JP4461446B2 - 交直両用電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に交直両用電源に関する。
【0002】
【従来の技術】
交流電源の交流電圧を整流平滑して得られる直流電圧をDC−DCコンバータを介して別の直流電圧を作るスイッチング電源装置において、交流電源の他に直流電源も使えるようにするためにいくつかの方法が用いられている。図3に示した回路はそれらの中の1例であり、DC−DCコンバータのトランス10を共用する方法を採用している。図3において、トランスの1次巻線とスイッチ素子を交流電源用と直流電源用に各々別個に設けているが、交流電源用と直流電源用とで別々のトランスを用いる方式に比べて、トランスを共用することによりスペースとコストを省くことができるという長所がある。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
図3に示した従来方式はDC−DCコンバータのトランス10を共用するので、交流電源より電力の供給を受ける場合も直流電源より電力の供給を受ける場合も、同じ電力変換方式を使わなければならない。図3に示した例ではフォワードコンバータという回路形態を使っているので、交流電源と直流電源のいずれの場合もフォワードコンバータとして動作させる必要がある。交流電源より電力の供給を受けるときに1次電流が流れる巻線10aと直流電源より電力の供給を受けるときに1次電流が流れる巻線10cとは電磁的に結合しているので、どちらか一方に電圧が加わると他方には巻線に比例した誘導電圧が発生する。そこで、ダイオード104とダイオード105をスイッチ素子8とスイッチ素子102に対して各々直列に挿入し、2つの巻線の相互干渉を防いでいる。
【0004】
もし、2つのダイオードが挿入されていなければ次のような不具合が生じる。図3に示した回路において、交流電源1からの電力供給が停止して、直流電源101が供給する電力で動作しているとき、スイッチ素子102のオン期間に巻線10cに直流電源101の電圧が加わるが、巻線10aには巻数に比例した誘導電圧が生じ、この電圧が第1のコンデンサ7を充電する。この電流の向きは、スイッチ素子8がMOSFETでもバイポーラ型トランジスタでもスイッチ素子のオン・オフの状態に関係なく容易に流れる性質の電流である。スイッチ素子がMOSFETであればボディダイオードを流れ、また、スイッチ素子がバイポーラ型トランジスタであれば逆トランジスタと呼ばれる効果で導通する。そして、第1のコンデンサ7を充電する電流の線路上のインピーダンスがほとんどないため、電流の波形が波高値の高いパルス状になり過電流保護が働いて起動することができないか、または起動する場合でも大きな電力損失を生じる。そこで、スイッチ素子8にダイオード104を直列に挿入し、第1のコンデンサ7を充電する電流を阻止している。
【0005】
スイッチ素子102にもダイオード105を直列に挿入しているのは、交流電源1が供給する電力で動作しているときに、巻線10cに生じる誘導電圧によって直流電源101が充電されないようにするためである。ダイオード105は、巻線10aに対する巻線10cの巻数をより少なくすることによって省略することも可能であるが、2次側回路が交流電源1の電力で動くときと直流電源101の電力で動くときで、動作条件が異なることになって別な問題が生じる。
【0006】
ダイオード104とダイオード105は、ダイオードのドロップ電圧に相当する分の電力損失を招く。更に、これらのダイオードは各々のスイッチ素子がターンオフした後で逆バイアスになる瞬間、すなわち順方向から逆方向に変わる瞬間にリバースリカバリノイズと呼ばれるノイズを発生させ、電源装置全体のスイッチングノイズを大きくしている。
【0007】
そこで本発明は、昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、昇圧用のリアクトルを共用する方式を用いることによってスペースとコストの無駄を省き、かつ、電力損失とスイッチングノイズの点でより優れた方式を提供することを目的としている。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項1記載の発明は、交流電源と全波整流器とリアクトルの第1の巻線と第1のスイッチ素子と第1のダイオードと第1のコンデンサと第1のスイッチ素子の制御電極に接続されている第1の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路において、昇圧用リアクトルに第2の巻線を巻いて、この第2の巻線に第2のスイッチ素子を直列に接続し、直流電源を第2の巻線と第2のスイッチ素子からなる直列回路の両端に接続し、第2のスイッチ素子の制御電極に第2の発振制御回路を接続して、一石コンバータを構成した。
【0009】
請求項2記載の発明は請求項1記載の発明の一石コンバータをブリッジ型コンバータに置き換え、ブリッジ型コンバータの出力端子と第2の巻線の間に第2のコンデンサを直列に挿入した。更に第1の巻線に生じる双方向の電流を第1のコンデンサに充電するために、第2のダイオードと第3のダイオードを接続した。第2のダイオードと第3のダイオードは昇圧型力率改善回路の動作に影響を与えることはない。請求項3記載の発明は請求項2記載の発明のブリッジ型コンバータをハーフブリッジ型コンバータに置き換えた。
【0010】
力率改善回路の主要構成部品であるリアクトルの第1の巻線と第1のダイオードと第1のコンデンサは一石コンバータの主要構成部品としても、またはブリッジ型コンバータの主要構成部品としても兼用されるのでスペースとコストを削減することができる。従来方式で用いられたスイッチ素子に直列に挿入するダイオードを省くことができるので電力損失とノイズが改善されるが、ダイオードを省くことができる理由を次のように説明できる。
【0011】
請求項1記載の発明において、第2の発振制御回路が動作を停止して第2のスイッチ素子がオフ状態で、第1のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。第1のスイッチ素子のオン期間に第1の巻線に加わる電圧の最大値は全波整流された正弦波の尖頭値である。交流実効電圧が100Vのときは141Vがその尖頭値になる。第2の巻線には、巻数に比例した電圧が、直流電源に向かって電流が流れる方向に発生する。この方向の電流に対しては、発明が解決しようとする課題で述べた内容と同じ理由により第2のスイッチ素子だけでは阻止できないが、第1の巻線と第2の巻線の巻数比を適当に選ぶことによって流れないようにすることができる。例えば、実効値100Vの交流電源と24Vの直流電源が接続されていて、第1の巻線が100回、第2の巻線が10回、各々巻かれているとすれば、第1のスイッチ素子のオン期間に第2の巻線に生じる電圧は15Vを超えることがない。この電圧は直流電源の電圧より低く、従って直流電源に向かって流れることはなく、第1の巻線に流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。
【0012】
第1のスイッチ素子のオフ期間にリアクトルの励磁エネルギは第1の巻線を介して、交流電源と全波整流器とダイオードを通って放出され第1のコンデンサに電荷として蓄積される。第2の巻線には第1のスイッチ素子のオン期間に生じる電圧と反対向きの電圧が生じるが、第2のスイッチ素子がオフ状態であるため流れない。
【0013】
次に、第1の発振制御回路が動作を停止して第1のスイッチ素子がオフ状態で、第2のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。通常、交直両用電源の場合、直流電源は交流電源が停電のときに動作をするようにシーケンスが組まれているので、ここでは交流電源からの電力供給が止まっていると仮定する。
【0014】
直流電源の電圧とリアクトルの巻線の巻数比が前述の例と同じ場合、第2のスイッチ素子のオン期間に第2の巻線には24Vの電圧が加わるので、第1の巻線には240Vの電圧が発生する。この電圧は交流電源側に向かって流れようとするが、全波整流器によって阻止されるので流れることはなく、第2の巻線を流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。この励磁エネルギは第2のスイッチ素子のオフ期間に第1の巻線を介して、全波整流器と第1のダイオードを通って放出され、第1のコンデンサに電荷として蓄積される。
【0015】
請求項2記載及び請求項3記載の発明において、第2の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路がオフ状態で、第1のスイッチ素子だけが動作している場合は、上述の請求項1記載の発明の場合と同じく、第1の巻線と第2の巻線の巻数比を適当に選ぶことにより直流電源に向かって電流が流れるのを防ぐことができる。しかし、次の理由によって、巻数比を考慮しなくても直流電源に向かって流れる電流による影響を無視することができる。
【0016】
ブリッジ回路の出力端子と第2の巻線の間に挿入される第2のコンデンサは、第2のスイッチ素子の1回のオン期間で充電される程度の小さい容量でよい。一方、第1の巻線と第2の巻線間にリーケージインダクタンスが存在し、これが第2のコンデンサと共に適当な直列共振インピーダンスを生み電流のピーク値を抑える。
【0017】
交流電源からの電力供給が止まり第1の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路だけが動作している場合は、第1の巻線に生じる双方向の電流のうちある方向の電流に対しては第1のダイオードと全波整流器が導通し、逆方向の電流に対しては第2のダイオードと第3のダイオードが導通する。
【0018】
【発明の実施の形態】
図1は請求項1記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図1において、交流電源1の正弦波の形をした電圧は全波整流器2によって、正弦波が絶対値に変換されて出力される。正弦波の絶対値の電圧はリアクトル3の第1の巻線3aと第1のスイッチ素子4と第1のダイオード6と第1のコンデンサ7が構成する昇圧コンバータによって安定した直流電圧に変換される。この昇圧コンバータは、安定した直流電圧を作ることが第1の目的ではなく、交流電源1が供給する電流が交流電圧の波形に相似形になるようにするのが第1の目的である。すなわち力率改善回路として働いている。この力率改善回路によって作られる直流電圧は第1のコンデンサ7に充電されるが、昇圧コンバータを用いているので、交流電圧の尖頭値より高い電圧に設定されている。そこで、第1のコンデンサ7に充電された電圧は第1のコンデンサ7より右側に描かれている別のコンバータによって電力変換されて負荷が必要としているいろいろな電圧が作られる。
【0019】
図1に示されている直流電源17は交流電源1が停電になったときに、リアクトル3の第2の巻線3bと第2のスイッチ素子16と、それに昇圧コンバータの構成部品でもあるリアクトル3の第1の巻線3aと全波整流器2と第1のダイオード6と第1のコンデンサ7を加えて構成されるフライバックコンバータに電力を供給する。全波整流器2の出力端子に付けられているダイオード22はフライバックコンバータが動作する上で必要不可欠ではないが、全波整流器2を流れる電流をこのダイオード22によってバイパスさせることによってドロップ電圧を下げることができる。
【0020】
図1の回路が交流電源1が供給する電力によって昇圧コンバータとして動作するときは、リアクトル3の第2の巻線3bに誘導電圧が発生するが、課題を解決するための手段で述べたように、第1の巻線3aとの巻数比を適当に選ぶことによって直流電源17を充電する電流が流れないようにすることができる。また、直流電源17が供給する電力によってフライバックコンバータとして動作するときは、交流電源1が停電状態であることと第1のスイッチ素子4がオフ状態を保ち続けることで昇圧コンバータの回路との間で干渉を防いでいる。
【0021】
図2は請求項2記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図2において、請求項1記載の発明の実施例を示す図1の回路図と異なるところは、図1のフライバックコンバータに相当する部分をブリッジ型電流共振コンバータに置き換えたことと、リアクトル3の第1の巻線3aから双方向の電流をとり出せるようにするために第2のダイオード19と第3のダイオード20を追加したことと、第2のコンデンサ21を付けた点である。第2のコンデンサ21は共振コンデンサとして働くが、共振リアクトルは、リアクトル3の第1の巻線3aと第2の巻線3bの間に存在するリーケージインダクタンスが利用されている。このリーケージインダクタンスが必要とする共振周期を得るのに不足であれば、新たにリアクトルをコンデンサ21に直列に挿入することもできる。
【0022】
図2において、スイッチ素子16aとスイッチ素子16dからなる組は同時にオンとオフを繰り返し、スイッチ素子16cとスイッチ素子16bからなる組も同時にオンとオフを繰り返し、各々の組は、一方の組がオンであれば他方の組はオフになるように第2の発振制御回路18が4つのスイッチ素子の各制御電極に信号を送っている。
【0023】
【発明の効果】
交流電源の瞬時停電に対して、パソコンのメモリを保護するための装置として無停電電源装置があるが、パソコン本体のコストが下がるにつれて、そのコストが割高に感じられるようになってきている。一方、パソコンを利用する時間が長くなるにつれて瞬時停電に遭遇する確率が高くなり、無停電電源装置の需要も高まっているので、パソコンが内蔵している電源装置に無停電電源装置の機能を容易に組み入れることができる回路技術が必要性を増している。本発明によれば、交流電源が停電したときにバッテリーの直流電力によって電源装置の出力電圧を確保する回路を、従来のパソコン用電源装置に容易に組み込むことができるので経済的効果は大きいといえる。
【図面の簡単な説明】
【図1】請求項1記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図2】請求項2記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図3】従来方式の1例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【符号の説明】
1 交流電源
2 全波整流器
3 リアクトル
4 第1のスイッチ素子
5 第1の発振制御回路
6 第1のダイオード
7 第1のコンデンサ
8 MOSFET
9 発振制御回路
10 トランス
11、12 ダイオード
13 リアクトル
14 コンデンサ
15 負荷
16 第2のスイッチ素子
17 直流電源
18 第2の発振制御回路
19 第2のダイオード
20 第3のダイオード
21 第2のコンデンサ
22 ダイオード
3a 第1の巻線
3b 第2の巻線
10a 1次巻線
10b 2次巻線
10c 1次巻線
16a、16b、16c、16d スイッチ素子
101 直流電源
102 スイッチ素子
103 発振制御回路
104、105 ダイオード
Claims (3)
- 交流電源と、全波整流器と、リアクトルの第1の巻線と、前記第1の巻線に直列に接続された第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子に並列に接続された第1のダイオードと第1のコンデンサからなる直列回路と、前記第1のスイッチ素子の制御電極に接続された第1の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、前記第1の巻線に電磁的に結合している第2の巻線を巻き、前記第2の巻線に直列に第2のスイッチ素子を接続し、前記第2の巻線と前記第2のスイッチ素子からなる直列回路の両端に直流電源を接続し、前記第2のスイッチ素子の制御電極に第2の発振制御回路を接続し、これによって前記交流電源と前記直流電源のいずれの電力も使うことができることを特徴とする交直両用電源。
- 交流電源と、全波整流器と、リアクトルの第1の巻線と、前記第1の巻線に直列に接続された第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子に並列に接続された第1のダイオードと第1のコンデンサからなる直列回路と、前記第1のスイッチ素子の制御電極に接続された第1の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、前記第1の巻線の前記第1のスイッチ素子が接続された端子と反対側の端子と前記第1のコンデンサの前記第1のダイオードが接続された端子の間に第2のダイオードを接続し、前記第1のスイッチ素子に並列に第3のダイオードを接続し、前記第1の巻線に電磁的に結合した第2の巻線を巻き、前記第2の巻線に双方向の電流を流すことができる4つのスイッチ素子からなるブリッジ回路の出力端子を接続し、前記ブリッジ回路の入力端子に直流電源を接続し、前記ブリッジ回路の4つのスイッチ素子の制御電極に第2の発振制御回路を接続し、前記ブリッジ回路の出力端子と前記第2の巻線の間に第2のコンデンサを直列に挿入し、これによって前記交流電源と前記直流電源のいずれの電力も使うことができることを特徴とする交直両用電源。
- 前記4つのスイッチ素子からなるブリッジ回路を2つのスイッチ素子からなるハーフブリッジ回路とした請求項2記載の交直両用電源。
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