이터(29)의 - 입력 단자에 기준 전압이 입력되어, 양 입력 전압이 비교되고 있다. 또 콤퍼레이터(27)에서는 기동시에는 + 입력 단자의 전압 쪽이 상대적으로 저전위이기 때문에, 콤퍼레이터(27)로부터 로우 레벨(정논리의 "0")의 세트 신호가 RS 플립플롭(30)의 S단자에 출력되고 있다.

RS 플립플롭(30)은, 기동시에는 리셋되어 있고, NOR 회로(31)의 입력에 접속된 콤퍼레이터(29)로부터의 리셋 신호에 따라 NOR 회로(31)의 양 입력에 로우 레벨 이 입력되므로, NOR 회로(31)의 출력이 하이 레벨(정논리의 “1")이 된다. 그 결과, 도 5에 도시하는 바와 같이(타이밍 t1), NOR 회로(31)의 출력으로부터 구동 신호(H 레벨)이 출력되고, 그 레벨이 유지되어 스위칭 소자(4)가 ON 상태로 제어된다.

스위칭 소자(4)가 ON 상태가 되면, 도 5(a)의 시각 t1에 나타내는 바와 같이, 스위칭 소자(4)의 제2 출력 단자(드레인)의 전압 Vd는 0V 가까이 (L 레벨) 저하한다. 그리고, 정류 회로(2)로부터 주 코일(3a), 스위칭 소자(4)의 출력을 흐르는 전류를 검출하는 저항(7)을 통해 GND로 스위칭 전류가 흘러, 승압 리액터(3)에 에너지가 축적된다.

이 때, 스위칭 소자(4)에 흐르는 스위칭 전류는, 도 5(c)에 도시하는 바와 같이, 스위칭 소자(4)의 제1 출력 단자(소스)-GND 사이에 설치된 전류 검출용 저항(7)에 의해 전압 Vs로 변환되어 콤퍼레이터(27)의 + 입력 단자에 입력되고, 콤퍼레이터(27)에서 승산기(26)로부터 출력되는 전파 정류 파형에 연동한 전류 목표치 Vm과 비교된다. 또한, 도 5(d)는 전파 정류 파형 Vac 또는 Vac2이다.

(전류 목표치 Vm)

커패시턴스(6)의 출력 전압 Vout는 전위차계(P2)를 구성하는 저항(21, 22)에 의해 출력 전압 Vout에 비례한 전압 Vout2으로서 분압되어 컨덕턴스 앰프(23)의 - 입력 단자에 입력되어 있고, 또한, 기준 전압 발생기(52)로부터의 기준 전압 Vref1이 컨덕턴스 앰프(23)의 + 입력 단자에 입력되어 있다. 컨덕턴스 앰프(23)에서는, 전위차계(P2)(21, 22)로부터 공급되는 출력 전압 Vout의 분압치 Vout2와 기준 전압 Vref1의 차가 연산되어 승산기(26)의 제1 입력에 출력된다. 또한, 도 6(b)의 파형은 커패시턴스(6)의 출력 전압 Vout, 도 6(a)의 파형은 컨덕턴스 앰프(23)를 포함하는 오차 검출기(60)로부터 출력된 오차 전압 Ver을 나타내고 있다.

한편, 정류 회로(2)로부터 출력되는 전파 정류 파형 Vac는, 전위차계(P1)를 구성하는 저항(24, 25)에 의해 분압된 전압 Vac2이 승산기(26)의 제2 입력에 입력된다.

또한, 도 6(c)의 파형은, 정류 회로(2)로부터 출력되는 전파 정류 파형을 나타내고 있고, 상용 전원(1)의 주파수의 2배의 주파수를 갖는다.

승산기(26)에서는, 오차 검출기(60)(컨덕턴스 앰프(23))로부터의 오차 전압 Ver과 정류 회로(2)로부터의 전파 정류 파형 Vac2를 승산한 전압 Vm이 생성된다. 전압 Vm은 전파 정류 파형 Vac에 연동한 전류 목표치 Vm으로서 콤퍼레이터(27)의 - 입력 단자에 공급된다. 또한, 도 5(c)는 도 5(d)의 전파 정류 파형이 증가하는 시간 영역에서의 전류 목표치 Vm을 나타내는 것이다.

(스위칭 소자의 OFF 제어)

도 5(a)∼도 5(d)를 참조하면, 시각 t2에 있어서, 스위칭 전류의 전류 검출치 Vi(=Vs)가 전파 정류 파형과 연동한 전류 목표치 Vm에 달하면, 콤퍼레이터(27)로부터 하이 레벨의 세트 신호가 RS 플립플롭(30)의 세트 입력 단자(S)에 출력된다. RS 플립플롭(30)은, 콤퍼레이터(27)로부터 입력되는 세트 신호에 따라 세트되면, Q 출력 단자로부터 출력되어 있던 로우 레벨의 전위가 하이 레벨로 바뀐다. 그것에 따라 NOR 회로(31)의 출력은 스위칭 소자(4)를 동작 상태로 하는 하이 레벨 의 구동 신호를 비동작 상태로 하는 로우 레벨로 전환하므로 스위칭 소자(4)는 OFF 상태로 제어된다.

스위칭 소자(4)가 OFF하면, 승압 리액터(3)에 축적되어 있던 에너지와 정류 회로(2)로부터 공급되는 전압이 합성되어, 정류 소자(5)를 통해 과도적(過渡的)인 전류가 출력 커패시턴스(6)에 충전되어 전압 Vout가 상승한다. 승압 리액터(3)의 임계 전압 검출용 보조 코일(3b)에 유도되는 전압이 반전하여 상승한다. 따라서 콤퍼레이터(29)의 출력은 하이 레벨이 되기 때문에 RS 플립플롭(20)은 리셋되고, 그것과 동시에 NOR 회로의 출력이 로우 레벨이 되어 유지된다. NOR 회로(31)의 콤퍼레이터(29)에 접속된 입력 단자는 하이 레벨이기 때문에, 스위칭 소자(4)는 승압 리액터 전류가 실질적으로 제로가 되어, 콤퍼레이터의 출력이 반전할 때까지 비동작 상태가 유지된다.

그 결과, 출력 커패시턴스(6)에서는, 정류 회로(2)로부터 공급된 전파 정류 파형의 피크치보다 높게 승압된 전압이 공급된다.

(스위칭 소자의 ON 제어)

승압 리액터(3)에 축적되어 있던 에너지의 방출이 종료하면, 임계 전류 검출 코일(3b)의 유기 전압이 반전한다. 이 전압은 기준 전압(28)과 콤퍼레이터(29)에 의해 비교되어, 시각 t3에 있어서, 콤퍼레이터(29)로부터 로우 레벨의 리셋 신호가 RS 플립플롭(30)의 리셋 단자(R) 및 NOR 회로(31)에 출력된다. 그 결과, 시각 t3에 있어서, RS 플립플롭(30)이 이미 리셋되어 있기 때문에 NOR 회로(31)로부터는 하이 레벨의 전압이 출력되어 스위칭 소자(4)가 다시 동작 상태가 된다.

이후, 상술한 동작의 반복에 의해, 역률 개선 회로의 출력 커패시턴스(6)에 발생하는 출력 전압이 일정하게 유지된다. 또한, 도 5(c)에 도시하는 바와 같이, 교류 전원의 전압 Vin의 절대치인 전파 정류치 Vac에 대응한 전류 목표치 Vm에 의해 스위칭 전류가 제어된다. 그 결과, 스위칭 전류가 교류 전원(1)의 전압 Vin에 추종한 정현파 전류 파형이 되기 때문에 역률이 개선된다.

(컨덕턴스 앰프의 동작)

도 5에 도시하는 바와 같이, 스위칭 소자(4)의 제어 단자(G)에 입력되는 구동 신호가 H 레벨에서 L 레벨로 바뀌어 OFF 상태로 제어되는 시점 t2는, 교류 입력 전압의 전파 정류 파형에 연동하여, 저항(7)을 흐르는 입력 전류가 그 전류 목표치에 도달한 시점과 일치하고 있다. 따라서, 저항(7)을 흐르는 입력 전류를 반영하는 전압 Vi의 파형은, 출력 전압 Vout의 거동에 따라 레벨 조절된다.

컨덕턴스 앰프(23)에서는, 이러한 레벨 조절을 행하고 있고, 출력 커패시터(6)의 출력전압 Vout이 전위차계(P2)를 구성하는 저항(21, 22)의 분압치 Vout2로 변환되어 컨덕턴스 앰프(23)의 - 입력 단자에 입력되어, 기준 전압 Vref1과 비교된다.

컨덕턴스 앰프(23)는, 출력 전압 Vout에 비례하는 전압 Vout2와 기준 전압 Vref1의 차 전압에 대응하는 전류를 바이어스하여 출력한다. 전압 Vout2가 기준 전압치 Vref1보다 큰 경우에 음이 아닌 작은 오차 전압 Ver이 출력되고, 전압 Vout2가 기준 전압치 Vref1보다 작은 경우에 음이 아닌 큰 오차 전압 Ver이 출력된다. 보다 상세하게는, 컨덕턴스 앰프(23)의 출력 전류는 커패시터(49)에서 적분( 평균화)되고 여파된 오차 전압 Ver이 생성된다. 따라서, 컨덕턴스 앰프(23) 및 커패시터(49)는 기준 전압 Vref1에 대한 출력 전압 Vout의 평균치의 오차를 검출하는 오차 증폭기(60)를 구성하고 있다.

또한, 이 오차 전압 Ver은, 승산기(26)에 의해 교류 입력 전압의 전파 정류 파형 Vac2와 승산되어, 콤퍼레이터(27)의 제1 입력 단자(-)에 전류 목표치 Vm으로서 출력된다. 따라서, 승산기(26)는 전파 정류 파형 Vac를 출력 전압 Vout에 상응하는 오차 전압 Ver에 의해 가중(관련지음)함으로써 출력 전압을 네가티브 피드백 제어하는 연산 요소이다. 예를 들면, 커패시턴스(6)의 출력 전압 Vout이 보다 큰 경우에는 컨덕턴스 앰프(23)로부터의 오차 전압 Ver은 작아진다. 이 때 오차 출력 Ver은 승산기(26)에서 교류 입력 전압의 전파 정류 파형을 가중한 결과, 가중된 전파 정류 파형의 레벨 Vm이 작아지므로, 콤퍼레이터(27)에 입력되는 전류 목표치 Vm이 작게 설정되어, 조기에 스위칭 소자(4)가 OFF 제어되어, 출력 전압 Vout를 감소시킨다.

(기준 전압 발생기(52)로부터 출력되는 기준 전압 Vref1)

정격 출력시에 있어서는, 교류 전압 Vin이 예를 들면 90V에서 250V까지 연속하여 상승했을 때는, 도 7에 도시하는 바와 같이, 컨덕턴스 앰프(23)로부터 출력되는 오차 전압 Ver은 하강 커브를 그리는 특성을 갖는다.

컨덕턴스 앰프(23)의 + 입력 단자에 입력되는 기준 전압 Vref1은 소정의 전압 E1을 출력하는 전압원(53)에 접속되는 저항 가변형 전위차계(P3)의 출력 전압으로서 제공된다. 저항 가변형 전위차계(P3)를 구성하는 저항 요소는 그 일부에 가 변 저항 요소를 포함하며, 가변 저항 요소는 오차 전압 Ver에 따른 저항치를 갖는다. 본 실시형태에서는 저항 가변형 전위차계(P3)는 저항 요소(54, 55, 56)로 구성되고, 저항 요소(56)와 그 양단에 병렬로 접속되는 스위칭 소자(트랜지스터)(57)가 가변 저항 요소를 구성한다. 즉, 타단이 접지되어 있는 저항 요소(56)는 스위칭 소자(57)에 의해 선택적으로 바이패스되기 때문에 저항 가변형 전위차계(P3)의 출력 전압 Vref1은 그것에 따라 변화한다. 가변 저항 요소는 가변형 전위차계(P3)의 저항 요소의 어느 부분에나 설정할 수 있다. 이 경우에는 해당하는 부분의 양단에 아날로그 스위치를 병렬로 접속하여 제어함으로써 가변 저항 요소가 실현된다. 상기 가변 저항 요소는 2개의 저항치를 선택적으로 출력하는 기능을 갖고, 또한 고정 저항(54)이 고정 저항(55)을 경유하여 접지되어 있기 때문에 후술하는 바와 같이 출력 전압 Vref1은 소정의 음이 아닌 값으로 설정할 수 있다.

오차 증폭기(60)(컨덕턴스 앰프(23))로부터 출력되는 오차 전압 Ver은 지연부(40)를 통해 오차 전압 비교 회로(51)의 + 입력 단자에 입력된다. + 입력 단자의 입력 신호가 소정의 기준 전압 Vref2보다 커지면 콤퍼레이터(59)에 의해 검지되어 하이 레벨의 신호가 스위칭 소자(57)의 제어 단자에 출력된다. 그 결과, 기준 전압 발생기(52)에 설치된 스위칭 소자(57)가 도통 상태가 되어 기준 전압 Vref1이, 도 8에 도시하는 바와 같이, Vref1-1에서 Vref1-2로 바뀐다.

즉, 도 8에 도시하는 바와 같이, 오차 증폭기(60)로부터 출력되는 오차 전압 Ver이, 기준 전압 Vref2보다 높은 경우에는, 도 9에 도시하는 바와 같이, 100V계의 교류 전원 Vin이라도 출력 전압 Vout가 230Vdc∼250Vdc 사이에 들어가도록 승압 가 능한 기준 전압 Vref1-2를 기준 전압 발생기(52)로부터 컨덕턴스 앰프(23)의 + 입력 단자에 출력한다.

그 결과, 100V계와 같은 저 레인지의 교류 전원 Vin에 대해, 기준 전압 Vref1-2를 사용하여 컨덕턴스 앰프(23)를 동작시킴으로써, 출력 전압 Vout가 230 Vdc∼250Vdc 사이에서 임의의 전압이 되도록 정전압 제어 할 수 있기 때문에, 역률 개선 회로의 승압률이 필요 이상으로 커지지 않고, 변환 효율을 개선할 수 있다.

또, 도 8에 도시하는 바와 같이, 오차 증폭기(60)로부터 출력되는 오차 전압 Ver이, 기준 전압 Vref2보다 낮은 경우에는, 도 9에 도시하는 바와 같이, 200V계의 교류 전원(1)이라도 출력 전압이 370Vdc∼400Vdc 사이에 들어가도록 승압 가능한 기준 전압 Vref1-1을 기준 전압 발생기(52)로부터 컨덕턴스 앰프(23)에 출력한다.

그 결과, 200V계와 같은 고 레인지의 교류 전원 Vin에 대해, 기준 전압 Vref1-1을 사용하여 컨덕턴스 앰프(23)를 동작시킴으로써, 출력 전압 Vout가 370 Vdc∼400Vdc 사이에서 임의의 전압이 되도록 정전압 제어할 수 있기 때문에, 역률개선 회로는 승압 동작을 행하여, 역률 개선 제어가 가능해진다.

전환 교류 전원 전압을 저 레인지의 100V계 및 고 레인지의 200V계의 어느쪽의 교류 입력에도 해당하지 않는 140Vac∼170Vac 사이로 해 둔 경우에는, 예를 들면 입력되는 교류 전원 Vin이 최대 전환 전압(170Vac)이 되었을 때도, 승압 동작이 가능한 출력 전압 Vout로 하고 있으므로, 전환 전압의 근방에서도 역률 개선 동작을 행하게 할 수 있어, 전원 품질이 향상한다.

또한, 도 8에 도시하는 바와 같이, 오차 전압 비교 회로(51)는, 오차 전압 Ver의 상승 과정과 하강 과정의 사이에 히스테리시스 특성을 갖도록 해도 된다. 예를 들면, 콤퍼레이터(59)의 + 입력 단자와 출력 단자의 사이에 귀환 저항(72)을 접속하고, 오차 신호 Ver의 라인과 + 입력 단자의 사이에 입력 저항(71)을 삽입함으로써, 오차 전압 Ver가 저하하여 기준 전압 Vref2보다도 낮아졌을 때는 기준 전압 Vref1-2에서 Vref1-1으로 바뀌고, 오차 전압 Ver이 상승하여 기준 전압 Vref2+ΔV보다도 높아졌을 때는 기준 전압 Vref1-1에서 Vref1-2로 바뀌기 때문에, 노이즈 등에 의한 오동작을 방지할 수도 있다. 또 동일하게 하여 기준 전압 Vref2에 대해 히스테리시스 특성을 갖도록 구성하는 것도 가능하다.

또, 제어 회로(8)와 오차 전압 비교 회로(51)의 사이에, 제어 회로(8)에 의해 생성되는 오차 전압 Ver을 지연하는 지연부(40)를 구비함으로써, 안정된 전환 동작을 행할 수 있다.

(본 실시형태에 있어서의 특징적인 동작)

본 실시형태에 의하면, 부하가 커져 출력 전압 Vout이 저하하면, 오차 증폭기(60)로부터 출력되는 오차 전압 Ver이 커진다. 한편, 이 오차 전압 Ver이 커져 기준 전압 Vref2를 넘은 경우에는, 콤퍼레이터(59)로부터 하이 레벨의 전환 신호가 스위칭 소자로서의 트랜지스터(57)에 출력되어 트랜지스터(57)가 ON 상태가 된다. 그 결과, 저항(56)이 바이패스되기 때문에, 컨덕턴스 앰프(23)에 입력되는 기준 전압 Vref1은, 기준 전압 Vref1-1에서 Vref1-2로 바뀐다.

이 기준 전압 Vref1이 작아지면, 오차 증폭기(60)로부터 출력되는 오차 전압 Ver의 변동이 작아지므로, 콤퍼레이터(27)로부터 세트 신호가 일찍 출력되게 되어 스위칭 소자(4)가 일찍 OFF한다. 그 결과, 출력 전압 Vout는 작아지므로, 예를 들면, 100V계와 같은 소 진폭의 교류 전원 Vin에 대해서도, 출력 전압 Vout가 예를 들면 230Vdc∼250Vdc 사이에서 임의의 전압이 되도록 정전압 제어할 수 있게 되어, 역률 개선 회로의 승압률이 커지지 않고, 스위칭 손실이 저감하여 변환 효율을 개선할 수 있다.

(제2 실시형태)

도 10은, 본 발명의 제2 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치에 적응 가능한 역률 개선 회로의 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)의 구성을 도시한 도면이다. 도 10을 참조하여, 이 역률 개선 회로의 구성에 관해 설명한다. 또한, 본 실시형태에서는, 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)의 구성 이외는 도 4에 도시한 제1 실시형태에 있어서의 기본적 구성과 동일하므로 그 설명은 생략한다.

본 실시형태에 있어서의 특징은, 제1 실시형태에 있어서 설치된 오차 전압 비교 회로(51) 및 기준 전압 발생기(52)를 대신해, 오차 전압/임피던스 변환기(61) 및 기준 전압 발생기(62)를 설치하는 것에 있다.

오차 전압/임피던스 변환기(61)는, 오차 전압 Ver을 입력하여 오차 전압 Ver의 전압 레벨에 따른 임피던스를 생성하는 전류원(67)을 구비한 전압 제어형 레지스터이다. 또한, 본 실시예에서는 지연부를 생략하고 있지만 제1 실시예와 동일하게 오차 전압/임피던스 변환기(61)의 전단에 오차 전압 Ver을 지연하는 지연부(40)를 설치하는 것도 가능하다. 이하의 설명에서는 오차 전압/임피던스 변환기(61)의 오차 전압 Ver에 관련된 입력 전압을 Ver2로 표기한다.

오차 전압/임피던스 변환기(61)의 전류원(67)이 갖는 임피던스 및 이것에 병렬로 접속되는 저항 요소(56)가 가변 저항 요소를 구성한다. 따라서, 제1 실시예와 동일하게 저항 요소(54, 55, 56) 및 가변 임피던스 소자로서의 전류원(67)은 가변 저항형 전위차계(P4)를 구성한다. 그리고, 가변 저항형 전위차계(P4)에서 기준 전압(53)을 분압한 전압을 컨덕턴스 앰프(23)에 기준 전압 Vref1으로서 출력한다. 이 때 가변 저항형 전위차계(P4)의 출력 전압 Vref1은 다음 식 (1)로 표시된다.

Vref1={(R₂+R₃)E₁-iR₁R₃}/(R₁+R₂+R₃) (1)

여기서, 전류치 i는 전류원(67)의 공급 전류이며 후술하는 바와 같이 오차 전압 Ver1의 함수이다. 전류원이 하이 임피던스가 되어 구동 전류 i가 실질적으로 0(null)일 때는 기준 전압은,

Vref1-1=E₁(R₂+R₃)/(R₁+R₂+R₃) (2)

가 된다. 또, 전류원이 로우 임피던스가 되어 실질적으로 도통 상태가 된 경우에는 기준 전압은,

Vref1-2=E₁R₂/(R₁+R₂) (3)

가 된다. 이 경우에는 저항(55)(저항치 R₂)이 존재함으로써 소정의 전압 Vref1-2가 실현되므로, 식 (2), (3)에 나타낸 바와 같이 기준 전압 Vref1의 상한과 하한을 설정할 수 있다.

보다 상세하게는, 도 11을 참조하면, 오차 전압/임피던스 변환기(61)는 전압 제어형 전류원(67)을 구비한다. 즉, 전류원(67)은 오차 전압 Ver2와 기준 전압 Vref2의 차에 따라 임피던스가 변화하는 가변 임피던스 소자이다. 기준 전압 Vref2가 일정한 경우에는 전류원(67)의 전류치 i는 오차 전압 Ver2만의 함수가 된다.

도 11에는 본 발명의 제2 실시형태에 관한 오차 전압/임피던스 변환기(61)와 기준 전압 발생기(62)의 실시예를 나타낸다. 오차 전압 Ver 또는 Ver2가 트랜지스터(103)의 베이스에 입력되면, 트랜지스터(103)의 이미터에는 베이스·이미터 간 순방향 전압이 가산된 전압이 나타난다. 트랜지스터(101 및 102)는 트랜지스터(103)에 동작 전류를 부여하는 커런트 미러 회로를 구성하고 있다. 트랜지스터(106)의 이미터에는 베이스·이미터간 순방향 전압만 감산된 전압 Vc1이 나타나기 때문에 전압 Vc1은 오차 전압 V는 오차 전압 Ver2와 같다. 트랜지스터(106)의 이미터는 직렬로 접속된 저항기(130, 131)를 통해 접지된다. 또한 저항(130)과 저항(131)의 접속점은 트랜지스터(107)의 이미터와 트랜지스터(109)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(108∼110)로 구성되는 차동 증폭기에 의해 트랜지스터(107)의 이미터와 트랜지스터(109)의 베이스는 트랜지스터(110)의 베이스 전압과 동등하게 제어된다. 한편 저항기(121)와 저항기(122)는 정전압 전원 E_REG를 분압한 전압 Vref0을 트랜지스터(110)의 베이스에 제공하고 있다. 따라서, 트랜지스터(107∼110) 및 저항기(121, 122)는, 상기 분압치 Vref0와 동등한 전압 Vc2를 트랜지스터(107)의 이미터 및 트랜지스터(109)의 베이스로부터 출력하는 정전압원을 구성하고 있다.

그 결과 저항기(130)의 양단에는 오차 전압 Ver2와 동등한 전압 Vc1과 기준전압 Vref2로서의 정전압 Vc2가 부여되어 있다. 즉 저항기(130)에는 전류 i_S(Ver2)=(Vc1-Vc2)/Rs=(Ve12-Vref2)/Rs가 흐른다. 전류치 i_S는 오차 전압 Ver2의 함수이며 오차 전압 Ver2에 비례하여 변화한다. 또한 트랜지스터(104, 105)는 커런트 미러 회로를 구성하고 있기 때문에 트랜지스터(106)를 흐르는 전류 i_S는 트랜지스터(104)에도 흘러, 트랜지스터(105)를 통해 트랜지스터(111)의 콜렉터·이미터 간에도 전류 i_S가 흐른다. 또한 트랜지스터(111, 112)도 커런트 미러 회로이기 때문에 트랜지스터(112)의 컬렉터·이미터 사이에도 전류 i_S와 같은 전류 i가 흐른다. 따라서, 도 11의 오차 전압/임피던스 변환기(61)는 오차 전압 Ver2에 응답하여 전류 i가 변화하는 전압 제어형 전류원(67)을 구성하고 있다. 오차 전압 Ver2가 기준 전압 Vref2를 하회하는 경우에는 트랜지스터(106)가 비동작 상태가 되어 비도통이 되므로 전류원으로부터 전류가 공급되지 않는다. 따라서, 오차 전압 Ver2가 기준 전압 Vref2를 하회하는 경우에는 등가 임피던스가 높아져 실질적으로 차단 상태가 되어, 공급 전류 i(Ver2)는,

i(Ver2)=0 (4)

이다. 또 오차 전압 Ver2가 기준 전압 Vref2를 상회하는 경우에는, 공급 전류 i는,

i(Ver2)=(Ver2-Vref2)/Rs (5)

가 된다.

전압 제어형 전류원(67)은 기준 전압 발생기(62)를 흐르는 전류를 분류하므로 식 (1)로 나타낸 바와 같이 기준 전압 Vref1은 오차 전압 Ver2 또는 Ver의 값에 따라 가변한다.

도 12에는 본 발명의 제2 실시형태에 관한 오차 전압/임피던스 변환기(61)와 기준 전압 발생기(62)의 다른 실시예를 나타낸다. 도 11의 실시예와는 정전압원의 구성만이 다르다. 저항기(121)와 저항기(122)는 정전압 전원 E_REG을 분압한 전압 Vref0을 트랜지스터(120)의 베이스에 제공하고 있다. 트랜지스터(101, 118)는 트랜지스터(120)에 동작 전류를 부여하는 커런트 미러 회로를 구성하고 있다. 트랜지스터(120)의 이미터는 베이스·이미터간 순방향 전압분만큼 베이스 전압보다 높고, 또 트랜지스터(117)의 이미터는 베이스·이미터간 순방향 전압분만큼 베이스 전압보다 낮기 때문에, 트랜지스터(117, 118, 120) 및 저항기(121, 122)는, 상기 분압치 Vref0와 동등한 전압 Vc2를 트랜지스터(117)의 이미터로부터 출력하는 정전압원을 구성하고 있다. 그 밖의 구성과 동작은 도 11과 같으므로 설명은 생략한다.

다음에, 도 13에 나타낸 그래프를 참조하여, 본 발명의 제2 실시형태에 따른 스위칭 전원 장치의 동작에 관해 설명한다.

지연부(40)로부터 출력된 오차 전압 Ver2가 오차 전압/임피던스 변환부(61)에 입력되면, 오차 전압/임피던스 변환기(61)에서는, 이 오차 전압 Ver2의 전압 레벨에 따라 전류원(67)에 의해 전압-임피던스 변환하여 오차 전압의 전압 레벨에 따 른 저항치를 저항 요소(67)로서 생성하여 기준 전압 발생기(62)에 공급한다. 기준 전압 발생기(62)에서는 저항 요소(67)를 포함하는 전위차계(P4)에 의해 기준 전압(53)을 분압한 전압을 컨덕턴스 앰프(23)에 기준전압 Vref1으로서 출력한다.

오차 전압 Ver2가 기준 전압 Vref2를 하회하는 경우에는, 전류원이 하이 임피던스가 되어 공급 전류 i(Ver2)=0이 되기 때문에, 출력 전압 Vref1(Ver2)은 식 (2)로 표시되는 정전압이 된다. 또, 오차 전압 Ver2가 기준 전압 Vref2를 상회하는 경우에는, 식 (5)로 표시되는 전류 i(Ver2)가 전류원(67)에 의해 분류되기 때문에, 오차전압 Ver 또는 Ver2가 클수록 큰 전류가 흐른다. 따라서 출력 전압 Vref1(Ver2)는 식 (1)로 표시되는 바와 같이 오차 전압 Ver 또는 Ver2가 클수록 작아진다. 또한 오차 전압 Ver 또는 Ver2가 커져 저항(56)을 흐르는 전류를 전부 빼앗아 버릴 정도로 전류원의 임피던스가 작아지면 그 때는 출력 전압은 변화하지 않게된다(식 (3) 참조).

따라서, 도 13에 도시하는 바와 같이, 오차 전압 Ver가 기준 전압 Vref2를 넘어 상승하는 경우에는, 오차 전압 Ver의 크기에 따라 연속적으로 기준 전압 Vref1-1에서 Vref1-2를 향해 서서히 저하하는 전압이 기준 전압 Vref1으로서 컨덕턴스 앰프(23)에 부여된다. 또한 도 13의 점은 도 11의 전압 응답형 기준 전압 발생기(50)의 입력 전압 Ver2에 대한 출력 전압 Vref1의 실측예이다.

식 (1) 및 식 (5)로부터 오차 전압/임피던스 변환기(61)의 오차 전압 Ver 또는 Ver2의 변화에 대한 게인 G는,

G=-R₁R₃/{Rs(R₁+R₂+R₃)} (6)

가 된다. 오차 전압 Ver에 대한 기준 전압 Vref1의 구배는 게인 G와 대응지어지고, 식 (1)에 의하면 게인 G가 음의 값이므로 기준 전압 Vref1의 변화는 오차전압 Ver 또는 Ver2의 변화에 대해 역극성이다. 따라서 오차 전압 Ver이 커질수록 공급 전류 i_S는 커지고, 즉 등가 임피던스가 낮아진다. 또 게인 G의 절대치가 작아지면 오차 전압 Ver의 변화에 대한 기준 전압 Vref1의 변화의 구배가 작아진다.

이상으로부터, 오차 전압 Ver에 따라 오차 전압 Ver이 커질수록 낮아지는 저항치를 오차 전압/임피던스 변환기(61)에서 생성하여, 이 저항치에 의해 저항치가 낮아질수록 낮아지는 제1 기준 전압 Vref1을 기준 전압 발생기(62)에서 생성하므로, 오차 전압 Ver이 커질수록 낮아지는 제1 기준 전압 Vref1을 사용하여 제어할 수 있어, 출력 전압 Vout가 낮아지도록 정전압 제어할 수 있게 된다.

이렇게, 컨덕턴스 앰프(23)의 기준 전압 Vref1이 서서히 작아지면, 컨덕턴스 앰프(23)로부터 출력되는 오차 전압 Ver의 변동이 작아지기 때문에, 출력 전압 Vout도 서서히 작아지므로, 예를 들면 100V계와 같은 저 레인지의 교류 전원 Vin에 대해서도, 출력 전압 Vout가 예를 들면 230Vdc∼250Vdc 사이에서 임의의 전압이 되도록 정전압 제어할 수 있게 되어, 역률 개선 회로의 승압률이 커지지 않고, 스위칭 손실이 저감하여 변환 효율을 개선할 수 있다.

또, 제어 회로(8)와 오차 전압/임피던스 변환기(61)의 사이에, 제어 회로(8)에 의해 생성되는 오차 전압 Ver을 지연하는 지연부(40)를 구비함으로써, 안정된 정전압 제어를 행할 수 있다.

제1 및 제2 본 실시형태에 있어서는, 리액터 전류가 약 0A가 되는 임계 전류동작에 대해 설명했으나, 본 발명은 이러한 경우에 제한되는 것이 아니라, 리액터 전류가 불연속이 되는 불연속 동작, 리액터 전류가 연속이 되는 연속 동작에 있어서도 적응 가능하다.

또, 제1 및 제2 본 실시형태에 있어서는, DC/DC 컨버터(9)로서 플라이백 컨버터에 적용하는 경우에 관해 설명했으나, 본 발명은 이러한 경우에 제한되는 것이 아니라, RCC 회로, 포워드 컨버터 회로, 하프 브릿지 회로, 브릿지 회로 등에도 적용할 수 있다.

본 발명의 제1의 기술적 측면에 의하면, 스위칭 전류가 전류 목표치에 달했을 때 스위칭 소자를 OFF하도록 제어기에 의해 제어하여 출력 전압을 안정화하도록 해 두고, 오차 전압을 제2 기준 전압과 비교하여 오차 전압 쪽이 클 때 전환 신호를 출력하고, 이 전환 신호에 따라 제1 기준 전압보다도 낮은 다른 기준 전압으로 바꾼다. 따라서, 제1 기준 전압을 사용하여 제어하고 있었을 때의 출력 전압보다도 낮은 출력 전압으로 정전압 제어할 수 있게 되어, 역률 개선시의 승압률이 커지지 않고, 스위칭 손실이 저감하여 변환 효율을 개선할 수 있다.

그 결과, 중부하시에, 저 레인지(100V계)의 교류 전원에서는 출력 전압을 낮게할 수 있고, 고 레인지(200V계)의 교류 전원에서는 출력 전압이 높게 전환되도록 할 수 있다. 이 때문에, 저 레인지의 교류 전원에서도 스위칭 소자에 의한 손실을 개선할 수 있어, 전력 변환율을 개선할 수 있다. 더구나, 저 레인지 및 고 레인지의 교류 전원에 있어서도 역률 개선 동작이 가능해진다.

또, 제1 기준 전압에서 다른 기준 전압으로 전환될 때의 전원 전압은, 저 레인지와 고 레인지의 거의 중간의 교류 전압에 상당하므로, 교류 전원이 100V계에서도 200V계에서도 정전압 제어가 안정되어, 전원 품질의 향상에 기여할 수 있다. 또한, 제1 기준 전압에서 다른 기준 전압으로 전환될 때의 전원 전압의 근방에서도, 역률 개선 동작이 가능하다.

또, 오차 전압을 사용하여 제1 기준 전압을 변경하고 있기 때문에, 노이즈에 의한 오동작을 저감할 수 있다. 또한, IC화할 때의 핀 수의 증가, 패키지 변경이 발생하지 않으므로, 비용의 증가나 패키지 형상의 확대를 방지할 수 있다.

본 발명의 제2의 기술적 측면에 의하면, 오차 전압에 따라 오차 전압이 커질수록 그것에 따라 연속적으로 낮아지는 저항치를 생성하여, 이 저항치에 의해 저항치가 낮아질수록 그것에 따라 연속적으로 낮아지는 제1 기준 전압을 생성한다. 따라서, 오차 전압에 따라 연속적으로 변화하는 제1 기준 전압을 사용하여 제어 회로를 제어할 수 있기 때문에, 보다 확실하게 출력 전압이 낮아지도록 정전압 제어할 수 있게 되어, 역률 개선시의 승압률이 커지지 않고, 스위칭 손실이 저감하여 변환 효율을 개선할 수 있다.

Claims

교류 전압을 그 진폭보다도 높은 직류 전압으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 전파 정류된 상기 교류 전압을 온오프 제어하는 스위칭 소자를 구비하는 스위칭 전원 장치로서,

상기 출력되는 전압과 제1 기준 전압의 차에 따른 오차 전압을 생성하는 오차 전압 발생기, 및 상기 전파 정류된 교류 전압을 상기 오차 전압에 관련지어 전류 목표치를 연산하는 연산기를 구비하고, 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류가 상기 전류 목표치에 달했을 때 상기 스위칭 소자를 비도통 상태로 제어하는 제어기와,

상기 오차 전압을 제2 기준 전압과 비교하는 비교기로서, 상기 오차 전압 쪽이 클 때 전환 신호를 출력하는 비교기와,

상기 제1 기준 전압을 발생하는 기준 전압 발생기로서, 상기 전환 신호에 따라 상기 제1 기준 전압을 낮게 설정하는 기준 전압 발생기

를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항에 있어서,

상기 비교기는, 상기 오차 전압 또는 상기 제2 기준 전압에 대해 히스테리시스 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제1항에 있어서,

상기 제어기와 상기 비교기의 사이에, 상기 오차 전압을 지연하는 지연부를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
교류 전압을 그 진폭보다도 높은 직류 전압으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 전파 정류된 상기 교류 전압을 온오프 제어하는 스위칭 소자를 구비하는 스위칭 전원 장치로서,

상기 출력되는 전압과 제1 기준 전압의 차에 따른 오차 전압을 생성하는 오차 전압 발생기, 및 상기 전파 정류된 교류 전압을 상기 오차 전압에 관련지어 전류 목표치를 연산하는 연산기를 구비하고, 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류가 상기 전류 목표치에 달했을 때 상기 스위칭 소자를 비도통 상태로 제어하는 제어기와,

상기 오차 전압에 따른 전류를 공급하는 전류원과,

제1 저항체, 제2 저항체가 직렬로 접속되어 상기 제1 기준 전압을 출력하는 전위차계로서, 상기 제1 저항체의 상기 제2 저항체에 접속되지 않는 일단이 제3 기준 전압에 접속되고, 상기 제2 저항체의 상기 제1 저항체에 접속되지 않는 일단이 접지되고, 상기 전류원은 상기 제2 저항체의 일부에 병렬 회로를 구성하도록 접속되는 전위차계

를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제4항에 있어서,

상기 제어기와 상기 전류원의 사이에, 상기 오차 전압을 지연하는 지연부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제4항에 있어서,

상기 전류원은 상기 오차 전압과 제2 기준 전압의 차에 비례한 전류를 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
교류 전압을 그 진폭보다도 높은 직류 전압으로 변환하여 출력하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 전파 정류된 상기 교류 전압을 온오프 제어하는 스위칭 소자를 구비하는 스위칭 전원 장치로서,

상기 출력되는 전압과 제1 기준 전압의 차에 따른 오차 전압을 생성하는 오차 전압 발생기, 및 상기 전파 정류된 교류 전압을 상기 오차 전압에 관련지어 전류 목표치를 연산하는 연산기를 구비하고, 상기 스위칭 소자를 흐르는 전류가 상기 전류 목표치에 달했을 때 상기 스위칭 소자를 비도통 상태로 제어하는 제어기와,

상기 제1 기준전압을 발생하는 전압 응답형 기준 전압 발생기로서, 상기 오차 전압에 따른 저항치를 생성하는 가변 저항 요소, 및 제3 기준 전압에 접속되어 상기 제1 기준 전압을 출력하는 전위차계를 구비하고, 상기 전위차계는 상기 가변 저항 요소를 포함하는 다수의 저항 요소가 직렬로 접속되는, 전압 응답형 기준 전압 발생기

를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제7항에 있어서,

상기 가변 저항 요소는 저항체와 그것에 병렬로 접속되는 스위칭 소자를 구비하고, 상기 오차 전압에 따라 스위칭 소자가 개폐 제어되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
제7항에 있어서,

상기 가변 저항 요소는 저항체와 그것에 병렬로 접속되는 전류원을 구비하고, 상기 오차 전압에 따라 상기 전류원의 전류가 변화하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.