JP2001136739A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源ラインの力率を上げ、整流電流に含まれ
る高調波電流を減少させることができ、しかも出力直流
電圧に含まれるリップル電圧分も少なくすることができ
る電源回路を提供すること。 【解決手段】 交流電源電圧をブリッジ整流ダイオード
２で全波整流して得られる整流出力電圧Ｖi を、ブリッ
ジ整流ダイオード２の導通時間を伸ばし力率を上げるた
めのアクティブフィルタ（２４〜２９，３）を通し、ア
クティブフィルタの平滑コンデンサ３で得られた直流電
圧をＤＣ−ＤＣコンバータ３０に供給する構成とするこ
とにより、電源ラインにおける整流電流の幅を広げ、力
率を上げることができ、しかも整流電流に含まれる高調
波電流も少なくすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン受像機
などの電子機器に用いる交流直流変換用の電源回路に関
するもので、特に力率の改善を図った電源回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】最近の電子機器においては、ＩＣ化によ
る高性能，小形，軽量化が進むとともに、これらの装置
に不可欠な電源装置についても同様に高性能，小形，軽
量化が要求される。この要求を満たす安定化電源とし
て、スイッチング方式による電源回路がある。

【０００３】スイッチング方式による安定化直流電源回
路は、入力の直流電源電圧をトランジスタなどの高速ス
イッチング素子でオン，オフし、そのオン時間を変化さ
せたり、オン・オフ周波数を変化させることによって、
出力として得られる直流電圧を一定とするように制御す
る。

【０００４】スイッチング電源回路には種々の方式があ
るが、ここでは高周波インバータによるＤＣ−ＤＣコン
バータ方式の電源回路について説明する。

【０００５】図４に、従来の電源回路の回路図を示す。
図４において、商用交流電源１からの電源電圧はブリッ
ジ整流ダイオード２で全波整流され、さらに平滑コンデ
ンサ３で平滑されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０に供給
される。

【０００６】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記平滑コ
ンデンサ３の正極側の出力端と基準電位点間に、第１，
第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ４，５
を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各スイ
ッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前記ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４，５のそれぞれと並列にダイオード６，７
を接続している。即ち、ＭＯＳ ＦＥＴ４のドレイン，
ソースにそれぞれダイオード６のカソード，アノードを
接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５のドレイン，ソースにそれぞ
れダイオード７のカソード，アノードを接続している。
ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各ゲートには、制御回路２３か
らＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフさせるため
のゲートパルスが供給されるようになっている。ＭＯＳ
ＦＥＴ４とダイオード６から成る第１の並列回路とＭ
ＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７から成る第２の並列回路
との接続点と、基準電位点との間に、トランス８の１次
コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路を接続し、ト
ランス８の２次コイル１１から１次，２次巻線比に応じ
た所定の交流電圧を出力させるようにしている。ＭＯＳ
ＦＥＴ４とダイオード６の第１の並列回路、ＭＯＳ
ＦＥＴ５とダイオード７の第２の並列回路、１次コイル
９と共振コンデンサ１０の直列回路、及び制御回路２３
は、直流を交流に変換するハーフブリッジ型の高周波イ
ンバータを構成している。

【０００７】トランス８の２次コイル１１の一端は整流
ダイオード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続
し、２次コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介し
て直流電圧出力端子１５に接続し、２次コイル１１の中
点は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の各カ
ソードの接続点と基準電位点との間には、平滑コンデン
サ１４が接続されている。トランス８の２次側に構成さ
れる、２次コイル１１と、整流ダイオード１２，１３
と、２次コイル１１の中点に接続した基準電位点ライン
とは、全波整流回路を構成している。

【０００８】直流電圧出力端子１５からの直流電圧ＥB
は抵抗１６を介して誤差増幅器１７に供給されており、
この誤差増幅器１７で基準値と比較され増幅され、その
出力である誤差電圧に応じて抵抗１８と発光ダイオード
２０の直列回路に電流が流れ、発光ダイオード２０と受
光ダイオード２１によるフォトカプラ１９を通して、誤
差信号が受光トランジスタ２１側へ伝達され、抵抗２２
を経て制御回路２３へ制御信号として帰還されるように
なっている。制御回路２３は、第１，第２のスイッチン
グ素子であるＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフ
させる制御を行うもので、前記の帰還された制御信号に
よってＭＯＳ ＦＥＴ４，５に供給するゲートパルスの
周波数を変え、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のオン，オフの周
波数を制御することによって、出力電圧ＥB の変動を抑
え出力電圧ＥB を常に一定とするよう制御する。

【０００９】次に、図４の回路の動作を図５及び図６を
参照して説明する。

【００１０】図５(a) 〜(e) は、図４におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３０の各部の電圧及び電流の波形を示す図
である。横軸は時間ｔ、縦軸は波形振幅レベルを示して
いる。

【００１１】図５(a) ，(b) に示すＶG1，ＶG2はそれぞ
れ第１，第２のスイッチング素子であるＭＯＳ ＦＥＴ
４，５に供給されるゲートパルス電圧を示しており、図
５(c) に示すＶC は共振コンデンサ１０に生じる正弦波
電圧（共振電圧）、図５(d)に示すＶL はトランス８の
１次コイル９に生じる正弦波電圧（共振電圧）である。
図５(c) ，(d) に示すＶi0は、ブリッジ整流ダイオード
２で全波整流した電圧を平滑コンデンサ３で平滑して得
られる電圧である。図５(e) に示すＩr は、１次コイル
９及び共振コンデンサ１０に流れる正弦波電流（共振電
流）を示す。この電流Ｉr の正方向は、図４の矢印にて
示す方向である。

【００１２】図６(a) 〜(d) は、この正弦波電流Ｉr に
ついての、スイッチング１周期の動作を説明するための
図である。

【００１３】時間ｔ＝０のときに、図５(b) に示すよう
にＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートパルス電圧ＶG2が零になる
と、ＭＯＳ ＦＥＴ５はオフする。ｔ＝０の直前の期間
Ｄ（図５(d) のｔ＝ｔ3 〜ｔ4 に相当する期間）に共振
コンデンサ１０からトランス８の１次コイル９を通り、
ＭＯＳ ＦＥＴ５に流れ込んでいた電流Ｉr （このとき
の電流Ｉr は共振コンデンサ１０に充電されていた電荷
に基づいて流れている）は、ｔ＝０に至ると、ＭＯＳ
ＦＥＴ５オフにより、今度は１次コイル９に蓄えたエネ
ルギーを放出することによって、第１のダイオード６を
通り、図６(a)の期間Ａ（ｔ＝０〜ｔ1 期間：第１のダ
ンパー期間と呼ぶ）のように流れる。この電流Ｉr はト
ランス８の２次側負荷が零の場合、図５(e) の期間Ａの
Ｉr に示すような電流である。ｔ＝０以降は既にゲート
パルス電圧ＶG1がＭＯＳ ＦＥＴ４に供給されてオンし
ており、１次コイル９のエネルギーがほぼ放出されて時
刻ｔ1 に達すると、第１のダイオード６はオフし、今度
は直流電源（平滑コンデンサ３を直流電源とみなす）か
らＭＯＳ ＦＥＴ４を通して電流Ｉr が正方向に流れ、
図６(b) の期間Ｂ（ｔ＝ｔ1 〜ｔ2 ）に示すように１次
コイル９及び共振コンデンサ１０にＩr が流れる。次
に、時刻ｔ2 に至ると、ゲートパルス電圧ＶG1が零にな
るためＭＯＳ ＦＥＴ４はオフし、電流Ｉr はコイル９
からコンデンサ１０に対して流れ込むように（即ち、１
次コイルに蓄えたエネルギーを放出するように）、第２
のダイオード７を通して正方向に流れ続け、図６(c) の
期間Ｃ（ｔ＝ｔ2 〜ｔ3 ：第２のダンパー期間と呼ぶ）
のように流れる。時刻ｔ2 以降はすでにゲートパルス電
圧ＶG2がＭＯＳ ＦＥＴ５に供給されオンしており、１
次コイル９のエネルギーがほぼ放出されて時刻ｔ3 に達
すると、第２のダイオード７はオフし、コンデンサ１０
に充電されている電荷に基づいて電流Ｉr が１次コイル
９及びＭＯＳ ＦＥＴ５を通して負の方向に流れ、図６
(d) の期間Ｄ（ｔ＝ｔ3 〜ｔ4 ）に示すようなる。時刻
ｔ4 になると、ＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートパルス電圧Ｖ
G2が零になり、前記の時間ｔ＝０の動作に戻る。

【００１４】以上が、スイッチング素子４，５と、１次
コイル９と共振コンデンサ１０による１周期の動作であ
る。ゲートパルスの半周期の幅Ｔ1 とＴ2 （図５参照）
は相等しく選んであるため、ＭＯＳ ＦＥＴ４とＭＯＳ
ＦＥＴ５、第１のダイオード６と第２のダイオード７
は、それぞれ同一の導通時間でオン，オフを繰り返すと
共に、ブリッジ整流ダイオード２及び平滑コンデンサ３
による整流電源からトランス８の１次コイル９と共振コ
ンデンサ１０の直列回路に対して１周期の動作に必要な
電力が１周期のうちの期間Ｂにおいて供給される。つま
り、整流電源からは１周期毎に消費した電力が期間Ｂに
供給される。このとき、トランス８の１次コイル９と共
振コンデンサ１０には、図５(d) ，(c) のＶL ，ＶC に
示すような互いに逆位相の正弦波電圧ＶL ，ＶC が発生
している。そして、トランス８の２次側には、トランス
巻線比に基づき、１次コイル９に発生した電圧に比例し
た正弦波電圧が発生し、整流ダイオード１２，１３及び
平滑コンデンサ１４で全波整流された後、出力直流電圧
ＥB として図示しない負荷に供給される。

【００１５】図７は電源回路の出力直流電圧ＥB の制御
特性を示したものである。横軸にスイッチング素子のス
イッチング周波数ｆを、縦軸に出力直流電圧ＥB をとっ
てある。出力直流電圧ＥB の制御は１次コイル９のイン
ダクタンス値と共振コンデンサ１０の容量値で決まる共
振周波数ｆ0 に対し、スイッチング素子としてのＭＯＳ
ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆ、即ちゲートパ
ルス電圧ＶG1，ＶG2の周波数を変えることにより行われ
る。例えば、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５がスイッチング周波
数ｆ1 で動作しているとし、負荷電流が増加し出力直流
電圧ＥB が下がった場合には、誤差増幅器１７により基
準値との誤差電圧が負側に増加しフォトカプラ１９を通
して１次側の制御回路２３に帰還され、ＭＯＳ ＦＥＴ
４，５のスイッチング周波数ｆを下げ出力電圧ＥB を上
げて一定とするように自動的に制御が行われる。

【００１６】図８は電源回路の中のブリッジ整流ダイオ
ード２の動作波形を示した図である。ブリッジ整流ダイ
オード２の出力側には図４に示すように平滑コンデンサ
３が接続されており、交流電源１からの電源電圧はブリ
ッジ整流ダイオード２で全波整流された後、平滑コンデ
ンサ３で平滑される。このため、図８(a) の電圧波形に
示すように、ブリッジ整流ダイオード２の整流出力電圧
を平滑した電圧Ｖi0に含まれる電源リップル電圧（Ｖi0
の変動）は非常に小さく、従って商用電源周波数の１周
期のうちブリッジ整流ダイオード２が導通する時間は極
めて短い。即ち、電源ラインに流れる整流電流は、ブリ
ッジ整流ダイオード２の全波整流出力電圧が平滑コンデ
ンサ３に充電されている電圧Ｖi0を越えたときのみ流
れ、図８(b) に示すような脈流となり、電源周波数の１
周期に対する導通期間の幅が狭い。従って、電源ライン
の力率も０．６程度と低く、脈流に含まれる高調波電流
も大きいという問題がある。

【００１７】そこで、その解決策として、平滑コンデン
サ３の容量値を下げれば、充電量が下がるためブリッジ
整流ダイオード２の導通時間は長くなって力率が上が
り、脈流に含まれる高調波電流も少なくなる。しかし、
このときは平滑コンデンサ３による平滑性（積分効果）
が減少し、全波整流波形本来の周波数特徴に見られるよ
うに、出力直流電圧ＥB に含まれる商用電源周波数の２
倍の周波数のリップル電圧が増え、定電圧回路としての
本来の機能を果たさなくなる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の電
源回路では、電源ラインでの力率が低く、しかも整流電
流に含まれる高調波電流も大きくなり、或いはこれを改
善しようとして平滑容量を下げると、リップル分が増加
し本来の定電圧機能を損なうという問題があった。

【００１９】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、電源
ラインの力率を上げ、整流電流に含まれる高調波電流を
減少させることができ、しかも本来の定電圧機能を損な
うことのない電源回路を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る電源回路は、交流電源と、この交流電源の電圧を全波
整流する第１の整流回路と、ダイオードと平滑コンデン
サを含み、前記第１の整流回路の導通時間を伸ばし力率
を上げるためのアクティブフィルタと、このアクティブ
フィルタの平滑コンデンサで得られた直流電圧を高周波
インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に変
換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤＣ
−ＤＣコンバータと、を具備したことを特徴とする。

【００２１】請求項１の発明によれば、従来の電源回路
に、アクティブフィルタ動作をする部分を追加すること
により、全波整流する第１の整流回路の導通時間を伸ば
し、力率を上げ、整流電流に含まれる高調波電流も少な
くすることができる。

【００２２】請求項２記載の発明は、請求項１の電源回
路における前記アクティブフィルタが、前記第１の整流
回路の出力端には第１のコイルと陽極が第１のコイル側
になるように配置したダイオ−ドとの直列回路が接続さ
れており、また、前記ダイオードの陰極と基準電位点間
には平滑コンデンサが接続されており、前記第１のコイ
ルと前記ダイオードの接続点と前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの中点には第２のコイルと第２のコンデンサの直列回
路が配置され、前記第１の整流回路の出力端と基準電位
点間および前記第１のコイルと前記ダイオードの接続点
と基準電位点間にそれぞれ第３，第４のコンデンサを接
続して構成されることを特徴とする。

【００２３】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態について図面を
参照して説明する。図１は本発明の一実施の形態の電源
回路を示す回路図である。図４と同一の構成要素には同
一符号を付してある。

【００２４】図１の実施の形態が図４の従来回路と異な
る点は、図４の従来回路におけるブリッジ整流ダイオー
ド２と平滑コンデンサ３との間に、第１のコイル２５と
コンデンサＣ２４、２６及びダイオード２７を追加し、
さらに第１のコイル２５とダイオード２７の接続点とＭ
ＯＳ ＦＥＴ４のソースとＭＯＳ ＦＥＴ５のドレイン
の接続点（中点）との間に、第２のコイル２８とコンデ
ンサ２９を追加した構成としたことである。コンデンサ
２９は直流阻止用であり第２のコンデンサを構成し、コ
ンデンサ２４，２６はノイズ除去用であり第３，第４の
コンデンサを構成している。ブリッジ整流ダイオード２
の出力端とＤＣ−ＤＣコンバータ３０との間に構成され
た回路部分（平滑コンデンサ３を含む）は、アクティプ
フィルタとしての機能を果たす。

【００２５】上記のアクティブフィルタの構成を更に詳
しく説明すると、ブリッジ整流ダイオード２の出力端に
は第１のコイル２５と陽極が第１のコイル側になるよう
に配置したダイオード２７の直列回路が接続されてお
り、また、ダイオード２７の陰極と基準電位点間には平
滑コンデンサ３が接続されており、第１のコイル２５と
ダイオード２７の接続点とＤＣ−ＤＣコンバータ３０の
中点（ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の接続点）には第２のコイ
ル２８と第２のコンデンサ２９の直列回路が配置され、
ブリッジ整流ダイオード２の出力端と基準電位点間、お
よび第１のコイル２５とダイオード２７の接続点と基準
電位点間に第３，第４のコンデンサ２４、２６がそれぞ
れ接続されている。また、平滑コンデンサ３から出力さ
れる直流電圧Ｖi0は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の直流
電源として、ＭＯＳ ＦＥＴ４のドレインとダイオード
６のカソードとの接続点に供給されるように接続されて
いる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の回路構成に関して
は、図４の従来回路と同様である。

【００２６】即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記
平滑コンデンサ３の正極側の出力端と基準電位点間に、
第１，第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ
４，５を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の
各スイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のそれぞれと並列にダイオード
６，７を接続している。即ち、ＭＯＳ ＦＥＴ４のドレ
イン，ソースにそれぞれダイオード６のカソード，アノ
ードを接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５のドレイン，ソースに
それぞれダイオード７のカソード，アノードを接続して
いる。ＭＯＳＦＥＴ４，５の各ゲートには、制御回路２
３からＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフさせる
ためのゲートパルスが供給されるようになっている。Ｍ
ＯＳＦＥＴ４とダイオード６から成る第１の並列回路と
ＭＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７から成る第２の並列回
路との接続点と、基準電位点との間に、トランス８の１
次コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路を接続し、
トランス８の２次コイル１１から１次，２次巻線比に応
じた所定の交流電圧を出力させるようにしている。ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４とダイオード６の第１の並列回路、ＭＯＳ
ＦＥＴ５とダイオード７の第２の並列回路、１次コイ
ル９と共振コンデンサ１０の直列回路、及び制御回路２
３は、直流を交流に変換するハーフブリッジ型の高周波
インバータを構成している。

【００２７】トランス８の２次コイル１１の一端は整流
ダイオード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続
し、２次コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介し
て直流電圧出力端子１５に接続し、２次コイル１１の中
点は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の各カ
ソードの接続点と基準電位点との間には、平滑コンデン
サ１４が接続されている。トランス８の２次側に構成さ
れる、２次コイル１１と、整流ダイオード１２，１３
と、２次コイル１１の中点に接続した基準電位点ライン
とは、全波整流回路を構成している。

【００２８】直流電圧出力端子１５からの直流電圧ＥB
は抵抗１６を介して誤差増幅器１７に供給されており、
この誤差増幅器１７で基準値と比較され増幅され、その
出力である誤差電圧に応じて抵抗１８と発光ダイオード
２０の直列回路に電流が流れ、発光ダイオード２０と受
光ダイオード２１によるフォトカプラ１９を通して、誤
差信号が受光トランジスタ２１側へ伝達され、抵抗２２
を経て制御回路２３へ制御信号として帰還されるように
なっている。制御回路２３は、第１，第２のスイッチン
グ素子であるＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフ
させる制御を行うもので、前記の帰還された制御信号に
よってＭＯＳ ＦＥＴ４，５に供給するゲートパルスの
周波数を変え、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のオン，オフの周
波数を制御することによって、出力電圧ＥB の変動を抑
え出力電圧ＥB を常に一定とするよう制御する。

【００２９】次に、図１の回路動作を図２及び図３を参
照して説明する。図２は高周波インバータのスイッチン
グ１周期における、(a) 高周波インバータの中点電圧Ｖ
2 と、(b) 第２のコイル２８と第２のコンデンサ２９の
直列回路を流れる電流ｉL を示したものである。

【００３０】図２(b) に示すように、第２のコイル２８
と第２のコンデンサ２９の直列回路には、第２のスイッ
チング素子５もしくは第２のダイオード７がオンしてい
るＴ１期間は中点Ａ（ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の接続点）
が基準電位点に短絡されるために、ブリッジ整流ダイオ
ード２で整流された電圧Ｖi から第１のコイル２５を通
って、時間ｔに対して増加する電流がｉL が図１に示す
方向に流れる。Ｔ2 期間は第１のスイッチング素子４も
しくは第１のダイオード６がオンし第２のスイッチング
素子５及び第２のダイオード７がオフするために、中点
Ａ（ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の接続点）は平滑コンデンサ
３に接続され、図２(a) に示すように中点電圧Ｖ2 は入
力電圧Ｖi0まで上昇する。このために、図２(b) に示す
ようにＴ2 期間は第２のコイル２８と第２のコンデンサ
２９の直列回路を流れる電流ｉLは、先の期間とは反対
方向（図１に示す方向とは反対の方向）に流れる電流が
除々に増加するために時間ｔに対して除々に減少する。
このように、Ｔ１期間は中点Ａが基準電位点に接続され
るためにブリッジ整流ダイオード２で整流された電圧Ｖ
i が低い状態でも電流ｉL が流れることになる。したが
って、ブリッジ整流ダイオード２から出力される整流電
流ｉACも整流された電圧Ｖi が低い状態でも流れること
になる。

【００３１】図３は交流電源の商用周波数（例えば５０
Ｈz ）の周期で観測した時の、(a)ブリッジ整流出力電
圧Ｖi 、(b) 整流電流ｉAC、(c) 第２のコイル２８と第
２のコンデンサ２９の直列回路を流れる電流ｉL 、(d)
ダイオード２７のアノードに発生する電圧Ｖ1 を示した
ものである。

【００３２】商用周波数の周期Ｔ10（＝２０ｍｓ）で見
ると、ブリッジ整流出力電圧Ｖi とＤＣ−ＤＣコンバー
タ３０の入力電圧Ｖi0 の電位差が最大の時に電流ｉL
は最大になる。入力電圧Ｖi0は直流電圧であるために１
周期Ｔ10の期間ほぼ一定である。

【００３３】一方、図３(a) に示すブリッジ整流出力電
圧Ｖi は正弦波であり、図３の時刻ｔ＝０と時刻ｔ＝
（Ｔ／２）で最小になる。このために、電流ｉL は図３
(c) に示すように時刻０と時刻（Ｔ／２）で最大にな
り、第２のコイル２８によりダイオード２７のアノード
に発生する逆起電力（パルス電圧）も同一時刻で最大に
なる。ダイオード２７のアノードの電圧Ｖ1 は、交流電
圧をブリッジ整流ダイオード２で整流した電圧Ｖi にこ
の逆起電力が加算された合成電圧となるが、実際にはダ
イオード２７のカソード側電位Ｖi0がほぼ一定であるた
め、電圧Ｖ1 は図３(d) に示すように直流電位Ｖi0に対
してアノード側の逆起電力が加えられかつダイオード２
７で最大電位Ｖi0にクランプされた電圧波形となる。つ
まり、ブリッジ整流出力電圧Ｖi が低い時刻０と時刻
（Ｔ／２）付近でも、ダイオード２７のアノードに発生
する逆起電力によりダイオード２７のアノードの電圧Ｖ
1 が平滑コンデンサ３の出力電圧Ｖi0（ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０の入力電圧）以上になるとダイオード２７が
導通することになり、図３(b) に示すような幅の広い整
流電流ｉAC（交流電流）が流れることになる。この動作
により、交流電源回路ラインの力率が上がり、交流電流
ｉACに含まれる高調波電流の発生量が減少する。

【００３４】第１のコイル２５のインダクタンスＬ25＝
１ｍＨ、第２のコイル２８のインダクタンスＬ28＝１３
０μＨ、平滑コンデンサ３の容量Ｃ3 ＝１５００μＨ、
第２のコンデンサ２９の容量Ｃ29＝０．０３７５μＦ、
第３のコンデンサ２４の容量Ｃ24＝０．０７５μＦ、第
４のコンデンサ２６の容量Ｃ26＝１０，０００ｐＦ、入
力電力１００Ｗで測定した結果では力率を従来の０．５
８５から０．９５まで上げることができた。また、高調
波電流の発生量も「家電・汎用品高調波抑制対策ガイド
ライン」に記載されているクラスＤの規制値に対してす
べての次数で４０％以下にすることができた。測定結果
を表１に示す。

【００３５】

【表１】 ここで、高調波電流は、交流周波数が５０Ｈz の場合、
５０Ｈz の整流倍の周波数の電流成分を指すが、全波整
流のときは、偶数次の成分がゼロとなり奇数次の（１５
０Ｈz ，２５０Ｈz ，…）成分だけとなる。

【００３６】なお、平滑コンデンサ３以降のＤＣ−ＤＣ
コンバータ３０の動作は従来回路と同じであり、平滑コ
ンデンサ３に蓄えられた入力直流電圧Ｖi0を高周波イン
バータで交流にした後、トランス８で所定の電圧にして
から、整流・平滑して得られた出力電圧ＥB を一定にす
る働きをする。

【００３７】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、従来
回路に対して少ない部品の追加で、電源ラインの力率を
上げ、しかも整流電流に含まれる高調波電流を減少させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態の電源回路を示す回路
図。

【図２】図１の回路動作を説明する波形図。

【図３】図１の回路動作を説明する波形図。

【図４】従来の交流直流変換電源回路を示す回路図。

【図５】本発明実施の形態と従来例に共通な回路部分の
動作を説明する図。

【図６】本発明実施の形態と従来例に共通な回路部分の
動作を説明する図。

【図７】本発明実施の形態と従来例に共通な回路部分の
動作を説明する図。

【図８】図４の従来回路の動作を説明する図。

【符号の説明】

１…交流電源 ２…ブリッジ整流ダイオード ３…平滑コンデンサ ４，５…ＭＯＳ ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素
子） ６，７…ダイオード（第１，第２のダイオード） ８…トランス ９…１次コイル １０…共振コンデンサ １１…２次コイル １２，１３…整流ダイオード １２，１３及び１４…全波整流回路 １４…平滑コンデンサ １５…安定化された出力直流電圧の出力端子 １７…誤差増幅器 １９…フォトカプラ ２３…制御回路 ２４，２６…ノイズ除去用コンデンサ ２５…第１のコイル ２７…ダイオード ２８…第２のコイル ２９…直流阻止コンデンサ ３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源と、 この交流電源の電圧を全波整流する第１の整流回路と、 ダイオードと平滑コンデンサを含み、前記第１の整流回
   路の導通時間を伸ばし力率を上げるためのアクティブフ
   ィルタと、 このアクティブフィルタの平滑コンデンサで得られた直
   流電圧を高周波インバータで交流にした後、トランスで
   所定の電圧に変換してから、整流・平滑して所望の直流
   電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、 を具備したことを特徴とする電源回路。
2. 【請求項２】前記アクティブフィルタは、前記第１の整
   流回路の出力端には第１のコイルと陽極が第１のコイル
   側になるように配置したダイオ−ドとの直列回路が接続
   されており、また、前記ダイオードの陰極と基準電位点
   間には平滑コンデンサが接続されており、前記第１のコ
   イルと前記ダイオードの接続点と前記ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータの中点には第２のコイルと第２のコンデンサの直列
   回路が配置され、前記第１の整流回路の出力端と基準電
   位点間および前記第１のコイルと前記ダイオードの接続
   点と基準電位点間にそれぞれ第３，第４のコンデンサを
   接続して構成されることを特徴とする請求項１記載の電
   源回路。
3. 【請求項３】前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 第１のスイッチング素子とこの第１のスイッチング素子
   のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
   記第１のスイッチング素子と並列に第１のダイオードが
   接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第１のダ
   イオードのカソードとの接続点には前記アクティブフィ
   ルタの平滑コンデンサからの直流電圧が供給される第１
   の並列回路と、 第２のスイッチング素子とこの第２のスイッチング素子
   のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
   記第２のスイッチング素子と並列に第２のダイオードが
   接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
   イオードのカソードとの接続点は前記第１のスイッチン
   グ素子と前記第１のダイオードのアノードとの接続点に
   接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
   イオードのアノードとの接続点は基準電位点に接続され
   る第２の並列回路と、 前記第１の並列回路と前記第２の並列回路との接続点と
   基準電位点との間に、１次コイルと共振コンデンサの直
   列回路が接続され、２次コイルに所定の交流電圧を出力
   するトランスと、 このトランスの２次コイルに発生する交流電圧を、整流
   ・平滑して出力する第２の整流回路と、 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング
   素子を交互にオン，オフさせる制御回路とを具備したこ
   とを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
4. 【請求項４】前記第１の整流回路は、ブリッジ整流ダイ
   オードで構成されることを特徴とする請求項１〜３のい
   ずれか１つに記載の電源回路。
5. 【請求項５】前記制御回路は、前記第２の整流回路から
   の直流電圧を検出した電圧に基づいて、前記第１，第２
   のスイッチング素子のオン，オフ周波数を変化させ、前
   記第２の整流回路からの直流電圧が一定となるよう制御
   することを特徴とする請求項３記載の電源回路。