JPH06209574A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 抵抗の電力損失を少なくして、簡単な回路で
力率を改善し、安価で信頼性を向上できる電源回路を提
供する。 【構成】 交流電源１の電圧を整流回路２で整流し、整
流出力電流を抵抗４、ダイオード１４を経て平滑コンデ
ンサ５に流入させて該平滑コンデンサ５を充電させ、前
記抵抗４によって平滑コンデンサ５に流入する充電電流
のピークを抑制し、平滑コンデンサ５の放電時には、ダ
イオード１３を通して抵抗４をバイパスして放電し、抵
抗４による損失は充電時のみとし、力率を改善する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、簡単な構成で安価に力
率を改善することができるようにした整流回路に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】図２０は従来の電源回路の回路図であ
り、力率を改善するために、ＡＣラインに抵抗を入れた
場合を示し、以下、図２０の従来例を第１従来例と称す
ることにする。この第１従来例では、交流電源１とダイ
オードをブリッジ接続した整流回路２との間を接続する
一方のＡＣライン３ａに力率改善用の抵抗４を挿入し、
整流回路２の正負両出力端間に平滑コンデンサ５が接続
されているとともに、負荷としての電源６の入力端が接
続されている。３ｂは他方のＡＣラインである。

【０００３】この第１従来例の場合は交流電源１からの
電圧がＡＣライン３ａと抵抗４を通して整流回路１の入
力端に印加され、整流回路２で全波整流されて直流電圧
に変換され、この直流電圧が平滑コンデンサ５で平滑さ
れて、その平滑電圧がスイッチング電源６に印加され
る。印加された平滑電圧でスイッチング電源６はスイッ
チング動作し、所定の電圧を得て不図示の負荷に電力を
供給する。このように、第１従来例の電源回路では、抵
抗４をＡＣライン３ａに挿入することにより、平滑コン
デンサ５の充電電流を制限して力率を改善している。

【０００４】また、図２１は第２従来例の電源回路の回
路図であり、この第２従来例の場合は、整流回路２の正
側の整流ライン７に抵抗４を挿入し、この抵抗４により
平滑コンデンサ５の充電電流を抑制して力率を改善して
いる。さらに、図２２に示す第３従来例の電源回路で
は、平滑コンデンサ５に抵抗４を直列に接続し、平滑コ
ンデンサ５の充電電流を抑制して力率を改善している。

【０００５】これらの図２０〜図２２に示す第１従来例
ないし第３従来例の場合は、いずれも、抵抗４による発
熱を回避することができず、この発熱により実用上力率
を大幅に改善することができない。上記抵抗４の使用に
代えて、インダクタを使用したものもあり、図２３はイ
ンタクタ８をＡＣライン３ａに挿入した第４従来例の回
路図であり、この第４従来例の場合はインダクタ８のイ
ンピーダンスにより、平滑コンデンサ５の充電電流を抑
制して力率を改善するようにしたものであるが、この種
のインダクタ８は重量が大きく、コストが高くなる欠点
がある。

【０００６】上記のようなＡＣライン３ａにインダクタ
８を挿入する代わりに、図２４の第５従来例、図２５の
第６従来例のように、アクティブフィルタを使用する場
合もある。このうち、図２４の第５従来例の電源回路
は、整流回路２の正側の整流ラインにインダクタ８を挿
入し、インダクタ８の負荷側、すなわち、スイッチング
レギュレータ１０側の接続端と整流回路２の負側の出力
端との間に、平滑コンデンサ５とスイッチング素子９と
の直列回路を接続し、この直列回路と並列にスイッチン
グレギュレータ１０を接続して構成した昇圧形のもので
ある。

【０００７】この第５従来例では、交流電源１の交流電
圧を整流回路２で全波整流し、スイッチング素子９を交
流電源１の周波数よりも高い周波数の矩形波信号でスイ
ッチング動作させる。スイッチング素子９のオン時に
は、整流回路２の出力電流はスイッチングレギュレータ
１０へ供給されると共にインダクタ８を通して平滑コン
デンサ５に充電電流として出力され、スイッチング素子
９のオフ時にはインダクタ８にはある程度高い起電力が
発生し、この起電力が整流回路２の整流電圧に重畳され
て、スイッチングレギュレータ１０に印加され、スイッ
チングレギュレータ１０には、整流回路２の整流電圧に
比べて高い電圧が印加され、スイッチングレギュレータ
１０への供給電流が増加し、力率が改善されることにな
る。

【０００８】しかし、この第５従来例の昇圧型の場合に
は、スイッチングレギュレータ１０に高い電圧が印加さ
れるため、スイッチングレギュレータ１０内の不図示の
スイッチング素子に高耐電圧のスイッチング素子を用い
る必要がある。加えて、スイッチングレギュレータ１０
の上限レギュレーションの範囲を広くとらなければなら
ず、コストアップと信頼性の低下を招く。

【０００９】一方、図２５の第６従来例は降圧型を示す
ものであり、この図２５では、インダクタ８を整流ライ
ンに挿入するのではなく、平滑コンデンサ５とスイッチ
ング素子９との間に挿入して、これらを直列に接続した
ものであり、その他の構成は図２４と同じである。この
ように構成することにより、スイッチング素子９のオン
時に平滑コンデンサ５は、整流回路２へ入力される交流
入力電圧からインダクタ８の逆起電圧を減算した電圧で
充電される。また、スイッチング素子９のオフ時には、
平滑コンデンサ５のインダクタ８が接続されている側の
端子の電位は、整流回路２へ入力される交流入力電圧か
らインダクタ８の逆起電力とスイッチング素子９の飽和
電圧を差し引いた電圧となり、平滑コンデンサ５の充電
電圧は整流回路の出力電圧より低くなり、その分力率が
改善される。

【００１０】しかし、この第６従来例の場合には、整流
回路２の出力電圧に比較して平滑コンデンサ５の充電電
圧が低くなるから、スイッチングレギュレータ１０の下
限のレギュレーションを広くとらなければならない。こ
のため、スイッチングトランスの大型化、スイッチング
トランジスタ（いずれも図示せず）の大電流容量化が必
要であり、ひいては、コストアップと信頼性の低下を招
くことになる。加えて、図２４の第５従来例および図２
５の第６従来例の両方とも、高調波歪規正に対応しよう
とすると、次段のスイッチングレギュレーションを再設
計し直さなければならないという不便さもある。

【００１１】さらに、アクティブフィルタを使用した場
合の図２６に示す第７従来例では、整流回路２の正の出
力端側の整流ラインにインダクタ８と逆流阻止用のダイ
オード１１を介してスイッチングレギュレータ１０の一
方の入力端に接続し、インダクタ８とダイオード１１と
の接続点と、整流回路２の負側の出力端間にスイッチン
グ素子９を接続し、スイッチングレギュレータ１０の両
入力端に平滑コンデンサ５を接続するとともに、スイッ
チングレギュレータ１０の他方の入力端を整流回路２の
負側の出力端に接続したものであり、インダクタ８と平
滑コンデンサ５とスイッチング素子９とによりアクティ
ブフィルタを構成している。その他は図２５と同じであ
る。この第７従来例では、ＡＣライン３の電圧と負荷電
流が比例するように、スイッチング素子９のスイッチン
グ作動を制御すると、ＡＣライン３ａ，３ｂから見たア
クティブフィルタ回路は定抵抗として動作し、これによ
り、力率を改善するようにしている。

【００１２】さらに、図２７に示す第８従来例では、ス
イッチングコンバータトランス１２を使用しており、整
流回路２の正側の出力端はスイッチングコンバータトラ
ンス１２の１次巻線１２Ｐとスイッチング素子９を介し
て整流回路２の負側の出力端に接続されている。また、
スイッチングコンバータトランス１２の２次巻線１２ｓ
の一端はダイオード１３を介してスイッチングレギュレ
ータ１０の一方の入力端に接続されており、スイッチン
グレギュレータ１０の両入力端間に平滑コンデンサ５が
接続されている。スイッチングレギュレータ１０の他方
の入力端と、２次巻線１２ｓの他端は整流回路２の負側
の出力端に接続されている。

【００１３】このように構成することにより、第８従来
例では、交流電源１の交流電圧が整流回路２で整流さ
れ、１次巻線１２ｐと２次巻線１２ｓが同極の場合に
は、スイッチング素子９のオン時に１次巻線１２ｐとス
イッチング素子９を通って電流が流れて２次巻線１２ｓ
に誘導電流が生じ、この電流がダイオードＤ１３を通し
て平滑コンデンサ５に充電電流として流れる。また、ス
イッチングコンバータトランス１２の１次巻線１２ｐと
２次巻線１２ｓが異極性の場合には、スイッチング素子
９のオフ時に２次巻線１２ｓに電流が流れ、この電流が
ダイオード１３を通して平滑コンデンサ５に充電電流と
して流れる。すなわち、スイッチング素子９のオン、オ
フにより平滑コンデンサ５が一定電圧に充電される。こ
のようにして、平滑コンデンサ５を整流回路２により直
接充電しないようにして力率を改善している。

【００１４】しかし、この第８従来例の場合には、スイ
ッチングレギュレータ１０に供給する電力すべてをスイ
ッチング素子９でスイッチングするため、スイッチング
コンバータトランス１２にすべての電力を蓄えねばなら
ない。このため、スイッチング素子９、スイッチングコ
ンバータトランス１２の電流容量を大きくしなければな
らず、部品コストが高くなり、しかも、形状も大きくな
るとともに放熱コストも高くなる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の電源
回路において、図２０〜図２２の第１〜第３従来例のよ
うに、抵抗４により力率を改善する場合には、いずれも
抵抗４の発熱が大きく、実用上力率を大幅に改善するこ
とができない。また、図２３の第４従来例のように、イ
ンダクタ８をＡＣライン３に挿入する場合には、インダ
クタ８の重量が重くかつ大きくなる欠点がある。さら
に、図２４〜図２７に示す第５従来例〜第８従来例のよ
うなアクティブフィルタを使用する場合には、コストが
高く信頼性も低下し、形状、重量も大きくなるという問
題点があった。

【００１６】本発明は上述の問題に鑑みなされたもので
あり、簡単な回路により力率を改善することができ、か
つ小型、軽量化とコストダウンが可能で、しかも信頼性
を向上することができ、ノイズも出ない電源回路を提供
することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、交流電流を整流し、整流された直流脈動電
流を２つの出力端子から外部に供給するブリッジ整流回
路と、上記直流脈動電流を平滑化するように接続された
平滑コンデンサと、上記ブリッジ整流回路の一方の出力
端子から上記平滑コンデンサに向けて、該平滑コンデン
サを充電するための電流を流すように接続されたダイオ
ードと、上記ダイオードを通って上記平滑コンデンサに
流入する電流のピークを押さえるように接続されたピー
ク抑制手段とを設けたことを特徴とする。また、本発明
は、前記ピーク抑制手段は抵抗又はコイルで構成されて
いるものとした。

【００１８】さらに、本発明は、交流電圧を整流し、整
流された直流脈動電圧を２つの出力端子から外部に供給
する整流回路と、上記直流脈動電圧を平滑化するように
接続された平滑コンデンサと、オン時には上記直流脈動
電圧の一部が上記平滑コンデンサを通るようにし、オフ
時には該直流脈動電圧の通過を遮断して上記平滑コンデ
ンサの放電電圧を上記直流脈動電圧に重畳させるスイッ
チング素子と、上記平滑コンデンサで平滑化された上記
直流脈動電圧を断続して負荷に供給して該負荷への供給
電圧を制御するスイッチングレギュレータと、上記スイ
ッチングレギュレータの制御状態を検出し、該スイッチ
ングレギュレータへの入力電圧が定格電圧であるときに
は高力率となり、該入力電圧が上記スイッチングレギュ
レータによる上記供給電圧の制御が可能な入力電圧範囲
の上限又は下限になるにつれて低力率となるように、上
記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御
手段とを設けたことを特徴とする。

【００１９】また、本発明は、交流電流を整流し、整流
された直流脈動電流を２つの出力端子から外部に供給す
る整流回路と、上記直流脈動電流を平滑化するように接
続された平滑コンデンサと、上記整流回路の一方の出力
端子から上記平滑コンデンサに向けて、該平滑コンデン
サを充電するための電流を流すように接続されたダイオ
ードと、上記直流脈動電流の一部が一次巻線に流れ、二
次巻線に誘起された電流が上記ダイオードを通って上記
平滑コンデンサに流入するように接続されたトランス
と、オン時には上記トランスの二次巻線に誘起された電
流で上記平滑コンデンサを充電させ、オフ時には平滑コ
ンデンサに充電された電流を放電させて上記直流脈動電
流を平滑化させるスイッチング素子とを設けたことを特
徴とする。

【００２０】さらに、本発明は、交流電圧を整流し、整
流された直流脈動電圧を２つの出力端子から外部に供給
する整流回路と、上記直流脈動電圧を平滑化するように
接続された平滑コンデンサと、オン時には上記直流脈動
電圧の一部が上記平滑コンデンサを通るようにし、オフ
時には上記平滑コンデンサの放電電圧を上記直流脈動電
圧に重畳させるスイッチング素子と、上記スイッチング
素子のオン時に上記平滑コンデンサを通る電圧を抑制す
るように接続され、該スイッチング素子のオフ時に上記
平滑コンデンサの放電回路の一部を形成するように接続
された第１インダクタと、上記スイッチング素子のスイ
ッチング動作に伴って上記第１インダクタから該スイッ
チング素子に加わる逆起電力を抑制する第２インダクタ
とを設けたことを特徴とする。また、本発明は、上記第
１及び第２インダクタはトランスの一次巻線及び二次巻
線により構成されているものとした。

【００２１】

【作用】本発明によれば、整流回路により交流電流を整
流して得られた直流脈動電流がピーク抑制手段でピーク
抑制され、ダイオードを通して平滑コンデンサに流入す
るので、平滑コンデンサを充電するための電流が急激に
平滑コンデンサへ流入するのが防止され、力率の悪化が
抑制する。これにより、簡単な回路により力率を改善す
ることができ、小形軽量化とコストダウンが可能で、し
かも、信頼性を向上することができ、ノイズも出ないよ
うにできる。

【実施例】

【００２２】以下、本発明の実施例を図面に基づき説明
する。図１は本発明の一実施例による電源回路の回路図
である。図１において、上記各従来例の説明で参照した
図２０乃至図２７と同一部分には同一符号を付して述べ
る。図１に示すように交流電源１は、ダイオードをブリ
ッジ接続して構成された整流回路２の両入力端にＡＣラ
イン３ａ，３ｂを介して接続されている。整流回路２の
正側の出力端は、負荷としてのスイッチングレギュレー
タ１０の一方の入力端に接続されているとともに、抵抗
４とダイオード１４と平滑コンデンサ５との直列回路を
介して、整流回路２の負側の出力端に接続されている。
スイッチングレギュレータ１０の他方の入力端は整流回
路２の負側の出力端に接続されている。

【００２３】次に動作について説明する。交流電源１よ
りＡＣライン３ａ，３ｂを通して整流回路２に交流電流
が加えられ、整流回路２により全波整流されて直流電流
に変換される。これにより、交流電源１より整流回路２
に入力した入力電流Ｉ１は整流されて直流電流Ｉ２とＩ
３に分かれ、直流電流Ｉ３は整流回路２の正側の出力端
からスイッチングレギュレータ１０に入力される。ま
た、直流電流Ｉ２は整流回路２の正側の出力端から抵抗
４〜ダイオード１４〜平滑コンデンサ５の直列回路を通
して整流回路２の負側の出力端へと流れ、平滑コンデン
サ５を充電する。

【００２４】平滑コンデンサ５に流入する電流は抵抗１
４で抑制され、この電流Ｉ１が抵抗１４を通るときに抵
抗１４で発熱するが、この発熱は平滑コンデンサ５の充
電時のみであり、この分だけが抵抗４での損失となる。
力率が悪化する原因は平滑コンデンサに充電する際の流
入電流が急激なためであるが、この図１の回路では、平
滑コンデンサ５への流入電流のピークを抵抗４により制
限しており、なお、かつ抵抗の損失はこのときのみであ
る。したがって、従来の抵抗のみで力率（０．６２）を
改善した場合に比較して、抵抗４の損失を１／３程に抑
えられ、力率は０．８０となる。

【００２５】図２は、平滑コンデンサ５に流入する電流
を抑制する手段として能動素子を用いた本発明の第２の
実施例による電源回路の回路図であり、図１の抵抗４に
代えてトランジスタ１５，１６、抵抗１７，１８からな
る回路が挿入されている。すなわち、整流回路２の正側
の出力端はスイッチングレギュレータ１０の一方の入力
端に接続されているとともに、トランジスタ１５のコレ
クタに接続されており、トランジスタ１５のエミッタは
抵抗１７を介してダイオード１４に接続されている。抵
抗１７とダイオード１４との接続点はトランジスタ１６
のエミッタに接続されており、トランジスタ１６のベー
スとトランジスタ１５のエミッタが接続され、トランジ
スタ１６のコレクタとトランジスタ１６のベースが接続
されている。トランジスタ１５のベースは抵抗１８を介
して整流回路２の正側の出力端に接続されている。その
他の構成は図１と同じである。

【００２６】次に、動作について説明する。整流回路２
の正側の出力端から抵抗１８を通してトランジスタ１５
のベースにベース電流が流れるとトランジスタ１５がオ
ンし、トランジスタ１５のコレクタにコレクタ電流が整
流回路２の正側の出力端から流れる。このコレクタ電流
は抵抗１７を通して、平滑コンデンサ５に流れ込み、平
滑コンデンサ５を充電する。また、抵抗１７の両端にト
ランジスタ１６のベースとエミッタが接続されており、
抵抗１７の両端の電圧がトランジスタ１６のオン電圧に
達するとトランジスタ１６がオンし、トランジスタ１５
のベース電流をトランジスタ１６のコレクタ電流として
分流させる。これにより、トランジスタ１５のコレクタ
電流が制限され、トランジスタ１５は定電流動作とな
り、その結果、平滑コンデンサ５に流入する電流のピー
ク値が減少し、力率が改善される。

【００２７】図３は本発明の第３の実施例の構成を示す
回路図であり、この図３では、図１の抵抗４に代えてイ
ンダクタ１９を挿入したものであり、その他の構成は図
１と同じであり、図１と同一部分には同一符号を付すの
みにとどめる。この図３のように、インダクタ１９を挿
入することにより、交流電源１側から平滑コンデンサ５
へのインピーダンスが高くなり、しかも、インダクタ１
９での損失が少なく、電流容量の小さなインダクタ１９
で力率を改善することができる。

【００２８】以上のようにして、図１〜図３の第１〜第
３の実施例では、抵抗あるいはインダクタとダイオード
とを平滑コンデンサとともに直列にしているので、簡単
な回路構成により力率を改善することができ、大容量の
インダクタを用いる必要がなく、コストダウンが可能
で、かつ、信頼性が向上し、ノイズも出ない利点を有す
る。

【００２９】次に、本発明の第４の実施例について図４
により説明する。図４において、図１〜図３と同一部分
には同一符号を付して述べる。整流回路２の正側の出力
端はスイッチングレギュレータ１０の一方の入力端と平
滑コンデンサ５、トランス２０の１次巻線２０ｐを介し
て、スイッチング素子としての電界効果トランジスタ２
１（以下、ＦＥＴという）のドレインに接続されてい
る。ＦＥＴ２１のソースは整流回路２の負側の出力端に
接続されており、整流回路２の両入力端はそれぞれＡＣ
ライン３ａ，３ｂを介して交流電源１に接続されてい
る。

【００３０】また、ＦＥＴ２１のドレイン・ソース間に
並列に放電用のダイオード２２が接続されている。トラ
ンス２０の２次巻線２０ｓの一端は逆流防止用のダイオ
ード２３を介してスイッチングレギュレータ１０の一方
の入力端に接続され、２次巻線２０ｓの他端は整流回路
２の負側の出力端に接続されている。スイッチングレギ
ュレータ１０の他方の入力端も整流回路２の負側の出力
端に接続されている。

【００３１】本実施例の電源回路では、スイッチングレ
ギュレータ１０の制御状態を制御状態検出回路２４で検
出し、この制御状態検出回路２４の検出出力でＰＷＭ
（パルス幅変調）ドライブ回路２５がＦＥＴ２１のゲー
トに加えるパルス幅を変える構成としてある。

【００３２】次に、図４の第４の実施例の動作について
説明する。整流回路２の出力電流はスイッチングレギュ
レータ１０に入力されるとともに、ＰＷＭドライブ回路
２５の出力によりＦＥＴ２１をオンにして、平滑コンデ
ンサ５〜トランス２０の１次巻線２０ｐ〜ＦＥＴ２１を
通して整流回路２の正側の出力端から充電電流が平滑コ
ンデンサ５に流れる。また、トランス２０の１次巻線２
０ｐに電流が流れることにより２次巻線２０ｓに電圧が
誘起され、２次巻線２０ｓの一端からダイオード２３を
通してスイッチングレギュレータ１０に入力される。Ｆ
ＥＴ２１がオフになると、平滑コンデンサ５の放電電流
がスイッチングレギュレータ１０〜ダイオード２２〜ダ
イオード２３〜トランス２０の１次巻線２０ｐを通して
スイッチングレギュレータ１０に流入する。

【００３３】この第４の実施例は、スイッチングレギュ
レータ１０の制御状態を制御状態検出回路２４で検出す
ることにより、ＦＥＴ２１のオン、オフのデューティを
１００％（低力率）〜０％（高力率）まで変化させて、
より効率的に力率を改善するものである。上記スイッチ
ングレギュレータ１０の制御状態を制御状態検出回路２
４で検出し、スイッチングレギュレータ１０の下限入力
電圧の検出時には、その検出出力をＰＷＭドライブ回路
２５に出力し、ＰＷＭドライブ回路２５はＦＥＴ２１の
オン、オフのデューティを１００％オンにする。これに
より、平滑コンデンサ５の充放電はＦＥＴ２１とダイオ
ード２２とにより自由に行われるので、力率が悪くなる
が、スイッチングレギュレータ１０の入力電圧はリップ
ルの少ない普通の整流電圧の直流電圧になる。

【００３４】また、スイッチングレギュレータ１０が制
御を始め、安定な出力を出せる状態となるにしたがっ
て、入力電圧より少し高い電圧から徐々にＦＥＴ２１の
デューティをＰＷＭドライブ回路２５で小さくなるよう
にＦＥＴ２１をドライブすると、徐々に力率が改善し、
入力定格０前後で高力率に設定することができる。した
がって、スイッチングレギュレータ１０の信頼性を向上
することができ、ローコストで力率を改善できる電源回
路とすることができる。

【００３５】図５は本発明の第５の実施例を示す回路図
であり、降圧型の力率を改善した整流回路と、直交トラ
ンスを用いた２石共振コンバータとの組み合わせの例を
示すものである。この図５において、図４と同一部分に
は同一符号を付して述べる。図５では図４で述べたトラ
ンス２０に代えて、図３で示したインダクタ１９が挿入
されている。また、整流回路２の正側の出力端はトラン
ジスタ２６のコレクタに接続され、そのベースはコンデ
ンサ２７と可飽和リアクタ２８の２次巻線２８ａを介し
てトランジスタ２９のコレクタとトランジスタ２６のエ
ミッタに接続されている。可飽和リアクタ２８の２次巻
線２８ｂの一端はコンデンサ３０を介して、トランジス
タ２９のベースに接続されている。トランジスタ２９の
エミッタは整流回路２の負側の出力端に接続され、かつ
アースされている。トランジスタ２６と２９はスイッチ
ングコンバータの主体をなすものである。可飽和リアク
タ２８の１次巻線２８ｃの一端はアースされ、他端はト
ランジスタ３１のコレクタに接続されている。

【００３６】上記トランジスタ２６のエミッタはトラン
ス３２の１次巻線３１ｐとコンデンサ３４の直列回路を
介してアースされている。トランス３２の２次巻線３２
ｓの両端は、ダイオードをブリッジ接続して構成した整
流回路３５の両入力端に接続されており、この整流回路
３５の正、負両出力端間に平滑コンデンサ３６が接続さ
れているとともに、負荷３７に接続されている。

【００３７】整流回路３５の正、負両出力端間には、抵
抗３８と３９の直列回路が接続されており、両抵抗３８
と３９との接続点はシャントレギュレータ４０のゲート
に接続され、整流回路３５の出力電圧を分圧した電圧は
シャントレギュレータ４０のゲートに印加される。シャ
ントレギュレータ４０は発光素子４１と直列に接続さ
れ、この直列回路が電源とアース間に接続されている。

【００３８】発光素子４１と受光素子４２はフォトカプ
ラを構成しており、受光素子４２のコレクタは抵抗４３
を介して電源に接続され、この電源は上記トランジスタ
３１のエミッタに接続されている。トランジスタ３１の
ベースは受光素子４２のコレクタに接続されており、ま
た、トランジスタ３１のベースは受光素子４２のコレク
タに接続されている。受光素子４２のエミッタはアース
されている。トランジスタ３１のコレクタは上述のよう
に、可飽和リアクタ２８の１次巻線２８ｃの他端に接続
されており、この１次巻線２８ｃの他端は抵抗４４、ツ
ェナーダイオード４５、抵抗４６を直列に介してアース
されている。ツェナーダイオード４５と抵抗４６との直
列回路には、ツェナーダイオード４７とコンデンサ４８
との並列回路が並列に接続されている。

【００３９】ツェナーダイオード４５と抵抗４６との接
続点は制御回路４９内のオペアンプ４９ａの非反転入力
端に接続されており、制御回路４９の他方の入力端はア
ースされている。制御回路４９は図４で述べたように、
スイッチングレギュレータの状態を検出するもので、Ｆ
ＥＴ２１のパルス幅を制御するＰＷＭドライブを兼ねた
ＰＷＭコンパレータ４９ｂを内蔵しており、制御回路４
９の出力はＦＥＴ２１のゲートに加えられる。

【００４０】次に、図５の第５の実施例の動作について
説明する。交流電源１の電圧は整流回路２で整流され、
平滑コンデンサ５で平滑される。この際、平滑コンデン
サ５への充電電流はインダクタ１９を通ってＦＥＴ２１
でスイッチングされるため、力率が改善される。ＦＥＴ
２１のゲートに加わるパルスのパルス幅は、制御回路４
９の出力によって制御されており、この制御回路４９の
出力によりオン、オフを繰り返す。また、平滑コンデン
サ５の充電電流は、トランス３２の２次巻線３２ｐ〜コ
ンデンサ３４〜ダイオード２２〜インダクタ１９の経路
で放電される。その放電電流は、トランジスタ２６と２
９とによるスイッチングコンバータにより、高周波に変
換される。すなわち、可飽和トランス２８の１次巻線２
８ｃに電流を流すことにより２次巻線２８ａ，２８ｂの
インダクダが可変され、コンデンサ２７と２次巻線２８
ａ、コンデンサ３０と２次巻線２８ｂの各直列共振回路
の直列共振周波数により、トランジスタ２６，２９がそ
れぞれ交互にオン、オフを繰り返すことにより、上記平
滑コンデンサ５の放電電流がスイッチングされる。

【００４１】このスイッチングにより、上記平滑コンデ
ンサ５の放電電流はトランス３２の１次巻線３２ｐとコ
ンデンサ３４との直列共振回路の共振電流となり、トラ
ンス３２の１次巻線３２ｐに共振電流が流れることによ
り、該トランス３２の２次巻線３２ｓに電圧が誘起され
る。この２次巻線３２ｓに誘起された電圧は整流回路３
５で整流され、さらに平滑コンデンサ３６で平滑され
て、直流電圧が負荷３７に印加される。整流回路３５の
整流出力電圧を一定にするためには、トランジスタ２６
と２９とのスイッチング周波数を変化させればよく、可
飽和リアクタ２８の１次巻線２８ｃの電流をトランジス
タ３１、発光素子４１と受光素子４２とによるフォトカ
プラ、シャントレギュレータ４０とによって制御する。

【００４２】すなわち、平滑コンデンサ３６の充電電圧
は抵抗３８と３９とにより分圧され、その分圧された電
圧がシャントレギュレータ４０のゲートに印加されてお
り、その分圧値が所定以上になるとシャントレギュレー
タ４０がオンとなり、発光素子４１が発光する。発光素
子４１が発した光を受光素子４２は受光され、受光素子
４２のコレクタ電流がトランジスタ３１のベースに加わ
ってトランジスタ３１がオンとなる。トランジスタ３１
のコレクタは抵抗４４を介してツェナーダイオード４
５，４７が接続されており、一定電位となっている。こ
のツェナーダイオード４５のアノードは制御回路４９内
のオペアンプ４９ａの非反転入力端に接続されており、
オペアンプ４９ａは電圧フォロワになっており、ツェナ
ーダイオード４５のアノードの電圧によりＦＥＴ２１の
ゲートに加えるパルスのＰＷＭのデューティ比が決定さ
れ、このデューティによりＦＥＴ２１がオン、オフして
力率もこれに応じて変化する。

【００４３】ここで、トランジスタ２６，２９以降で構
成されるスイッチングレギュレータの制御可能入力電圧
範囲をＤＣ１１０Ｖ〜ＤＣ１７０Ｖとすると、入力が１
１０Ｖ以下の場合はスイッチングレギュレータが出力電
圧の制御を行うことができず、よって最も出力電圧が高
くなる。この第５実施例の場合、周波数が最も低い場合
であり、可飽和リアクタ２８の１次巻線２８ｃには全く
電流が流れていない。このとき、トランジスタ３１のコ
レクタは０Ｖであり、制御回路４９のオペアンプ４９ａ
の非反転入力端も０Ｖである。したがって、ＦＥＴ２１
のゲートは常に電圧Ｖｃｃｐが印加されておりＦＥＴ２
１はオン状態である。ＦＥＴ２１が常時オンであると、
整流回路３５と合わせて平滑コンデンサ５の放電は自由
に行われるので、整流回路３５は通常のブリッジ整流と
なり、したがって、スイッチングレギュレータの入力は
リップルの少ない安定な入力が得られる。

【００４４】次に、スイッチングレギュレータの入力が
１１０Ｖに達すると、該スイッチングレギュレータは出
力電圧の制御を開始し、可飽和リアクタ２８の１次巻線
２８ｃにトランジスタ３１のコレクタ電流が流れ出す
と、このトランジスタ３１のコレクタ電位が上昇する
が、ツェナーダイオード４５により、図５中の点Ｅで示
すコンデンサ４８の一端の電位がツェナー電圧に達する
まで、図５中の点Ｆで示すツェナーダイオード４５と抵
抗４６との接続点の電位は０Ｖのままである。このとき
同様に、ＦＥＴ２１も常時オンである。ここで、ツェナ
ーダイオード４５がオンする直前の入力電圧をＤＣ１２
０Ｖとする。

【００４５】入力電圧が徐々に上昇し、点Ｅの電圧がツ
ェナーダイオード４５のツェナー電圧に達すると、点Ｆ
の電位が上昇し始める。これにより、制御回路４９内で
三角波とオペアンプ４９ａの出力をＰＷＭコンパレータ
４９ｂで比較し、それに応じたパルスを出し始め、この
パルスにより、ＦＥＴ２１がスイッチング作動を開始
し、交流入力電流のピークが低くなり、導通角が広くな
り始め、力率が改善される。このときの電圧をＤＣ１２
７Ｖとする。さらに入力電圧が上昇すると、点Ｆの電位
に応じてＦＥＴ２１のオン時間が短くなり、力率はさら
によくなっていく。点Ｅの電圧がツェナーダイオード４
７のツェナー電圧に達すると、点Ｆの電位はＶＤ４７
（ツェナーダイオード４７のツェナー電圧）−ＶＤ４５
（ツェナーダイオード４５のツェナー電圧）＝一定とな
り、ＦＥＴ２１のデューティ比は一定となる。

【００４６】つまり、ツェナーダイオード４５，４７は
必要以上に力率を改善しないで、スイッチングレギュレ
ータと力率改善回路の信頼性を確保するためのダイオー
ドである。点Ｅの電位がツェナーダイオード４７のツェ
ナー電圧に達する入力ＤＣをここで１４８Ｖとする。そ
の後、入力電圧が上昇しても、点Ｆの電位は上昇しな
い。また、これはスイッチングレギュレータの負荷が重
くなったとき、たとえば、ＤＣが１７０Ｖの状態でも、
デューティが１００％になり、普通の整流回路と同様に
なり、重量でもスイッチングレギュレータはパワーを供
給できる。

【００４７】以上のように、低入力時及び重負荷時は、
ＦＥＴ２１を完全にオンさせ、図５の電源回路を通常の
電源回路として用い、次段のスイッチングレギュレータ
が制御を開始する電圧より少し高い電圧からＦＥＴ２１
をスイッチングさせることで、定格電圧時に力率を改善
（たとえば０．８〜０．９６）することができる。

【００４８】次に、本発明の第６実施例について説明す
る。図６は第６実施例の構成を示す回路図であり、ＰＷ
Ｍコンバータと力率改善用の整流回路とを組み合わせた
実施例を示す。この図６において、図５と同一部分には
同一符号を付すのみにとどめる。図６において、図５の
トランジスタ２６，２９、可飽和リアクタ２８、シャン
トレギュレータ４０、発光素子４１、受光素子４２、整
流回路３５、トランジスタ３１が省略されている。

【００４９】また、図５の整流回路３５に代えてダイオ
ード５１が使用されており、また、図４のトランス３２
の１次巻線３２ｐと直列に接続されていたコンデンサ３
４の位置にスイッチング素子としてＦＥＴ５０が挿入さ
れている。抵抗３８と３９との接続点は制御回路５２内
のオペアンプ５２ａの非反転入力端に接続されており、
制御回路５２はオペアンプ５２ａとＰＷＭコンパレータ
５２ｂとで構成されている。制御回路５２の出力はトラ
ンス５３を介してＦＥＴ５０のベースに加られるととも
に、ツェナーダイオード４５，４７のカソードにも抵抗
４４を介して加えられる。その他の構成は図５と同じで
ある。

【００５０】次に動作について、図７の波形図を参照し
て説明する。図７その１に示す（Ａ）は整流回路２に流
入する交流入力電流波形であり、（Ｂ）はＦＥＴ２１の
出力電流波形、（Ｃ）は整流回路２の出力波形である。
また、図７その１に示す（Ｄ）はＦＥＴ５０の入力波
形、（Ｅ）はツェナーダイオード４５のカソード電圧、
（Ｆ）は制御回路４９内のオペアンプ４９ａの非反転入
力端の電圧波形図である。

【００５１】図６において、次段のスイッチングレギュ
レータの制御状態、ひいては、平滑コンデンサ３６の充
電電圧を抵抗３８と３９で分圧して検出し、制御回路５
２内のオペアンプ５２ａの非反転入力端に加える。制御
回路５２内で、オペアンプ５２ａの出力と三角波信号と
をＰＷＭコンパレータ５２ｂで比較し、その比較結果に
応じて図７（Ｄ）に示す波形の電圧がトランス５３を介
してＦＥＴ５０のゲートに加えられ、その電圧に応じて
ＦＥＴ５０を導通させ、トランス３２の１次巻線３２ｐ
に電流が流れ、２次巻線３２ｓに誘起される電圧をダイ
オード５１で整流して平滑コンデンサ３６を充電する。

【００５２】また、トランス５３と抵抗４４を介して制
御回路５２の出力電圧が図７（Ｅ）に示すように、ツェ
ナーダイオード４５と４７のカソードに加えられ、ツェ
ナーダイオード４５，４７で基準電圧を作成し、上記図
５の第５の実施例と同様に制御回路４９でＦＥＴ２１の
ゲートに加えるパルスのパルス幅を変え、このＦＥＴ２
１のオン、オフのデューティ比を変えることにより、効
果的に力率を改善させることができる。この場合、点Ｅ
の入力による電圧の変化が上記図５の第５の実施例と逆
になるため（入力が重くなると、点Ｆの電位が下が
る）、制御回路４９の内部で反転させる。

【００５３】図８は本発明の第７の実施例の構成を示す
回路図であり、ＰＷＭコンバータと力率を改善した整流
回路とを組み合わせた実施例を示している。この図８で
は、スイッチングレギュレータと力率改善をした整流回
路のドライブを一つの制御回路で行うようにしたもので
あり、図８において、図６と同一部分には同一符号を付
して構成の説明を省略し、図６とは異なる部分を主体に
述べる。

【００５４】図８では、図６で示した制御回路４９、ツ
ェナーダイオード４５，４７、コンデンサ４８などは省
略されており、制御回路５２の出力はトランス５３を介
して、ＦＥＴ２１，５０のゲートに加えるようにしてお
り、また、直接制御回路５２の出力をトランス３２の２
次巻線３２ｓの一端に加えるようにしている。その他の
構成は図６と同じである。このように構成することによ
り、ＦＥＴ２１のオン、オフのデューティ比を１００％
にすることはできないが、第６の実施例と同様に効果的
に力率を改善することができる。

【００５５】すなわち、抵抗３８，３９で分圧した電圧
を制御回路５２のオペアンプ５２ａに加えて、オペアン
プ５２ａの出力と三角波をＰＷＭコンパレータ５２ｂで
比較し、その比較結果に応じた出力をトランス５３を介
して、ＦＥＴ２１，５０のゲートに加え、ＦＥＴ２１，
５０のオン、オフのデューティ比を変えることにより、
力率を改善することができる。

【００５６】以上のように、第５〜第７の実施例では、
スイッチング素子としてのＦＥＴ２１のパルス幅を、次
段のスイッチングレギュレータの制御状態を検出するこ
とにより制御し、より効果的に力率を改善することがで
きる。これにより、入力電圧が低いときには、普通の低
力率の整流回路とし、入力定格時には、高力率の力率改
善が可能となる。

【００５７】なお、この第５乃至第７の実施例について
は、ここで説明した回路の他に多くの変形例が考えら
れ、ＰＷＭ制御、周波数制御、その他の降圧型、昇圧
型、昇降圧型でもよく、また、電流共振型、電圧共振型
でも、スイッチングレギュレータはリンギングチョクコ
ンバータ、ＰＷＭ方式コンバータ、周波数制御コンバー
タ、電流共振型コンバータ、電圧共振型コンバータ、部
分共振コンバータ、擬似共振コンバータ、その他のどの
組み合わせにおいても、スイッチングレギュレータの制
御状態を検出して、力率改善整流回路の力率を重負荷
時、下限入力時に悪くし（たとえば、０．６〜０．
７）、定格時に高力率（たとえば、０．８〜０．９５）
にすることにより、効率的に力率を改善することができ
る。どの組み合わせにおいても、力率を改善する整流回
路を構成することができる。

【００５８】次に、スイッチングコンバータトランス自
体を平滑コンデンサの充電用トランスとして用いること
により、アクティブフィルタやＡＣラインのチョークコ
イルを用いずに、力率を改善することができる本発明の
実施例について説明する。図９はこの範疇に属する本発
明の第８の実施例の構成を示す回路図である。この図９
において、図１〜図４と同一部分には同一符号を付して
述べる。図９において、整流回路２の入力側は上記各実
施例と同じであり、整流回路２の正側の出力端は逆流防
止用のダイオード５５を介してスイッチングレギュレー
タ１０の一方の入力端に接続されているとともに、スイ
ッチングコンバータトランス５４の１次巻線５４ｐ、Ｆ
ＥＴ２１を介して整流回路２の負側の出力端に接続され
ている。

【００５９】スイッチングコンバータトランス５４の２
次巻線５４ｓの一端は整流用のダイオード５６を介して
平滑コンデンサ５の一方の電極に接続されている。この
２次巻線５４ｓの他端は整流回路２の負側の出力端に接
続されている。平滑コンデンサ５と充電防止用のダイオ
ード５７との直列回路がダイオード５５のカソードと整
流回路２の負側の出力端との間に接続されている。スイ
ッチングレギュレータ１０の他方の入力端も整流回路２
の負側の出力端に接続されている。

【００６０】次に、図１０の波形図を参照しながら、第
８の実施例の動作について説明する。交流電源１からの
交流電圧が整流回路２で全波整流される場合、ＡＣライ
ン３ａ，３ｂに現れる交流電流が図１０（Ｆ）に示す波
形であるとき、図１０（Ａ）に示すような整流電圧が整
流回路２の正側の出力端に整流回路２の入力側に現われ
る。これにより、整流回路２の正側の出力端からスイッ
チングコンバータトランス５４の１次巻線５４ｐを通し
てＦＥＴ２１に流れる。

【００６１】このとき、ＦＥＴ２１は高周波でオン、オ
フしているので、ＦＥＴ２１に流れる電流は高周波とな
る。スイッチングコンバータトランス５４の１次巻線５
４ｐと２次巻線５４ｐが同極、異極に無関係に、ＦＥＴ
２１のオン、オフにより、２次巻線５４ｓに電圧が誘起
され、２次巻線５４ｓの一端からダイオード５６を介し
て平滑コンデンサ５に充電電流が流れ、平滑コンデンサ
５は図１０（Ｂ）に示すように、ある一定電圧で充電さ
れる。

【００６２】スイッチングレギュレータ１０に供給され
る電圧は図１０（Ｃ）に示すようになり、整流回路２の
正側の出力端が平滑コンデンサ５の充電電圧より高いと
きは、直接整流回路２の正側の出力端からダイオード５
５を介して、直接供給される。このときのダイオード５
５の電流は図１０（Ｄ）のようになる。また、整流回路
２の正側の出力端の電圧が平滑コンデンサ５の充電電圧
よりも低い場合には、平滑コンデンサ５よりダイオード
５７を介して、スイッチングレギュレータ１０に電力が
供給される。このときのダイオード５７の電流は図１０
（Ｅ）のようになる。つまり、スイッチングレギュレー
タ１０の入力電圧は比較的安定したＤＣ電圧となる。

【００６３】図１０（Ｆ）に示す交流入力電圧（Ｐｅａ
ｋ−０Ｖ）をＶＡＣＩＨとし、平滑コンデンサ５の両端
電圧をＶＣＩとすると、スイッチングレギュレータ１０
の入力電圧は図１０（Ｃ）に示すように、その合成波形
となる。図１０（Ａ）の整流回路２の出力電圧と図１０
（Ｂ）の平滑コンデンサ５の充電電流の関係により、ダ
イオード５５，５７で図１０（Ｄ）、図１０（Ｅ）に示
すように、交互に電流が流れ、スイッチングレギュレー
タ１０に電力を供給する。図１０（Ｆ）に示すように、
交流電源１からの交流入力電流は整流回路２の整流電圧
が平滑コンデンサ５の両端電圧よりも高いときに流れる
ので、通常の整流回路よりも、導通角が広くなり、力率
が改善されることになる。

【００６４】図１１は本発明の第９の実施例の構成を示
す回路図であり、通常の１石式のスイッチングレギュレ
ータにも応用できる場合を示している。この図１１にお
いて、整流回路２の正、負両出力端間にダイオード５７
と平滑コンデンサ５との直列回路を接続し、スイッチン
グコンバータトランス５４の１次巻線５４ｐと２次巻線
５４ｓの他に充電巻線５４ａを設け、この充電巻線５４
ａの一端はダイオード５６を介して、平滑コンデンサ５
とダイオード５７との接続点に接続され、充電巻線５４
ａの他端は整流回路２の負側の出力端に接続されてい
る。

【００６５】スイッチングコンバータトランス５４の１
次巻線５４ｐの一端は整流回路２の正側の出力端に接続
され、１次巻線５４ｐの他端はスイッチング素子として
のトランジスタ５８を介して、整流回路２の負側の出力
端に接続されている。スイッチングコンバータトランス
５４の２次巻線５４ｓの両端間には、ダイオード５１と
平滑コンデンサ３６が直列に接続されている。

【００６６】この第９の実施例では、トランジスタ５８
がオン、オフすることにより、整流回路２の正側の出力
端からスイッチングコンバータトランス５４の１次巻線
５４ｐに電流が断続して流れ、それにともなって２次巻
線５４ｓ、充電巻線５４ａに電圧が誘起される。充電巻
線５４ａの電圧はダイオード５６で整流され、平滑コン
デンサ５に充電電流を供給し、第８の実施例と同様に力
率を改善することができる。なお、この充電巻線５４ａ
は１次巻線５４ｐと同極、異極を問わない。

【００６７】図１２は本発明の第１０の実施例の構成を
示す回路図であり、２石プッシュプル方式のスイッチン
グレギュレータに応用した場合を示している。スイッチ
ングコンバータトランス５４の１次巻線５４ｐに中点タ
ップ５４ｂを設け、中点タップ５４ｂに整流回路２の正
側の出力端を接続し、１次巻線５４ｐの両端はスイッチ
ング素子としてのＦＥＴ５９，６０をそれぞれ介して、
整流回路２の負側の出力端に接続されている。また、充
電巻線５４ａの両端は整流回路６１の入力端に接続され
ており、整流回路６１の正側の出力端はダイオード５７
と平滑コンデンサ５との接続点に接続され、整流回路２
と６１の負側の出力端同士が接続されている。スイッチ
ングコンバータトランス５４の２次巻線５４ｓの両端は
整流回路３５の入力端に接続され、整流回路３５の正負
両出力端間に平滑コンデンサ３６が接続されている。

【００６８】この図１２では、ＦＥＴ５９，６０を交互
にオン、オフさせることにより、充電巻線５４ａに電圧
を誘起させ、その誘起電圧を整流回路６１で整流して、
平滑コンデンサ５の充電を行い、図１１の場合と同様に
力率を改善するようにしたものである。

【００６９】図１３は本発明の第１１の実施例を示すも
ので、ハーフブリッジに応用した場合を示しており、整
流回路２の正、負両出力端間には、ＦＥＴ５９，６０と
コンデンサ６２と６３とによるブリッジ回路の入力端を
接続し、このブリッジ回路の出力端間にスイッチングコ
ンバータトランス５４の１次巻線５４ｐを接続し、ＦＥ
Ｔ５９，６０を交互にオン、オフさせ、充電巻線５４ａ
の誘起電圧を整流回路６１で整流して、平滑コンデンサ
５を充電するようにして、力率の改善を図っている。

【００７０】図１４は本発明の第１２の実施例を示す回
路図であり、２石共振コンバータに応用した例を示して
いる。整流回路２の正負両出力端間にＦＥＴ５９とコン
バータ６４と１次巻線５４ｐの直列回路を接続し、コン
バータ６４と１次巻線５４ｐとの直列回路にＦＥＴ６０
を並列に接続している。その他の構成は図１２と同じで
ある。

【００７１】この図１４では、ＦＥＴ５９，６０を交互
にオン、オフさせ、ＦＥＴ５９がオンでＦＥＴ６０のオ
フ時に、コンデンサ６４と１次巻線５４ｐとが直列共振
を呈し、ＦＥＴ５９がオフで、ＦＥＴ６０のオン時に、
コンデンサ６４の電荷を１次巻線５４ｐとＦＥＴ６０を
通して放電するようにし、いずれの場合にも充電巻線５
４ａに誘起する電圧を整流回路６１で整流して平滑コン
デンサ５を充電することにより力率を改善している。

【００７２】図１５は本発明の第１３の実施例を示す回
路図であり、４石フルブリッジのスイッチングレギュレ
ータに応用した場合を示している。この図１５では、ス
イッチング素子としてのＦＥＴ５９，６０，６５，６６
でブリッジ回路を構成し、その入力端を整流回路２の
正、負両出力端間に接続し、ブリッジ回路の出力端間を
スイッチングコンバータ５４の１次巻線５４ｐを接続
し、その他の構成は図１４と同じである。

【００７３】このように構成することにより、ＦＥＴ５
９と６０、６０と６５をそれぞれ交互にオン、オフさせ
て、そのオン時に１次巻線５４ｐに整流回路２の出力電
流を通電させ、充電巻線５４ａの誘起電圧を整流回路６
１で整流して平滑コンデンサ５を充電することにより力
率を改善している。

【００７４】図１６は本発明の第１６の実施例の構成を
示す回路図であり、４石共振コンバータに応用した場合
を示しており、ＦＥＴ５９，６０，６５，６６でブリッ
ジ回路を構成し、このブリッジ回路の両入力端を整流回
路２の正、負両出力端間に接続し、ブリッジ回路の両出
力端間にスイッチングコンバータトランス５４の１次巻
線５４ｐとコンデンサ６７との直列回路を接続してい
る。その他の構成は図１５と同じである。この図１６で
は、ＦＥＴ５９と６０、６０と６５を交互にオン、オフ
させることにより、１次巻線５４ｐとコンデンサ６７と
の直列共振回路に整流回路２からの電流が流れ、直列共
振を呈し、充電巻線５４ａに誘起された電圧を整流回路
６１で整流して平滑コンデンサ５を充電することにより
力率を改善している。

【００７５】これらの第８〜第１４の実施例では、いず
れもスイッチングコンバータトランス５４自体を平滑コ
ンデンサ５の充電用トランスとしたものであり、この他
のすべてのスイッチングコンバータ、電流共振コンバー
タ、電圧共振コンバータに応用できる。

【００７６】図１７は本発明の第１５の実施例の構成を
示す回路図であり、平滑コンデンサ５の流入電源をスイ
ッチングして、インダクタにより制限するようにしたも
のである。図１７において、整流回路２の入力端間に
は、ＦＥＴ２１のノイズ吸収用のコンデンサ６８が接続
され、また、整流回路２の正、負両出力端間には、平滑
コンデンサ５、インダクタとしてのチョークトランス６
９の１次巻線６９ｐとスイッチング素子としてのＦＥＴ
２１の直列回路が接続されている。ＦＥＴ２１には、放
電用のダイオード２２とコンデンサ７０との並列回路が
並列に接続されている。

【００７７】チョークトランス６９の２次巻線６９ｓに
並列にコンデンサ７１が接続されており、コンデンサ７
１と放電用のダイオード２３との直列回路が整流回路２
の正、負両出力端間に接続されている。この直列回路に
並列にＦＥＴ２１のノイズ対策用のコンデンサ７２が接
続されている。なお、スイッチングレギュレータ１０の
他方の入力端は整流回路２の負側の出力端に接続されて
いる。

【００７８】次に、第１５の実施例の動作について図１
８の波形図を参照しながら説明する。交流電源１より整
流回路２に入力される図１８（Ｅ）に示す交流入力電流
は整流回路２で整流され、図１８（Ｃ）のような電流波
形となって平滑コンデンサ５へ充電される。整流回路２
による整流電圧は図１８（Ａ）のようになる。この充電
電流はＡＣライン３ａ〜整流回路２〜平滑コンデンサ５
〜チョークトランス６９の１次巻線６９ｐ〜ＦＥＴ２１
〜整流回路２〜ＡＣライン３ｂの経路で流れる。

【００７９】このとき、ＦＥＴ２１は図１８（Ｄ）に示
すように、高周波数でオン、オフするため、チョークト
ランス６９の１次巻線６９ｐのインピーダンスで電圧降
下（ＶＴ１とする）が発生し、平滑コンデンサ５に充電
される図１８（Ｂ）に示す電圧ＶＣ１は、整流回路２の
正、負両出力端間の電圧をＶＤＣＩＨとすると、ＶＣ１
＝ＶＤＣＩＨ−ＶＴ１となる（このとき、ＦＥＴ２１の
オン時、両端電圧は、ここでは無視する）。チョークト
ランス６９の２次巻線６９ｓは１次巻線６９ｐと同極ま
たは異極性で巻装されており、同極の場合には、１次巻
線６９ｐに電流が流れているとき、２次巻線６９ｓに電
圧が誘起され、２次巻線６９ｓの一端からダイオード２
３を通してコンデンサ７２またはスイッチングレギュレ
ータ１０に流れ、さらに２次巻線６９ｓの他端に戻るル
ープに電流が流れる。これにより、チョークトランス６
９の内部には、ＦＥＴ２１のオン時に蓄積されるエネル
ギは最小で済み、ＦＥＴ２１のオフ時には、１次巻線６
９ｐに発生する逆起電力は極小に抑えられる。

【００８０】また、２次巻線６９ｓが１次巻線６９ｐと
異極性に巻装されている場合には、ＦＥＴ２１のオン時
に、チョークトランス６９の内部に電磁エネルギが蓄積
されるが、ＦＥＴ２１のオフ時に２次巻線６９ｓの一端
からダイオード２３を介して、コンデンサ７２、スイッ
チングレギュレータ１０側にエネルギが放出される。こ
のため、１次巻線６９ｐに発生する逆起電力は小さくて
済み、これにより、ＦＥＴ２１の耐電圧は従来よりも小
さくて済む。

【００８１】平滑コンデンサ５の両端の電圧は常に（Ｖ
ＤＣＩＮ−ＶＴ１）で充電されるため、整流回路２の正
側の出力端の電位が平滑コンデンサ５の充電電圧より高
いときには、常に整流回路２を構成するダイオードが導
通し、スイッチングレギュレータ１０に整流回路２の正
側の出力端の電位が平滑コンデンサ５の充電電圧より低
いときには、平滑コンデンサ５の充電電荷がスイッチン
グレギュレータ１０−ダイオード２２の放電経路で放電
され、スイッチングレギュレータ１０に電力を供給す
る。以上の動作により、整流回路２を構成するダイオー
ドの導通角が広くなり、力率が改善される。

【００８２】図１９は本発明の第１６の実施例の構成を
示す回路図であり、この図１９では、チョークトランス
６９の１次巻線６９ｐと平滑コンデンサ５との位置を図
１７の第１５の実施例とは逆にしたものであり、その動
作、効果は第１５の実施例と同じである。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
整流回路から平滑コンデンサに流入する、該平滑コンデ
ンサを充電するための電流のピークを、抵抗又はコイル
で構成されたピーク抑制手段で押さえるようにしたの
で、簡単な回路で力率を改善することができ、コストダ
ウンと信頼性の向上が可能となり、しかもノイズも出な
くなる効果を奏する。また、本発明によれば、スイッチ
ングレギュレータの制御状態を検出して、スイッチング
素子のスイッチング動作を制御し、スイッチングレギュ
レータへの入力電圧が定格電圧であるときには高力率と
なり、該スイッチングレギュレータによる制御が可能な
入力電圧の範囲の上限又は下限になるにつれて低力率と
なるようにしたので、スイッチングレギュレータへの入
力電圧が低いときには普通の力率の電源回路とし、定格
入力時には高力率の電源回路とすることができ、スイッ
チング素子、ヒートシンク、パワートランスなどの小型
軽量化と信頼性の向上と低コスト化が可能となる。

【００８４】さらに、本発明によれば、トランスの二次
巻線に誘起された電流を平滑コンデンサへ充電電流とし
て流入させるようにしたので、アクティブフィルタやＡ
Ｃラインのインダクタを用いる必要がなくなり、スイッ
チング素子が平滑コンデンサの充電電流分のみで済み、
比較的小さなスイッチング素子で済ませることができ、
スイッチングロスやノイズを少なく、力率改善のための
構成を低コストでできる利点がある。加えて、本発明に
よれば、平滑コンデンサを通る電圧を抑制する第１イン
ダクタから、平滑コンデンサの充電、放電のスイッチン
グを行うスイッチング素子に加わる逆起電力を、第２イ
ンダクタにより抑制するようにしたので、低耐圧のスイ
ッチング素子で済み、かつ逆起電圧が小さいので、輻射
ノイズも抑制でき、熱対策部品やノイズ対策部品のロー
コスト化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例による電源回路の回路図
である。

【図２】本発明の第２の実施例による電源回路の回路図
である。

【図３】本発明の第３の実施例による電源回路の回路図
である。

【図４】本発明の第４の実施例による電源回路の回路図
である。

【図５】本発明の第５の実施例による電源回路の回路図
である。

【図６】本発明の第６の実施例による電源回路の回路図
である。

【図７】同上第６の実施例の動作を説明するための各部
の波形図である。

【図８】本発明の第７の実施例による電源回路の回路図
である。

【図９】本発明の第８の実施例による電源回路の回路図
である。

【図１０】同上第８の実施例の動作を説明するための各
部の波形図である。

【図１１】本発明の第９の実施例による電源回路の回路
図である。

【図１２】本発明の第１０の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１３】本発明の第１１の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１４】本発明の第１２の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１５】本発明の第１３の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１６】本発明の第１４の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１７】本発明の第１５の実施例による電源回路の回
路図である。

【図１８】同上第１５の実施例の動作を説明するための
各部の波形図である。

【図１９】本発明の第１６の実施例による電源回路の回
路図である。

【図２０】第１従来例の電源回路の回路図である。

【図２１】第２従来例の電源回路の回路図である。

【図２２】第３従来例の電源回路の回路図である。

【図２３】第４従来例の電源回路の回路図である。

【図２４】第５従来例の電源回路の回路図である。

【図２５】第６従来例の電源回路の回路図である。

【図２６】第７従来例の電源回路の回路図である。

【図２７】第８従来例の電源回路の回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，３５，６１ 整流回路 ４ 抵抗 ５，３６ 平滑コンデンサ １０ スイッチングレギュレータ １３，１４，２２，２３，５１，５５，５６，５７ ダ
イオード １５，２９，３１，５８ トランジスタ ２１，５９，６０，６５，６６ ＦＥＴ ２８，３２ トランス ４５，４７ ツェナーダイオード ４９，５２ 制御回路 ５４ スイッチングコンバータトランス ６９ チョークトランス

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電流を整流し、整流された直流脈動
   電流を２つの出力端子から外部に供給する整流回路と、 上記直流脈動電流を平滑化するように接続された平滑コ
   ンデンサと、 上記整流回路の一方の出力端子から上記平滑コンデンサ
   に向けて、該平滑コンデンサを充電するための電流を流
   すように接続されたダイオードと、 上記ダイオードを通って上記平滑コンデンサに流入する
   電流のピークを押さえるように接続されたピーク抑制手
   段と、 を設けたことを特徴とする電源回路。
2. 【請求項２】 前記ピーク抑制手段は抵抗又はコイルで
   構成されている請求項１記載の電源回路。
3. 【請求項３】 交流電圧を整流し、整流された直流脈動
   電圧を２つの出力端子から外部に供給する整流回路と、 上記直流脈動電圧を平滑化するように接続された平滑コ
   ンデンサと、 オン時には上記直流脈動電圧の一部が上記平滑コンデン
   サを通るようにし、オフ時には該直流脈動電圧の通過を
   遮断して上記平滑コンデンサの放電電圧を上記直流脈動
   電圧に重畳させるスイッチング素子と、 上記平滑コンデンサで平滑化された上記直流脈動電圧を
   断続して負荷に供給して該負荷への供給電圧を制御する
   スイッチングレギュレータと、 上記スイッチングレギュレータの制御状態を検出し、該
   スイッチングレギュレータへの入力電圧が定格電圧であ
   るときには高力率となり、該入力電圧が上記スイッチン
   グレギュレータによる上記供給電圧の制御が可能な入力
   電圧範囲の上限又は下限になるにつれて低力率となるよ
   うに、上記スイッチング素子のスイッチング動作を制御
   する制御手段と、 を設けたことを特徴とする電源回路。
4. 【請求項４】 交流電流を整流し、整流された直流脈動
   電流を２つの出力端子から外部に供給する整流回路と、 上記直流脈動電流を平滑化するように接続された平滑コ
   ンデンサと、 上記整流回路の一方の出力端子から上記平滑コンデンサ
   に向けて、該平滑コンデンサを充電するための電流を流
   すように接続されたダイオードと、 上記直流脈動電流の一部が一次巻線に流れ、二次巻線に
   誘起された電流が上記ダイオードを通って上記平滑コン
   デンサに流入するように接続されたトランスと、 オン時には上記トランスの二次巻線に誘起された電流で
   上記平滑コンデンサを充電させ、オフ時には該平滑コン
   デンサに充電された電流を放電させて上記直流脈動電流
   を平滑化させるスイッチング素子と、 を設けたことを特徴とする電源回路。
5. 【請求項５】 交流電圧を整流し、整流された直流脈動
   電圧を２つの出力端子から外部に供給する整流回路と、 上記直流脈動電圧を平滑化するように接続された平滑コ
   ンデンサと、 オン時には上記直流脈動電圧の一部が上記平滑コンデン
   サを通るようにし、オフ時には上記平滑コンデンサの放
   電電圧を上記直流脈動電圧に重畳させるスイッチング素
   子と、 上記スイッチング素子のオン時に上記平滑コンデンサを
   通る電圧を抑制するように接続され、該スイッチング素
   子のオフ時に上記平滑コンデンサの放電回路の一部を形
   成するように接続された第１インダクタと、 上記スイッチング素子のスイッチング動作に伴って上記
   第１インダクタから該スイッチング素子に加わる逆起電
   力を抑制する第２インダクタと、 を設けたことを特徴とする電源回路。
6. 【請求項６】 上記第１及び第２インダクタはトランス
   の一次巻線及び二次巻線により構成されている請求項５
   記載の電源回路。