JP4461446B2 - 交直両用電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に交直両用電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源の交流電圧を整流平滑して得られる直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータを介して別の直流電圧を作るスイッチング電源装置において、交流電源の他に直流電源も使えるようにするためにいくつかの方法が用いられている。図３に示した回路はそれらの中の１例であり、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１０を共用する方法を採用している。図３において、トランスの１次巻線とスイッチ素子を交流電源用と直流電源用に各々別個に設けているが、交流電源用と直流電源用とで別々のトランスを用いる方式に比べて、トランスを共用することによりスペースとコストを省くことができるという長所がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示した従来方式はＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１０を共用するので、交流電源より電力の供給を受ける場合も直流電源より電力の供給を受ける場合も、同じ電力変換方式を使わなければならない。図３に示した例ではフォワードコンバータという回路形態を使っているので、交流電源と直流電源のいずれの場合もフォワードコンバータとして動作させる必要がある。交流電源より電力の供給を受けるときに１次電流が流れる巻線１０ａと直流電源より電力の供給を受けるときに１次電流が流れる巻線１０ｃとは電磁的に結合しているので、どちらか一方に電圧が加わると他方には巻線に比例した誘導電圧が発生する。そこで、ダイオード１０４とダイオード１０５をスイッチ素子８とスイッチ素子１０２に対して各々直列に挿入し、２つの巻線の相互干渉を防いでいる。
【０００４】
もし、２つのダイオードが挿入されていなければ次のような不具合が生じる。図３に示した回路において、交流電源１からの電力供給が停止して、直流電源１０１が供給する電力で動作しているとき、スイッチ素子１０２のオン期間に巻線１０ｃに直流電源１０１の電圧が加わるが、巻線１０ａには巻数に比例した誘導電圧が生じ、この電圧が第１のコンデンサ７を充電する。この電流の向きは、スイッチ素子８がＭＯＳＦＥＴでもバイポーラ型トランジスタでもスイッチ素子のオン・オフの状態に関係なく容易に流れる性質の電流である。スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴであればボディダイオードを流れ、また、スイッチ素子がバイポーラ型トランジスタであれば逆トランジスタと呼ばれる効果で導通する。そして、第１のコンデンサ７を充電する電流の線路上のインピーダンスがほとんどないため、電流の波形が波高値の高いパルス状になり過電流保護が働いて起動することができないか、または起動する場合でも大きな電力損失を生じる。そこで、スイッチ素子８にダイオード１０４を直列に挿入し、第１のコンデンサ７を充電する電流を阻止している。
【０００５】
スイッチ素子１０２にもダイオード１０５を直列に挿入しているのは、交流電源１が供給する電力で動作しているときに、巻線１０ｃに生じる誘導電圧によって直流電源１０１が充電されないようにするためである。ダイオード１０５は、巻線１０ａに対する巻線１０ｃの巻数をより少なくすることによって省略することも可能であるが、２次側回路が交流電源１の電力で動くときと直流電源１０１の電力で動くときで、動作条件が異なることになって別な問題が生じる。
【０００６】
ダイオード１０４とダイオード１０５は、ダイオードのドロップ電圧に相当する分の電力損失を招く。更に、これらのダイオードは各々のスイッチ素子がターンオフした後で逆バイアスになる瞬間、すなわち順方向から逆方向に変わる瞬間にリバースリカバリノイズと呼ばれるノイズを発生させ、電源装置全体のスイッチングノイズを大きくしている。
【０００７】
そこで本発明は、昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、昇圧用のリアクトルを共用する方式を用いることによってスペースとコストの無駄を省き、かつ、電力損失とスイッチングノイズの点でより優れた方式を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の発明は、交流電源と全波整流器とリアクトルの第１の巻線と第１のスイッチ素子と第１のダイオードと第１のコンデンサと第１のスイッチ素子の制御電極に接続されている第１の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路において、昇圧用リアクトルに第２の巻線を巻いて、この第２の巻線に第２のスイッチ素子を直列に接続し、直流電源を第２の巻線と第２のスイッチ素子からなる直列回路の両端に接続し、第２のスイッチ素子の制御電極に第２の発振制御回路を接続して、一石コンバータを構成した。
【０００９】
請求項２記載の発明は請求項１記載の発明の一石コンバータをブリッジ型コンバータに置き換え、ブリッジ型コンバータの出力端子と第２の巻線の間に第２のコンデンサを直列に挿入した。更に第１の巻線に生じる双方向の電流を第１のコンデンサに充電するために、第２のダイオードと第３のダイオードを接続した。第２のダイオードと第３のダイオードは昇圧型力率改善回路の動作に影響を与えることはない。請求項３記載の発明は請求項２記載の発明のブリッジ型コンバータをハーフブリッジ型コンバータに置き換えた。
【００１０】
力率改善回路の主要構成部品であるリアクトルの第１の巻線と第１のダイオードと第１のコンデンサは一石コンバータの主要構成部品としても、またはブリッジ型コンバータの主要構成部品としても兼用されるのでスペースとコストを削減することができる。従来方式で用いられたスイッチ素子に直列に挿入するダイオードを省くことができるので電力損失とノイズが改善されるが、ダイオードを省くことができる理由を次のように説明できる。
【００１１】
請求項１記載の発明において、第２の発振制御回路が動作を停止して第２のスイッチ素子がオフ状態で、第１のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。第１のスイッチ素子のオン期間に第１の巻線に加わる電圧の最大値は全波整流された正弦波の尖頭値である。交流実効電圧が１００Ｖのときは１４１Ｖがその尖頭値になる。第２の巻線には、巻数に比例した電圧が、直流電源に向かって電流が流れる方向に発生する。この方向の電流に対しては、発明が解決しようとする課題で述べた内容と同じ理由により第２のスイッチ素子だけでは阻止できないが、第１の巻線と第２の巻線の巻数比を適当に選ぶことによって流れないようにすることができる。例えば、実効値１００Ｖの交流電源と２４Ｖの直流電源が接続されていて、第１の巻線が１００回、第２の巻線が１０回、各々巻かれているとすれば、第１のスイッチ素子のオン期間に第２の巻線に生じる電圧は１５Ｖを超えることがない。この電圧は直流電源の電圧より低く、従って直流電源に向かって流れることはなく、第１の巻線に流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。
【００１２】
第１のスイッチ素子のオフ期間にリアクトルの励磁エネルギは第１の巻線を介して、交流電源と全波整流器とダイオードを通って放出され第１のコンデンサに電荷として蓄積される。第２の巻線には第１のスイッチ素子のオン期間に生じる電圧と反対向きの電圧が生じるが、第２のスイッチ素子がオフ状態であるため流れない。
【００１３】
次に、第１の発振制御回路が動作を停止して第１のスイッチ素子がオフ状態で、第２のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。通常、交直両用電源の場合、直流電源は交流電源が停電のときに動作をするようにシーケンスが組まれているので、ここでは交流電源からの電力供給が止まっていると仮定する。
【００１４】
直流電源の電圧とリアクトルの巻線の巻数比が前述の例と同じ場合、第２のスイッチ素子のオン期間に第２の巻線には２４Ｖの電圧が加わるので、第１の巻線には２４０Ｖの電圧が発生する。この電圧は交流電源側に向かって流れようとするが、全波整流器によって阻止されるので流れることはなく、第２の巻線を流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。この励磁エネルギは第２のスイッチ素子のオフ期間に第１の巻線を介して、全波整流器と第１のダイオードを通って放出され、第１のコンデンサに電荷として蓄積される。
【００１５】
請求項２記載及び請求項３記載の発明において、第２の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路がオフ状態で、第１のスイッチ素子だけが動作している場合は、上述の請求項１記載の発明の場合と同じく、第１の巻線と第２の巻線の巻数比を適当に選ぶことにより直流電源に向かって電流が流れるのを防ぐことができる。しかし、次の理由によって、巻数比を考慮しなくても直流電源に向かって流れる電流による影響を無視することができる。
【００１６】
ブリッジ回路の出力端子と第２の巻線の間に挿入される第２のコンデンサは、第２のスイッチ素子の１回のオン期間で充電される程度の小さい容量でよい。一方、第１の巻線と第２の巻線間にリーケージインダクタンスが存在し、これが第２のコンデンサと共に適当な直列共振インピーダンスを生み電流のピーク値を抑える。
【００１７】
交流電源からの電力供給が止まり第１の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路だけが動作している場合は、第１の巻線に生じる双方向の電流のうちある方向の電流に対しては第１のダイオードと全波整流器が導通し、逆方向の電流に対しては第２のダイオードと第３のダイオードが導通する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は請求項１記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図１において、交流電源１の正弦波の形をした電圧は全波整流器２によって、正弦波が絶対値に変換されて出力される。正弦波の絶対値の電圧はリアクトル３の第１の巻線３ａと第１のスイッチ素子４と第１のダイオード６と第１のコンデンサ７が構成する昇圧コンバータによって安定した直流電圧に変換される。この昇圧コンバータは、安定した直流電圧を作ることが第１の目的ではなく、交流電源１が供給する電流が交流電圧の波形に相似形になるようにするのが第１の目的である。すなわち力率改善回路として働いている。この力率改善回路によって作られる直流電圧は第１のコンデンサ７に充電されるが、昇圧コンバータを用いているので、交流電圧の尖頭値より高い電圧に設定されている。そこで、第１のコンデンサ７に充電された電圧は第１のコンデンサ７より右側に描かれている別のコンバータによって電力変換されて負荷が必要としているいろいろな電圧が作られる。
【００１９】
図１に示されている直流電源１７は交流電源１が停電になったときに、リアクトル３の第２の巻線３ｂと第２のスイッチ素子１６と、それに昇圧コンバータの構成部品でもあるリアクトル３の第１の巻線３ａと全波整流器２と第１のダイオード６と第１のコンデンサ７を加えて構成されるフライバックコンバータに電力を供給する。全波整流器２の出力端子に付けられているダイオード２２はフライバックコンバータが動作する上で必要不可欠ではないが、全波整流器２を流れる電流をこのダイオード２２によってバイパスさせることによってドロップ電圧を下げることができる。
【００２０】
図１の回路が交流電源１が供給する電力によって昇圧コンバータとして動作するときは、リアクトル３の第２の巻線３ｂに誘導電圧が発生するが、課題を解決するための手段で述べたように、第１の巻線３ａとの巻数比を適当に選ぶことによって直流電源１７を充電する電流が流れないようにすることができる。また、直流電源１７が供給する電力によってフライバックコンバータとして動作するときは、交流電源１が停電状態であることと第１のスイッチ素子４がオフ状態を保ち続けることで昇圧コンバータの回路との間で干渉を防いでいる。
【００２１】
図２は請求項２記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図２において、請求項１記載の発明の実施例を示す図１の回路図と異なるところは、図１のフライバックコンバータに相当する部分をブリッジ型電流共振コンバータに置き換えたことと、リアクトル３の第１の巻線３ａから双方向の電流をとり出せるようにするために第２のダイオード１９と第３のダイオード２０を追加したことと、第２のコンデンサ２１を付けた点である。第２のコンデンサ２１は共振コンデンサとして働くが、共振リアクトルは、リアクトル３の第１の巻線３ａと第２の巻線３ｂの間に存在するリーケージインダクタンスが利用されている。このリーケージインダクタンスが必要とする共振周期を得るのに不足であれば、新たにリアクトルをコンデンサ２１に直列に挿入することもできる。
【００２２】
図２において、スイッチ素子１６ａとスイッチ素子１６ｄからなる組は同時にオンとオフを繰り返し、スイッチ素子１６ｃとスイッチ素子１６ｂからなる組も同時にオンとオフを繰り返し、各々の組は、一方の組がオンであれば他方の組はオフになるように第２の発振制御回路１８が４つのスイッチ素子の各制御電極に信号を送っている。
【００２３】
【発明の効果】
交流電源の瞬時停電に対して、パソコンのメモリを保護するための装置として無停電電源装置があるが、パソコン本体のコストが下がるにつれて、そのコストが割高に感じられるようになってきている。一方、パソコンを利用する時間が長くなるにつれて瞬時停電に遭遇する確率が高くなり、無停電電源装置の需要も高まっているので、パソコンが内蔵している電源装置に無停電電源装置の機能を容易に組み入れることができる回路技術が必要性を増している。本発明によれば、交流電源が停電したときにバッテリーの直流電力によって電源装置の出力電圧を確保する回路を、従来のパソコン用電源装置に容易に組み込むことができるので経済的効果は大きいといえる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図３】従来方式の１例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 全波整流器
３ リアクトル
４ 第１のスイッチ素子
５ 第１の発振制御回路
６ 第１のダイオード
７ 第１のコンデンサ
８ ＭＯＳＦＥＴ
９ 発振制御回路
１０ トランス
１１、１２ ダイオード
１３ リアクトル
１４ コンデンサ
１５ 負荷
１６ 第２のスイッチ素子
１７ 直流電源
１８ 第２の発振制御回路
１９ 第２のダイオード
２０ 第３のダイオード
２１ 第２のコンデンサ
２２ ダイオード
３ａ 第１の巻線
３ｂ 第２の巻線
１０ａ １次巻線
１０ｂ ２次巻線
１０ｃ １次巻線
１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ スイッチ素子
１０１ 直流電源
１０２ スイッチ素子
１０３ 発振制御回路
１０４、１０５ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に交直両用電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源の交流電圧を整流平滑して得られる直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータを介して別の直流電圧を作るスイッチング電源装置において、交流電源の他に直流電源も使えるようにするためにいくつかの方法が用いられている。図３に示した回路はそれらの中の１例であり、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１０を共用する方法を採用している。図３において、トランスの１次巻線とスイッチ素子を交流電源用と直流電源用に各々別個に設けているが、交流電源用と直流電源用とで別々のトランスを用いる方式に比べて、トランスを共用することによりスペースとコストを省くことができるという長所がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示した従来方式はＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１０を共用するので、交流電源より電力の供給を受ける場合も直流電源より電力の供給を受ける場合も、同じ電力変換方式を使わなければならない。図３に示した例ではフォワードコンバータという回路形態を使っているので、交流電源と直流電源のいずれの場合もフォワードコンバータとして動作させる必要がある。交流電源より電力の供給を受けるときに１次電流が流れる巻線１０ａと直流電源より電力の供給を受けるときに１次電流が流れる巻線１０ｃとは電磁的に結合しているので、どちらか一方に電圧が加わると他方には巻線に比例した誘導電圧が発生する。そこで、ダイオード１０４とダイオード１０５をスイッチ素子８とスイッチ素子１０２に対して各々直列に挿入し、２つの巻線の相互干渉を防いでいる。
【０００４】
もし、２つのダイオードが挿入されていなければ次のような不具合が生じる。図３に示した回路において、交流電源１からの電力供給が停止して、直流電源１０１が供給する電力で動作しているとき、スイッチ素子１０２のオン期間に巻線１０ｃに直流電源１０１の電圧が加わるが、巻線１０ａには巻数に比例した誘導電圧が生じ、この電圧が第１のコンデンサ７を充電する。この電流の向きは、スイッチ素子８がＭＯＳＦＥＴでもバイポーラ型トランジスタでもスイッチ素子のオン・オフの状態に関係なく容易に流れる性質の電流である。スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴであればボディダイオードを流れ、また、スイッチ素子がバイポーラ型トランジスタであれば逆トランジスタと呼ばれる効果で導通する。そして、第１のコンデンサ７を充電する電流の線路上のインピーダンスがほとんどないため、電流の波形が波高値の高いパルス状になり過電流保護が働いて起動することができないか、または起動する場合でも大きな電力損失を生じる。そこで、スイッチ素子８にダイオード１０４を直列に挿入し、第１のコンデンサ７を充電する電流を阻止している。
【０００５】
スイッチ素子１０２にもダイオード１０５を直列に挿入しているのは、交流電源１が供給する電力で動作しているときに、巻線１０ｃに生じる誘導電圧によって直流電源１０１が充電されないようにするためである。ダイオード１０５は、巻線１０ａに対する巻線１０ｃの巻数をより少なくすることによって省略することも可能であるが、２次側回路が交流電源１の電力で動くときと直流電源１０１の電力で動くときで、動作条件が異なることになって別な問題が生じる。
【０００６】
ダイオード１０４とダイオード１０５は、ダイオードのドロップ電圧に相当する分の電力損失を招く。更に、これらのダイオードは各々のスイッチ素子がターンオフした後で逆バイアスになる瞬間、すなわち順方向から逆方向に変わる瞬間にリバースリカバリノイズと呼ばれるノイズを発生させ、電源装置全体のスイッチングノイズを大きくしている。
【０００７】
そこで本発明は、昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、昇圧用のリアクトルを共用する方式を用いることによってスペースとコストの無駄を省き、かつ、電力損失とスイッチングノイズの点でより優れた方式を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１記載の発明は、交流電源と全波整流器とリアクトルの第１の巻線と第１のスイッチ素子と第１のダイオードと第１のコンデンサと第１のスイッチ素子の制御電極に接続されている第１の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路において、昇圧用リアクトルに第２の巻線を巻いて、この第２の巻線に第２のスイッチ素子を直列に接続し、直流電源を第２の巻線と第２のスイッチ素子からなる直列回路の両端に接続し、第２のスイッチ素子の制御電極に第２の発振制御回路を接続して、一石コンバータを構成した。
【０００９】
請求項２記載の発明は請求項１記載の発明の一石コンバータをブリッジ型コンバータに置き換え、ブリッジ型コンバータの出力端子と第２の巻線の間に第２のコンデンサを直列に挿入した。更に第１の巻線に生じる双方向の電流を第１のコンデンサに充電するために、第２のダイオードと第３のダイオードを接続した。第２のダイオードと第３のダイオードは昇圧型力率改善回路の動作に影響を与えることはない。請求項３記載の発明は請求項２記載の発明のブリッジ型コンバータをハーフブリッジ型コンバータに置き換えた。
【００１０】
力率改善回路の主要構成部品であるリアクトルの第１の巻線と第１のダイオードと第１のコンデンサは一石コンバータの主要構成部品としても、またはブリッジ型コンバータの主要構成部品としても兼用されるのでスペースとコストを削減することができる。従来方式で用いられたスイッチ素子に直列に挿入するダイオードを省くことができるので電力損失とノイズが改善されるが、ダイオードを省くことができる理由を次のように説明できる。
【００１１】
請求項１記載の発明において、第２の発振制御回路が動作を停止して第２のスイッチ素子がオフ状態で、第１のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。第１のスイッチ素子のオン期間に第１の巻線に加わる電圧の最大値は全波整流された正弦波の尖頭値である。交流実効電圧が１００Ｖのときは１４１Ｖがその尖頭値になる。第２の巻線には、巻数に比例した電圧が、直流電源に向かって電流が流れる方向に発生する。この方向の電流に対しては、発明が解決しようとする課題で述べた内容と同じ理由により第２のスイッチ素子だけでは阻止できないが、第１の巻線と第２の巻線の巻数比を適当に選ぶことによって流れないようにすることができる。例えば、実効値１００Ｖの交流電源と２４Ｖの直流電源が接続されていて、第１の巻線が１００回、第２の巻線が１０回、各々巻かれているとすれば、第１のスイッチ素子のオン期間に第２の巻線に生じる電圧は１５Ｖを超えることがない。この電圧は直流電源の電圧より低く、従って直流電源に向かって流れることはなく、第１の巻線に流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。
【００１２】
第１のスイッチ素子のオフ期間にリアクトルの励磁エネルギは第１の巻線を介して、交流電源と全波整流器とダイオードを通って放出され第１のコンデンサに電荷として蓄積される。第２の巻線には第１のスイッチ素子のオン期間に生じる電圧と反対向きの電圧が生じるが、第２のスイッチ素子がオフ状態であるため流れない。
【００１３】
次に、第１の発振制御回路が動作を停止して第１のスイッチ素子がオフ状態で、第２のスイッチ素子だけが動作している場合を考えてみる。通常、交直両用電源の場合、直流電源は交流電源が停電のときに動作をするようにシーケンスが組まれているので、ここでは交流電源からの電力供給が止まっていると仮定する。
【００１４】
直流電源の電圧とリアクトルの巻線の巻数比が前述の例と同じ場合、第２のスイッチ素子のオン期間に第２の巻線には２４Ｖの電圧が加わるので、第１の巻線には２４０Ｖの電圧が発生する。この電圧は交流電源側に向かって流れようとするが、全波整流器によって阻止されるので流れることはなく、第２の巻線を流れる電流は励磁エネルギとしてリアクトルに蓄積される。この励磁エネルギは第２のスイッチ素子のオフ期間に第１の巻線を介して、全波整流器と第１のダイオードを通って放出され、第１のコンデンサに電荷として蓄積される。
【００１５】
請求項２記載及び請求項３記載の発明において、第２の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路がオフ状態で、第１のスイッチ素子だけが動作している場合は、上述の請求項１記載の発明の場合と同じく、第１の巻線と第２の巻線の巻数比を適当に選ぶことにより直流電源に向かって電流が流れるのを防ぐことができる。しかし、次の理由によって、巻数比を考慮しなくても直流電源に向かって流れる電流による影響を無視することができる。
【００１６】
ブリッジ回路の出力端子と第２の巻線の間に挿入される第２のコンデンサは、第２のスイッチ素子の１回のオン期間で充電される程度の小さい容量でよい。一方、第１の巻線と第２の巻線間にリーケージインダクタンスが存在し、これが第２のコンデンサと共に適当な直列共振インピーダンスを生み電流のピーク値を抑える。
【００１７】
交流電源からの電力供給が止まり第１の発振制御回路が動作を停止し、ブリッジ回路もしくはハーフブリッジ回路だけが動作している場合は、第１の巻線に生じる双方向の電流のうちある方向の電流に対しては第１のダイオードと全波整流器が導通し、逆方向の電流に対しては第２のダイオードと第３のダイオードが導通する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は請求項１記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図１において、交流電源１の正弦波の形をした電圧は全波整流器２によって、正弦波が絶対値に変換されて出力される。正弦波の絶対値の電圧はリアクトル３の第１の巻線３ａと第１のスイッチ素子４と第１のダイオード６と第１のコンデンサ７が構成する昇圧コンバータによって安定した直流電圧に変換される。この昇圧コンバータは、安定した直流電圧を作ることが第１の目的ではなく、交流電源１が供給する電流が交流電圧の波形に相似形になるようにするのが第１の目的である。すなわち力率改善回路として働いている。この力率改善回路によって作られる直流電圧は第１のコンデンサ７に充電されるが、昇圧コンバータを用いているので、交流電圧の尖頭値より高い電圧に設定されている。そこで、第１のコンデンサ７に充電された電圧は第１のコンデンサ７より右側に描かれている別のコンバータによって電力変換されて負荷が必要としているいろいろな電圧が作られる。
【００１９】
図１に示されている直流電源１７は交流電源１が停電になったときに、リアクトル３の第２の巻線３ｂと第２のスイッチ素子１６と、それに昇圧コンバータの構成部品でもあるリアクトル３の第１の巻線３ａと全波整流器２と第１のダイオード６と第１のコンデンサ７を加えて構成されるフライバックコンバータに電力を供給する。全波整流器２の出力端子に付けられているダイオード２２はフライバックコンバータが動作する上で必要不可欠ではないが、全波整流器２を流れる電流をこのダイオード２２によってバイパスさせることによってドロップ電圧を下げることができる。
【００２０】
図１の回路が交流電源１が供給する電力によって昇圧コンバータとして動作するときは、リアクトル３の第２の巻線３ｂに誘導電圧が発生するが、課題を解決するための手段で述べたように、第１の巻線３ａとの巻数比を適当に選ぶことによって直流電源１７を充電する電流が流れないようにすることができる。また、直流電源１７が供給する電力によってフライバックコンバータとして動作するときは、交流電源１が停電状態であることと第１のスイッチ素子４がオフ状態を保ち続けることで昇圧コンバータの回路との間で干渉を防いでいる。
【００２１】
図２は請求項２記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。図２において、請求項１記載の発明の実施例を示す図１の回路図と異なるところは、図１のフライバックコンバータに相当する部分をブリッジ型電流共振コンバータに置き換えたことと、リアクトル３の第１の巻線３ａから双方向の電流をとり出せるようにするために第２のダイオード１９と第３のダイオード２０を追加したことと、第２のコンデンサ２１を付けた点である。第２のコンデンサ２１は共振コンデンサとして働くが、共振リアクトルは、リアクトル３の第１の巻線３ａと第２の巻線３ｂの間に存在するリーケージインダクタンスが利用されている。このリーケージインダクタンスが必要とする共振周期を得るのに不足であれば、新たにリアクトルをコンデンサ２１に直列に挿入することもできる。
【００２２】
図２において、スイッチ素子１６ａとスイッチ素子１６ｄからなる組は同時にオンとオフを繰り返し、スイッチ素子１６ｃとスイッチ素子１６ｂからなる組も同時にオンとオフを繰り返し、各々の組は、一方の組がオンであれば他方の組はオフになるように第２の発振制御回路１８が４つのスイッチ素子の各制御電極に信号を送っている。
【００２３】
【発明の効果】
交流電源の瞬時停電に対して、パソコンのメモリを保護するための装置として無停電電源装置があるが、パソコン本体のコストが下がるにつれて、そのコストが割高に感じられるようになってきている。一方、パソコンを利用する時間が長くなるにつれて瞬時停電に遭遇する確率が高くなり、無停電電源装置の需要も高まっているので、パソコンが内蔵している電源装置に無停電電源装置の機能を容易に組み入れることができる回路技術が必要性を増している。本発明によれば、交流電源が停電したときにバッテリーの直流電力によって電源装置の出力電圧を確保する回路を、従来のパソコン用電源装置に容易に組み込むことができるので経済的効果は大きいといえる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【図３】従来方式の１例を示す交直両用電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 全波整流器
３ リアクトル
４ 第１のスイッチ素子
５ 第１の発振制御回路
６ 第１のダイオード
７ 第１のコンデンサ
８ ＭＯＳＦＥＴ
９ 発振制御回路
１０ トランス
１１、１２ ダイオード
１３ リアクトル
１４ コンデンサ
１５ 負荷
１６ 第２のスイッチ素子
１７ 直流電源
１８ 第２の発振制御回路
１９ 第２のダイオード
２０ 第３のダイオード
２１ 第２のコンデンサ
２２ ダイオード
３ａ 第１の巻線
３ｂ 第２の巻線
１０ａ １次巻線
１０ｂ ２次巻線
１０ｃ １次巻線
１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ スイッチ素子
１０１ 直流電源
１０２ スイッチ素子
１０３ 発振制御回路
１０４、１０５ ダイオード
Claims (3)
- 交流電源と、全波整流器と、リアクトルの第１の巻線と、前記第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路と、前記第１のスイッチ素子の制御電極に接続された第１の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、前記第１の巻線に電磁的に結合している第２の巻線を巻き、前記第２の巻線に直列に第２のスイッチ素子を接続し、前記第２の巻線と前記第２のスイッチ素子からなる直列回路の両端に直流電源を接続し、前記第２のスイッチ素子の制御電極に第２の発振制御回路を接続し、これによって前記交流電源と前記直流電源のいずれの電力も使うことができることを特徴とする交直両用電源。
- 交流電源と、全波整流器と、リアクトルの第１の巻線と、前記第１の巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路と、前記第１のスイッチ素子の制御電極に接続された第１の発振制御回路を備えた昇圧型力率改善回路を有するスイッチング電源装置において、前記第１の巻線の前記第１のスイッチ素子が接続された端子と反対側の端子と前記第１のコンデンサの前記第１のダイオードが接続された端子の間に第２のダイオードを接続し、前記第１のスイッチ素子に並列に第３のダイオードを接続し、前記第１の巻線に電磁的に結合した第２の巻線を巻き、前記第２の巻線に双方向の電流を流すことができる４つのスイッチ素子からなるブリッジ回路の出力端子を接続し、前記ブリッジ回路の入力端子に直流電源を接続し、前記ブリッジ回路の４つのスイッチ素子の制御電極に第２の発振制御回路を接続し、前記ブリッジ回路の出力端子と前記第２の巻線の間に第２のコンデンサを直列に挿入し、これによって前記交流電源と前記直流電源のいずれの電力も使うことができることを特徴とする交直両用電源。
- 前記４つのスイッチ素子からなるブリッジ回路を２つのスイッチ素子からなるハーフブリッジ回路とした請求項２記載の交直両用電源。
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