JPH1066339A

JPH1066339A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH1066339A
Application number: JP23141796A
Authority: JP
Inventors: Toshitaka Minamizawa; 俊孝南澤
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-08-12
Filing date: 1996-08-12
Publication date: 1998-03-06

Abstract

(57)【要約】【課題】簡易かつ低価格で構成できると共に、入力力
率を低下させることなく、低ノイズかつ高効率で、しか
も放熱が容易で省スペース化を図ることができるスイッ
チング電源装置を提供することを主目的とする。【解決手段】入力直流に基づくエネルギーをスイッチ
ング動作によってエネルギー蓄積手段２８に蓄積させる
第１のスイッチング手段１３と、エネルギー蓄積手段２
８に蓄積されているエネルギーをスイッチング動作によ
ってスイッチング用のトランス３１に供給する第２のス
イッチング手段１４とを備えているスイッチング電源装
置１おいて、第２のスイッチング手段１４によるエネル
ギー供給動作期間の少なくとも一部と第１のスイッチン
グ手段１３によるエネルギー蓄積手段２８へのエネルギ
ー蓄積動作期間とが重なり合うように、両スイッチング
手段１３，１４を制御するスイッチング制御手段１６を
備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流から直流に電
力変換するスイッチング電源装置に関し、詳しくは、交
流から直流に電力変換すると共にその際に高調波電流の
入力側への漏洩を低減可能な交流入力スイッチング電源
を構成するのに適したスイッチング電源装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置の製造メー
カに対し、交流から直流に電力変換する際に入力側に漏
洩される高調波電流の低減が要望されている。かかる要
望に応えるべく、高調波電流の漏洩の低減、つまりいわ
ゆる入力力率の改善を施したスイッチング電源装置とし
て、図８，９にそれぞれ示すものが知られている。

【０００３】図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を２つ
備えたいわゆるアクティブフィルタ方式スイッチング電
源装置と呼ばれているスイッチング電源装置６１（以
下、「電源装置６１」という）を示している。この電源
装置６１は、ラインフィルタ１１と、整流回路１２と、
いわゆるアクティブフィルタと称される昇圧チョッパ１
３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４と、ＰＷＭ制御回路６
２と、電流検出回路６３と、電圧検出回路６４とを備え
ている。

【０００４】ラインフィルタ１１は、コンデンサ２１，
２２およびライントランス２３によって構成され、装置
内で発生した高調波電流などのノイズの交流電源２側へ
の漏洩を阻止する。また、整流回路１２は、ダイオード
ブリッジ２４で構成され、入力交流を全波整流して昇圧
チョッパ１３に出力する。昇圧チョッパ１３は、チョー
クコイル２５、ＦＥＴ２６、ダイオード２７およびコン
デンサ２８を備えており、ダイオードブリッジ２４によ
って全波整流された直流を昇圧すると共に昇圧した直流
でコンデンサ２８を充電する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１
４は、昇圧チョッパ１３によって昇圧された直流をスイ
ッチングによって所定の電圧に安定化して直流出力とし
て外部に出力する。ＰＷＭ制御回路６２は、コンデンサ
２８の充電電圧に応じてスイッチング信号のパルス幅を
変化させることにより、昇圧チョッパ１３内のＦＥＴ２
６のスイッチングを制御してコンデンサ２８の充電電圧
を所定電圧にする。電流検出回路６３は、全波整流され
た直流が昇圧チョッパ１３に流れ込む電流値を、トラン
ス６５に流れる電流に基づいて検出する。電圧検出回路
６４は、全波整流された直流の電圧値を検出する。

【０００５】この電源装置６１では、ラインフィルタ１
１を介して交流電源２から交流が出力されると、ダイオ
ードブリッジ２４が、全波整流することによって入力交
流を直流に変換する。次いで、ＰＷＭ制御回路６２が、
ＦＥＴ２６をオンさせることによって、直流に基づくエ
ネルギーをチョークコイル２５に一旦蓄積させ、次い
で、ＦＥＴ２６をオフさせることによって、チョークコ
イル２５に蓄積されているエネルギーをダイオード２７
を介してコンデンサ２８に供給する。この際、ＰＷＭ制
御回路６２は、電流検出回路６３によって検出された直
流の電流波形が、電圧検出回路６４によって検出された
直流の電圧波形と同一になり、かつ、コンデンサ２８の
充電電圧が一定値になるように、ＦＥＴ２６のスイッチ
ングを制御する。これにより、入力直流のＡＶＲ限界値
を下げることができ、かつ、入力力率がほぼ値１となっ
て、高調波電流の漏洩が低減されると共に、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１４から出力される直流出力に含まれるリッ
プル電圧の低減が図られている。次いで、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１４が、コンデンサ２８に蓄積されているエネ
ルギーに基づいて所定電圧に安定化した直流を生成し、
生成した直流を出力する。

【０００６】一方、図９に示すスイッチング電源装置７
１（以下、「電源装置７１」という）は、いわゆるワン
コンバータ方式スイッチング電源装置と称されるもので
あって、ＰＷＭ制御回路７２が、電源装置６１における
昇圧チョッパ１３とＤＣ−ＤＣコンバータ１４とを共に
制御する点が、電源装置６１とは大きく異なっている。
なお、電源装置７１における構成要素のうち、電源装置
６１の構成要素と同一のものについては、同一の符号を
付して詳細説明を省略する。

【０００７】この電源装置７１は、昇圧チョッパ１３と
ＤＣ−ＤＣコンバータ１４とを共に制御するＰＷＭ制御
回路７２と、スイッチング用のトランス７４の二次巻線
７４ｂ側に配設されたＤＣ−ＤＣコンバータ１４として
のダイオード７３，７４、チョークコイル７５およびコ
ンデンサ７６と、ＦＥＴ２６のドレインとチョークコイ
ル２５の一端との間に接続されたダイオード７７と、ト
ランス７４の補助巻線７４ｃに接続されトランス７４の
磁化をリセットするためのダイオード７８とを備えてい
る。

【０００８】この電源装置７１では、ＰＷＭ制御回路７
２から出力されるスイッチング信号Ｓ₁ （図１０（ａ）
参照）がハイレベルの期間では、ＦＥＴ２６がオンする
ことによって、チョークコイル２５にエネルギーが蓄積
されると共に、コンデンサ２８に蓄積されているエネル
ギーに基づくスイッチング電流Ｉ₂ （同図（ｃ）参照）
がトランス７４の一次巻線７４ａに供給される。一方、
スイッチング信号Ｓ₁が同図（ａ）に示すロウレベルの
期間では、ＦＥＴ２６がオフすることによって、チョー
クコイル２５に蓄積されているエネルギーが、スイッチ
ング電流Ｉ₁ （同図（ｂ）参照）として、ダイオード２
７を介してコンデンサ２８に流れ込む。この結果、コン
デンサ２８におけるリップル電流Ｉ_c （図９参照）は、
図１０（ｄ）に示すように、スイッチング信号Ｓ₁ のハ
イレベルおよびロウレベルに同期して流入および流出を
繰り返す電流波形となる。次いで、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１４が、コンデンサ２８に蓄積されているエネルギー
に基づいて所定電圧に安定化した直流を生成し、生成し
た直流を出力する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、これら従来
の電源装置６１，７１には、以下の問題点がある。すな
わち、電源装置６１では、昇圧チョッパ１３としてのコ
ンバータおよびＤＣ−ＤＣコンバータ１４が別個独立し
てスイッチング動作を行っている。したがって、スイッ
チングノイズの発生量が大きいために、電磁界干渉（El
ectromagnetic Interference，ＥＭＩ）によって他の装
置に与える影響が問題となっている。また、両スイッチ
ング信号の周波数が互いに異なるため、相互干渉が生じ
る結果、電源装置が誤動作したり、ビート音が発生した
りするという問題点がある。さらに、２つのコンバータ
を必要とするため、装置のコストアップを招くと共に実
装用に多大なスペースを必要とするという問題点があ
る。

【００１０】一方、電源装置７１では、ＦＥＴ２６が２
つのダイオード２７，７７を介して電流を流すため、発
熱がＦＥＴ２６に集中している。したがって、許容電力
損失の大きいＦＥＴを使用しなければならないため、Ｆ
ＥＴ２６の部品コストが装置のコストを押し上げる要因
となっているばかりでなく、放熱の対策を特に考慮しな
ければならないという問題点がある。さらに、ダイオー
ド７７によって電力損失が発生するため、装置の電力変
換効率が低下しているという問題点もある。加えて、最
も弊害が大きな問題点として、以下の点が挙げられる。
すなわち、この電源装置７１では、スイッチング信号Ｓ
₁ がロウレベルの期間にのみコンデンサ２８を充電し、
スイッチング信号Ｓ₁ がハイレベルの期間にのみコンデ
ンサ２８を放電させている。したがって、コンデンサ２
８におけるリップル電流Ｉ_C のピークツーピーク値が大
きいため、リップル電流Ｉ_C による多大なストレスがコ
ンデンサ２８に加わっている。このため、コンデンサ２
８には、許容リップル電流が大きなタイプのコンデンサ
を用いなければならないので、コンデンサ２８の大型化
を招くばかりでなく、部品コストの上昇による装置のコ
ストアップも招いているという問題点がある。この場
合、同時にリップル電流の実効値も大きいため、コンデ
ンサ２８の更なる大型化を招き、これにより、装置のコ
ストを更にアップさせている。

【００１１】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、簡易かつ低価格で構成できると共に、
入力力率を低下させることなく、低ノイズかつ高効率
で、しかも放熱が容易で省スペース化を図ることができ
るスイッチング電源装置を提供することを主目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力直流に基づ
くエネルギーをスイッチング動作によってエネルギー蓄
積手段に蓄積させる第１のスイッチング手段と、エネル
ギー蓄積手段に蓄積されているエネルギーをスイッチン
グ動作によってスイッチング用のトランスに供給する第
２のスイッチング手段とを備えているスイッチング電源
装置おいて、第２のスイッチング手段によるエネルギー
供給動作期間の少なくとも一部と第１のスイッチング手
段によるエネルギー蓄積手段へのエネルギー蓄積動作期
間とが重なり合うように、両スイッチング手段を制御す
るスイッチング制御手段を備えていることを特徴とす
る。

【００１３】このスイッチング電源装置では、スイッチ
ング制御手段が、両スイッチング手段に対し、第２のス
イッチング手段によるエネルギー供給動作期間の少なく
とも一部と、第１のスイッチング手段によるエネルギー
蓄積手段へのエネルギー蓄積動作期間とが重なり合うよ
うに制御する。この場合、エネルギー蓄積手段に供給さ
れるエネルギーと、エネルギー蓄積手段から放出される
エネルギーとは相殺される。したがって、例えば、エネ
ルギー蓄積手段としてコンデンサを用いた場合には、コ
ンデンサに流れ込む電流と流れ出す電流とが相殺される
ことになるため、リップル電流が低減されることにより
コンデンサに加わるストレスが低減される。また、スイ
ッチング制御手段が、両スイッチング手段を共に制御す
るため、２つの制御手段を備える電源装置６１と比較
し、コストダウンを図ることが可能になると共に、同一
周波数のスイッチング信号で両スイッチング手段を共に
制御することが可能になるため、互いに異なる複数のス
イッチング周波数に起因する相互干渉や電磁界干渉など
の問題を生じさせることがない。さらに、スイッチング
自体は第１のスイッチング手段および第２のスイッチン
グ手段の両スイッチング手段によって行われるため、ス
イッチングに起因して発生する熱が分散され、これによ
り、放熱が容易になる。加えて、従来の電源装置７１と
は異なり、電力を損失するダイオード７７が不要になる
結果、電力変換効率の低下を防止する。

【００１４】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、スイッ
チング制御手段は、第２のスイッチング手段に対し、エ
ネルギーの供給動作を第１のスイッチング手段によるエ
ネルギー蓄積動作期間内に行わせることを特徴とする。

【００１５】このスイッチング電源装置では、エネルギ
ー蓄積手段からエネルギーが放出されるエネルギー供給
動作がエネルギー蓄積動作期間内に行われる。したがっ
て、エネルギー蓄積手段としてコンデンサを用いた場合
には、コンデンサに流れ込む電流と流れ出す電流とがよ
り相殺されてリップル電流が低下することにより、コン
デンサに加わるストレスもより低減される。

【００１６】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、エネルギー蓄積手段はコンデンサであって、第１の
スイッチング手段は、スイッチングオン期間に入力直流
に基づくエネルギーをコイルに一旦蓄積させると共に蓄
積されたエネルギーをスイッチングオフ期間にコンデン
サに蓄積させ、第２のスイッチング手段は、コンデンサ
に蓄積されたエネルギーをスイッチングオン期間にトラ
ンスに供給することを特徴とする。

【００１７】このスイッチング電源装置では、いわゆる
昇圧型チョッパによってコンデンサにエネルギーが蓄積
されている。この場合、コイルに蓄積されたエネルギー
の一部は、第２のスイッチング手段のスイッチングオン
期間にトランスに直接供給される。したがって、リップ
ル電流の低下により、エネルギー蓄積手段としてのコン
デンサに加わるストレスが低減される。

【００１８】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項３記載のスイッチング電源装置において、スイッ
チング制御手段は、第１のスイッチング手段および第２
のスイッチング手段に対し、交互にスイッチングオン動
作を繰り返させることを特徴とする。

【００１９】スイッチング制御手段は、第１のスイッチ
ング手段および第２のスイッチング手段に対し、必ずし
も交互にスイッチングオン動作を繰り返させる必要はな
く、最低限、第２のスイッチング手段のエネルギー供給
動作期間の少なくとも一部と第１のスイッチング手段に
よるエネルギー蓄積動作期間とが重なり合うように制御
すればよい。一方、このスイッチング電源装置のよう
に、スイッチング制御手段が第１のスイッチング手段お
よび第２のスイッチング手段に対し交互にスイッチング
オン動作を繰り返させることにより、両スイッチング手
段によるスイッチング動作の全周期に亘って、コイルに
蓄積されたエネルギーの一部を第２のスイッチング手段
のスイッチングオン期間にトランスに直接供給させるこ
とで、コンデンサに加わるストレスを最も低減させるこ
とが可能になる。

【００２０】請求項５記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、入力直流の電圧値が所定電圧を超えたとき
に検出信号を出力する入力直流電圧検出手段と、検出信
号に基づいて第１のスイッチング手段のスイッチング周
期を切り替える周期切替手段とを備えていることを特徴
とする。なお、この場合、基準となる所定電圧の値はい
くつ有ってもよいし、入力直流電圧検出手段は、入力直
流の電圧値が第１の所定範囲から第ｎの所定範囲のいず
れにあるかを検出し、その検出結果に応じて、第１のス
イッチング手段のスイッチング周期を切り替えるように
制御してもよい。

【００２１】このスイッチング電源装置では、例えば、
スイッチング電源装置をＡＣ１００ＶおよびＡＣ２００
Ｖの兼用タイプに構成する場合、入力直流電圧検出手段
が、交流を整流することによって生成した入力直流の電
圧値に応じて第１のスイッチング手段のスイッチング周
期を切り替えることが可能になる。このため、エネルギ
ー蓄積手段としてコンデンサを用いた場合、コンデンサ
の充電電圧を、入力直流電圧に応じた電圧に制御するこ
とができる。この結果、過充電によってコンデンサに加
わるストレスを低減することが可能となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、従来の電源装置６１，７１と同一
の構成要素については、同一の符号を付して重複した説
明を省略する。

【００２３】（第１の実施形態）最初に、スイッチング
電源装置１（以下、「電源装置１」という）の構成につ
いて、図１に示すブロック図および図２に示す回路図を
参照して説明する。図１に示すように、電源装置１は、
ラインフィルタ１１、整流回路１２、昇圧チョッパ（本
発明における第１のスイッチング手段に該当する）１
３、ＤＣ−ＤＣコンバータ（本発明における第２のスイ
ッチング手段に該当する）１４、ＰＷＭ制御回路１５お
よびパルス振分け回路（本発明におけるスイッチング制
御手段に該当する）１６を備えて構成されている。

【００２４】ラインフィルタ１１は、図２に示すよう
に、コンデンサ２１，２２およびライントランス２３に
よって構成され、整流回路１２は、例えば、ダイオード
ブリッジ２４によって構成されている。また、昇圧チョ
ッパ１３は、チョークコイル２５、ＦＥＴ２６、ダイオ
ード２７およびコンデンサ２８によって構成されてい
る。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、スイッチン
グ用のトランス３１、ＦＥＴ３２、ダイオード３３およ
びコンデンサ３４によって構成されている。

【００２５】ＰＷＭ制御回路１５は、電源装置に一般的
に用いられるパルス幅制御回路であって、ＦＥＴ３２の
スイッチングパルスのパルス幅を制御することによっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の直流出力の電圧値を一
定値に制御する。ＰＷＭ制御回路１５としては、例え
ば、三角波信号を発振する三角波発振回路とスイッチン
グ信号生成回路とで構成することができる。この場合、
スイッチング信号生成回路は、直流出力の電圧値に応じ
て高電圧になる基準電圧と、三角波信号の電圧とを比較
し、三角波信号の電圧が基準電圧よりも高いときに、三
角波信号の周波数と等しく、かつハイレベルのスイッチ
ングパルスＰ_f （図４（ａ）参照）を出力する。この構
成によれば、スイッチングパルスＰ_f 、およびスイッチ
ングパルスＰ_f に基づいて生成したスイッチングパルス
Ｐ_S （図４（ｃ）参照）の各々のデューティ比が直流出
力に応じてそれぞれ変化することにより、出力直流の電
圧値が一定値に安定化される。

【００２６】パルス振分け回路１６は、図２に示すよう
に、ステアリングフリップフロップ回路で構成されてい
る。具体的には、パルス振分け回路１６は、分周器３５
およびアンドゲート３６，３７を備えて構成されてい
る。このパルス振分け回路１６では、分周器３５が、Ｐ
ＷＭ制御回路１５から出力されるスイッチングパルスＰ
_f を２分周することによって、スイッチングパルスＳ_f
の１／２の周波数のスイッチングパルスＰ_S と、同じく
スイッチングパルスＳ_f の１／２の周波数であって昇圧
チョッパ１３のＦＥＴ２６をオンさせるためのパルス信
号Ｐ_C （同図（ｂ）参照）とを共に同一の周期で交互に
出力する。より具体的には、アンドゲート３６が、分周
器３５によって２分周された反転出力信号とスイッチン
グパルスＰ_f との論理積信号であるスイッチングパルス
Ｐ_S をパルス信号Ｐ_C のロウレベル期間内に出力すると
共に、アンドゲート３７が、分周器３５によって２分周
された非反転出力信号とスイッチングパルスＰ_f との論
理積信号であるスイッチングパルスＰ_C をパルス信号Ｐ
_S のロウレベル期間内に出力する。

【００２７】次に、電源装置１における動作および動作
原理について説明する。

【００２８】電源装置１では、ラインフィルタ１１を介
して交流電源２から交流が出力されると、ダイオードブ
リッジ２４が、全波整流することによって入力交流を直
流に変換する。次いで、パルス振分け回路１６が、まず
パルス信号Ｐ_C を出力してＦＥＴ２６をオン状態にする
ことによって、直流に基づくエネルギーをチョークコイ
ル２５に一旦蓄積させ、次いで、パルス信号Ｐ_C の出力
を停止してＦＥＴ２６をオフ状態にすることによって、
チョークコイル２５に蓄積されているエネルギーをダイ
オード２７を介してコンデンサ２８に供給する。この場
合、パルス振分け回路１６は、パルス信号Ｐ_C の出力を
停止した後、次のパルス信号Ｐ_C を出力する間に、スイ
ッチング信号Ｐ_S を出力してＦＥＴ３２をオン状態にす
ることによって、コンデンサ２８に蓄積されているエネ
ルギーおよびチョークコイル２５に蓄積されているエネ
ルギーに基づく電流をトランス３１の一次巻線３１ａに
供給する。次いで、パルス振分け回路１６がスイッチン
グ信号Ｐ_S の出力を停止すると、一次巻線３１ａに蓄積
されているエネルギーが二次巻線３１ｂ側に放出され、
ダイオード３３およびコンデンサ３４によって整流およ
び平滑されて直流出力が生成される。この場合、ＰＷＭ
制御回路１５は、直流出力の電圧値を検出し、検出した
電圧値に応じたデューティ比Ｄのスイッチング信号Ｐ_S
をパルス振分け回路１６から出力させるように、スイッ
チングパルスＰ_f を制御することにより、直流出力を所
定電圧に安定化する。次いで、パルス振分け回路１６が
パルス信号Ｐ_C を出力し、上記動作を繰り返す。

【００２９】なお、上述したＰＷＭ制御回路１５の動作
において、一般的に、スイッチングパルスＰ_S の１周期
に対するオン時間のデューティ比、および入力直流電圧
の実効値を、それぞれ値Ｄおよび電圧Ｖ_INとし、昇圧チ
ョッパ１３内のコンデンサ２８の容量が十分大きいもの
とすると、コンデンサ２８の充電電圧Ｖ_C は、下記の
式で表される。Ｖ_C ＝２^0.5 ×Ｖ_IN×（１／（１−Ｄ））・・・・・・・・・・・式一方、直流出力の電圧値Ｖ_O は、トランス３１の二次巻
線３１ｂに対する一次巻線３１ａの巻数比を値ｎとする
と、下記の式で表される。Ｖ_O ＝（１／ｎ）×Ｖ_C ×Ｄ／（１−Ｄ）・・・・・・・・・・・式上記式および式から下記式が得られ、式の解を
求めることによって、スイッチングパルスＰ_S のデュー
ティ比Ｄを求めることができる。Ｄ² −（２＋２^0.5 ×Ｖ_IN／（ｎ×Ｖ_O ））×Ｄ＋１＝０・・・・式この場合、デューティ比Ｄは、入力直流の電圧Ｖ_INと巻
数比ｎに基づいて一定の値になるため、入力直流の電圧
Ｖ_INが一定電圧とすれば、上記式から、コンデンサ２
８の充電電圧Ｖ_C も一定の電圧値となる。つまり、入力
直流の電圧Ｖ_IN、巻数比ｎおよび直流出力の電圧値Ｖ_O
が特定されると、ＰＷＭ制御回路１５によるパルス幅制
御の際のスイッチングパルスＰ_S のデューティ比Ｄが一
義的に定められることを意味する。

【００３０】一方、昇圧チョッパ１３内のチョークコイ
ル２５に流れる電流が、不連続モード、つまり、チョー
クコイル２５に流れる電流値が一旦０Ａまたは０Ａ近く
になってから再度流れ始めるモードになるように、チョ
ークコイル２５のインダクタンス値を選定（具体的に
は、インダクタンス値を小さくする）すると共に、上記
式で求めたデューティ比ＤでＦＥＴ２６をスイッチン
グすると、チョークコイル２５を流れるピーク電流値Ｉ
_LPは、チョークコイル２５のインダクタンス値、スイッ
チング周波数および入力直流の瞬時電圧値をそれぞれ値
Ｌ、値ｆおよび電圧ｖ_inとすれば、下記の式で表され
る。Ｉ_LP＝ｖ_in×Ｄ／（Ｌ×ｆ）・・・・・・・・・・・・・・・・・式

【００３１】この場合、昇圧チョッパ１３におけるスイ
ッチングの１周期においてチョークコイル２５を流れる
電流の平均値である平均電流ｉ_LAVEは、ラインフィルタ
１１によって平均化されるため、交流電源２から流れ込
む交流の入力電流ｉ_ACと等しくなり、下記の式が成立
する。ｉ_AC＝ｉ_LAVE＝ｉ_LP×Ｄ／２＝ｖ_in×Ｄ² ／（２×Ｌ×ｆ）・・・式この式によれば、入力電流ｉ_ACは、入力直流の瞬時電
圧値ｖ_inに比例する値となるため、その電流波形は、図
３の破線で示すように、交流の入力電圧ｖ_INの電圧波形
Ｓ_W1と相似の正弦波波形Ｓ_W2となる。なお、同図におい
て、「Ｔ」および「Ｔ_ON」は、パルス信号Ｐ_C の１周期
およびスイッチングオン時間をそれぞれ意味する。この
結果、電源装置１では、入力力率が、ほぼ値１となり、
高調波電流の交流電源２側への漏洩が阻止されている。

【００３２】また、チョークコイル２５を流れるスイッ
チング電流Ｉ_LP、トランス３１の一次巻線３１ａを流れ
るスイッチング電流、およびコンデンサ２８におけるリ
ップル電流を、それぞれ、Ｉ₁ 、Ｉ₂ およびＩ_C とすれ
ば（図２参照）、ＦＥＴ２６およびＦＥＴ３２が交互に
スイッチングオンするため、図４（ｄ）に示すように、
スイッチング電流Ｉ₁ が、パルス信号Ｐ_C のオフ期間内
に流れると共に、同図（ｅ）に示すように、スイッチン
グ電流Ｉ₂ が、スイッチングパルスＰ_S のオン期間内に
流れ、かつ、リップル電流Ｉ_C が、スイッチング電流Ｉ
₁ とスイッチング電流Ｉ₂ との加算電流であるため、リ
ップル電流Ｉ_C は、同図（ｆ）に示すような電流波形と
なる。なお、同図（ｅ）に示すスイッチング電流Ｉ₂ に
ついては、図２の矢印で示す向きを正方向の向きとして
いる。

【００３３】この場合、リップル電流Ｉ_C は、従来の電
源装置７１におけるリップル電流Ｉ_C と比較して、同図
（ｆ）に示すように、そのピークツーピーク値が小さく
なっている。この理由としては、スイッチング電流Ｉ₁
がパルス信号Ｐ_C のロウレベル期間（スイッチングオフ
期間）内に流れ、その期間内にスイッチングパルス信号
Ｐ_S がハイレベルとなり、かつその期間内に、スイッチ
ング電流Ｉ₂ がコンデンサ２８からトランス３１の一次
巻線３１ａに直接供給されるため、スイッチング電流Ｉ
₂ の一部がスイッチング電流Ｉ₁ と相殺されるためであ
る。同様に、リップル電流Ｉ_C の実効値も小さくなって
コンデンサ２８に対するストレスが低減される結果、小
型のコンデンサを使用することができ、装置の省スペー
ス化およびコストダウンを図ることができる。

【００３４】なお、昇圧チョッパ１３を用いない一般的
なコンデンサインプット型スイッチング電源装置と比較
した場合、コンデンサインプット型スイッチング電源装
置においても、エネルギー蓄積用のコンデンサに電流が
流れ込む期間と、そのコンデンサから電流が放出される
期間とは必ず重なり合わないため、本実施形態に係る電
源装置１の方がエネルギー蓄積手段としてのコンデンサ
２８におけるリップル電流Ｉ_C のピークツーピーク値お
よび実効値が共に小さくなるため、そのコンデンサ２８
に与えるストレスを低減させることができる。

【００３５】このように、電源装置１によれば、ＦＥＴ
２６とＦＥＴ３２に対して交互にスイッチングオン動作
を繰り返させることにより、ＦＥＴ３２によるトランス
３１へのエネルギー供給動作と、ＦＥＴ２６によるコン
デンサ２８へのエネルギー蓄積動作期間とが重なり合う
ため、コンデンサ２８に供給される充電電流と、トラン
ス３１の一次巻線３１ａに供給される電流との一部同士
が相殺される結果、リップル電流Ｉ_C が低減し、これに
より、コンデンサ２８に加わるストレスを低減させるこ
とができる。また、パルス振分け回路１６が、ＦＥＴ２
６，３２を共に制御するため、２つの制御手段を備える
場合と比較して、コストダウンを図ることができると共
に、スイッチングパルスＰ_S およびパルス信号Ｐ_C の周
波数が同一のため、互いに異なる複数のスイッチング周
波数に起因する相互干渉や電磁界干渉を低減させること
ができる。さらに、ＦＥＴ２６，３２の両者によってス
イッチングされるため、スイッチングによって発生する
熱が分散される結果、放熱が容易になる。加えて、従来
の電源装置７１のようにエネルギー蓄積手段としてのコ
ンデンサ２８にエネルギーの蓄積および放出をさせるた
めに電力損失を招く部品（ダイオード７７が該当する）
を必要としないため、電力変換効率を向上させることが
できる。

【００３６】なお、上記電源装置１では、直流出力の電
圧値を一定に制御するためにスイッチングパルスＰ_S の
デューティ比を変化させる例について説明したが、本発
明は、これに限定されず、スイッチングパルスＰ_S の周
波数を変化させることによって直流出力の電圧値を一定
値に制御する周波数制御方式の場合にも適用可能であ
る。

【００３７】（第２の実施形態）次に、図５を参照して
第２の実施形態について説明する。この実施形態に係る
フォワード形スイッチング電源装置４１（以下、「電源
装置４１」という）は、上記電源装置１がフライバック
型の電源装置で構成されているのに対し、フォワード形
で構成されている点が電源装置１とは異なっている。な
お、同図において電源装置１および従来の電源装置７１
と同一の構成要素については同一の符号を付し、その詳
細説明を省略する。

【００３８】この電源装置４１の動作において、上記し
た式および式は、下記式および式でそれぞれ表
され、フライバック型の電源装置とほぼ同一の作用によ
り、同一の効果を得ることができる。Ｖ_O ＝（１／ｎ）×Ｖ_C ×Ｄ・・・・・・・・・・・・・・・・・式Ｄ＝１／（１＋２^0.5 ×Ｖ_IN／（ｎ×Ｖ_O ））・・・・・・・・・式

【００３９】この電源装置４１では、昇圧チョッパ１３
用のＦＥＴ２６、およびＤＣ−ＤＣコンバータ１４用の
ＦＥＴ３２に、その動作のためのパルス信号Ｐ_C および
スイッチングパルスＰ_S が独立してそれぞれに入力され
ている。このため、同図に示すように、制御回路４２を
設け、制御回路４２が、昇圧チョッパ１３の制御、例え
ば、コンデンサ２８の充電電圧を監視してその充電電圧
を一定値にしたり、チョークコイル２５に流れる電流の
オーバーカレント（いわゆるＯＣ）を防止したりするた
めに、アンド回路またはオアー回路を設け、パルス信号
Ｐ_C （またはスイッチングパルスＰ_S ）のパルス幅、つ
まりパルス信号Ｐ_C （またはスイッチングパルスＰ_S ）
のデューティ比を変化させている。なお、この場合にあ
っても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４は、スイッチングパ
ルスＰ_S の各周期内において、上記した式の要件を満
たしている。

【００４０】（第３の実施形態）次に、図６を参照して
第３の実施形態について説明する。

【００４１】同図に示すスイッチング電源装置４５（以
下、「電源装置４５」という）は、電源装置４１の構成
における制御回路４２に代えてパルス周期切替回路（本
発明おける入力直流電圧検出手段および周期切替手段に
該当する）４６を構成要素としている。パルス周期切替
回路４６は、分周器５１、オアーゲート５２、アンドゲ
ート５３、ダイオード５４、および入力直流電圧検出回
路（入力直流電圧検出手段）６０を備え、パルス信号Ｐ
_c の周期を切り替えて新たなパルス信号Ｐ_C1をＦＥＴ２
６に出力する機能を有している。なお、入力直流電圧検
出回路６０は、コンパレータ５５、基準電源５６、抵抗
５７，５８およびコンデンサ５９を備えており、入力直
流電圧の実効値Ｖ_INが基準電源５６の基準電圧（所定電
圧）を超えたときに検出信号をオアーゲート５２に出力
する。

【００４２】次に、電源装置４５の動作概要について、
図７を参照して説明する。なお、同図において「オン」
および「オフ」で示す電圧レベルは、ＦＥＴ２６または
ＦＥＴ３２がスイッチングオンおよびスイッチングオフ
するレベルをそれぞれ示している。

【００４３】この電源装置４５では、例えば、電源装置
をＡＣ１００ＶおよびＡＣ２００Ｖの兼用タイプに構成
する場合において、パルス周期切替回路４６は、交流電
源２の電源電圧がＡＣ１００Ｖのときには入力直流電圧
の実効値Ｖ_INが低電圧となるため、パルス信号Ｐ_C の周
期と等しい周期のパルス信号Ｐ_C1をＦＥＴ２６に出力
し、交流電源２の電源電圧がＡＣ２００Ｖのときには入
力直流電圧の実効値Ｖ_INが高電圧となるため、パルス信
号Ｐ_C の周期の２倍の周期のパルス信号Ｐ_C1をＦＥＴ２
６に出力する。具体的には、電源装置４５では、入力直
流電流が、ダイオード５４を介してダイオードブリッジ
２４から出力されると、コンデンサ５９が所定電圧まで
充電される。コンパレータ５５は、コンデンサ５９の充
電電圧を抵抗５７，５８によって分圧した分圧電圧と、
基準電源５６の基準電圧とを比較し、分圧電圧の方が低
電圧の場合には、ハイレベルの検出信号を出力し、分圧
電圧の方が高電圧の場合には、ロウレベルの検出信号を
出力する。一方、分周器５１は、ＰＷＭ制御回路１５か
ら出力されるスイッチングパルスＰ_f （同図（ａ）参
照）に基づいてパルス振分け回路１６が生成したパルス
信号Ｐ_C （同図ｃ）参照）の１／２の周波数のパルス信
号をＱ出力端子に出力する。この結果、アンドゲート５
３は、入力直流電圧の実効値Ｖ_INが低電圧の場合には、
パルス信号Ｐ_C と同一周期のパルス信号Ｐ_C1（同図
（ｄ）参照）を出力し、入力直流電圧の実効値Ｖ_INが高
電圧の場合には、パルス信号Ｐ_C の２倍の周期のパルス
信号Ｐ_C1（同図（ｅ）参照）を出力する。

【００４４】これにより、電源装置４５では、パルス信
号Ｐ_C1の周期が交流電源２の電源電圧に応じて切り替え
られるため、コンデンサ２８の充電電圧Ｖ_C の過度の上
昇が防止される。この結果、コンデンサ２８に加わるス
トレスの低減が図られている。

【００４５】次に、電源装置４５の動作原理を説明す
る。

【００４６】電源装置４１では、コンデンサ２８の充電
電圧Ｖ_C は、上記した式および式により、下記の
式で表される。Ｖ_C ＝２^0.5 ×Ｖ_IN／（１−１／（１＋２^0.5 ×Ｖ_IN／（ｎ×Ｖ_O ）））・・・・・式一方、電源装置４５では、入力直流電圧の実効値Ｖ_INが
高電圧のときには、パルス信号Ｐ_C1の周期がパルス信号
Ｐ_C の２倍の周期であるため、ＦＥＴ３２に入力される
スイッチングパルスＰ_S のデューティ比を値Ｄ（＝Ｔ_ON
／Ｔ）とすれば、ＦＥＴ２６に入力されるパルス信号Ｐ
_C1のデューティ比は値（Ｄ／２）、つまり値（Ｔ_ON／２
Ｔ）となる。この場合、以下の式および式が成立す
る。Ｖ_C ＝２^0.5 ×Ｖ_IN／（１−Ｄ／２））・・・・・・・・・・・・式Ｄ＝１／（１／２＋２^0.5 ×Ｖ_IN／（ｎ×Ｖ_O ））・・・・・・式次いで、式を式に代入すると、コンデンサ２８の充
電電圧Ｖ_C は、下記の10式で表される。Ｖ_C ＝２^0.5 ×Ｖ_IN／（１−１／（１＋２×２^0.5 ×Ｖ_IN／（ｎ×Ｖ_O ）））・・・・・10式

【００４７】一方、入力直流電圧の実効値Ｖ_INが等しく
パルス周期切替回路４６がない場合において上記した
式で表されるコンデンサ２８の充電電圧Ｖ_C （以下、
「充電電圧Ｖ_C41 」という）と、電源装置４５において
上記した10式で表されるコンデンサ２８の充電電圧Ｖ_C
（以下、「充電電圧Ｖ_C45 」という）とを比較すると、
以下の関係式が成立する。Ｖ_C45 ＜Ｖ_C41 この式は、パルス周期切替回路４６がパルス信号Ｐ_C1の
周期を切り替えることによって、入力直流電圧の実効値
Ｖ_INが高電圧のときのコンデンサ２８の充電電圧Ｖ_C が
低電圧になることを示している。したがって、上記した
ように、入力直流電圧の実効値Ｖ_INに応じてコンデンサ
２８の充電電圧Ｖ_C を制御することが可能になってい
る。これにより、不要な電圧ストレスが加わることが防
止されるため、コンデンサ２８のみならず、ＦＥＴ２８
およびダイオード７３，７４に低い定格電圧タイプのも
のを使用することができると共に部品コストの低減を図
ることができる。

【００４８】なお、この実施形態では、パルス周期切替
回路４６がパルス信号Ｐ_C の周期を等倍または２倍に切
り替える例について説明したが、本発明は、これに限定
されず、整数倍に切り替えるように構成してもよいし、
電源装置４５のように、パルス信号Ｐ_C のデューティ比
を切り替える構成にしてもよい。

【００４９】また、この電源装置４５では、コンデンサ
２８の充電電圧Ｖ_C は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１４の出
力電流に応じて変動している。つまり、負過電流として
の出力電流が所定の電流値の場合に充電電圧Ｖ_C が最も
高電圧となり、出力電流が大きくなると、それに伴って
充電電圧Ｖ_C が低下する。したがって、出力電流、また
は出力電流と一定の関係にあるＦＥＴ３２のスイッチン
グ電流を検出すると共に、その検出結果に応じて、パル
ス信号Ｐ_C1の周期を制御することにより、コンデンサ２
８の充電電圧Ｖ_C を所定電圧値以下に制限することもで
きる。

【００５０】なお、上記した実施の形態では、スイッチ
ング手段として、ＦＥＴを用いた例について説明した
が、本発明は、スイッチング素子として、ＦＥＴに代え
てトランジスタを使用するように構成することもでき
る。

【００５１】また、上記実施形態では、スイッチングパ
ルスＰ_S のオン期間とパルス信号Ｐ_C のオン期間が重な
らない例について説明したが、本発明は、これに限ら
ず、両者の一部の期間が互いに重なり合う場合にも適用
できるのは勿論である。

【００５２】さらに、上記実施形態では、ダイオードブ
リッジ２４から出力される直流電圧を昇圧してからコン
デンサ２８に充電させる昇圧型チョッパの例について説
明したが、本発明は、これに限定されず、チョークコイ
ル２５の代わりに抵抗を用いるいわゆる降圧型チョッパ
を用いる場合にも適用が可能である。

【００５３】

【発明の効果】以上のように請求項１記載のスイッチン
グ電源装置によれば、スイッチング制御手段によって、
第２のスイッチング手段によるエネルギー供給動作期間
の少なくとも一部と、第１のスイッチング手段によるエ
ネルギー蓄積手段へのエネルギー蓄積動作期間とが重な
り合うように制御されるため、エネルギー蓄積手段に供
給されるエネルギーと、エネルギー蓄積手段から放出さ
れるエネルギーとが相殺される結果、エネルギー蓄積手
段に加わるストレスが低減される。これにより、エネル
ギー蓄積手段としてコンデンサを用いた場合には、その
コンデンサの小型化を図ることができると共に部品コス
トを低減させることができる。また、スイッチング制御
手段が、両スイッチング手段を共に制御するため、２つ
の制御手段を備える場合と比較して、コストダウンを図
ることができると共に、使用するスイッチングパルスの
周波数を同一にすることができるため、互いに異なる複
数のスイッチング周波数に起因する相互干渉や電磁界干
渉をなくすことができる。さらに、第１のスイッチング
手段および第２のスイッチング手段の両スイッチング手
段によってスイッチングが行われるため、スイッチング
によって発生する熱が分散される結果、放熱が容易にな
る。加えて、エネルギー蓄積手段にエネルギーの蓄積お
よび放出をさせるために電力損失を招く部品を必要とし
ないため、その分、電力変換効率を向上させることがで
きる。

【００５４】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、エネルギー蓄積手段からエネルギーを放出
するエネルギー供給動作がエネルギー蓄積動作中の行わ
れるため、エネルギー蓄積手段に流れ込む電流と流れ出
す電流とがより相殺されることになり、エネルギー蓄積
手段に加わるストレスもより低減させることができる。
これにより、エネルギー蓄積手段としてコンデンサを用
いた場合には、そのコンデンサのより小型化を図ること
ができると共に部品コストをより低減させることができ
る。

【００５５】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、コイルに蓄積されたエネルギーの一部
は、第２のスイッチング手段のスイッチングオン期間に
トランスに直接供給されるため、エネルギー蓄積手段と
してのコンデンサに加わるストレスを低減することがで
きる。

【００５６】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング制御手段が第１のスイッチン
グ手段および第２のスイッチング手段に対し交互にスイ
ッチングオン動作を繰り返させるため、スイッチングの
全周期に亘って、コイルに蓄積されたエネルギーの一部
が第２のスイッチング手段のスイッチングオン期間にト
ランスに直接供給される結果、コンデンサに加わるスト
レスを最も低減させることができる。これにより、コン
デンサを最も小型化することができると共に部品コスト
をより低減させることができる。

【００５７】さらに、請求項５記載のスイッチング電源
装置によれば、入力直流の電圧値が所定電圧を超えたと
きに入力直流電圧検出手段が検出信号を出力すると共
に、周期切替手段が検出信号に基づいて第１のスイッチ
ング手段のスイッチング周期を切り替えるように構成し
たので、例えば、スイッチング電源装置をＡＣ１００Ｖ
およびＡＣ２００Ｖの兼用タイプに構成しエネルギー蓄
積手段としてコンデンサを用いた場合、コンデンサの充
電電圧を、入力直流電圧に応じた電圧に制御することが
できる結果、過充電によってコンデンサに加わるストレ
スを低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置のブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置の回路図である。

【図３】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置における力率改善を説明するための信号波形図
である。

【図４】（ａ）は第１の実施の形態に係るスイッチング
電源装置におけるスイッチングパルスＰ_f の信号波形図
であり、（ｂ）はパルス信号Ｐ_C の信号波形図であり、
（ｃ）はスイッチングパルスＰ_S の信号波形図であり、
（ｄ）はチョークコイルを流れるスイッチング電流の電
流波形図であり、（ｅ）はトランスの一次巻線に供給さ
れるスイッチング電流の電流波形図であり、（ｆ）はコ
ンデンサにおけるリップル電流の電流波形図である。

【図５】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電
源装置の回路図である。

【図６】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電
源装置の回路図である。

【図７】（ａ）は第３の実施形態に係るスイッチング電
源装置におけるスイッチングパルスＰ_f の信号波形図で
あり、（ｂ）はスイッチングパルスＰ_S の信号波形図で
あり、（ｃ）はパルス信号Ｐ_C の信号波形図であり、
（ｄ）は入力直流電圧が低電圧のときのパルス信号Ｐ_C1
の信号波形図であり、（ｅ）は入力直流電圧が高電圧の
ときのパルス信号Ｐ_C1の信号波形図である。

【図８】従来のスイッチング電源装置の回路図である。

【図９】従来の他のスイッチング電源装置の回路図であ
る。

【図１０】（ａ）は従来の他のスイッチング電源装置に
おけるスイッチング信号の信号波形図であり、（ｂ）は
エネルギー蓄積手段としてのコンデンサに流れ込むスイ
ッチング電流の電流波形図であり、（ｃ）はそのコンデ
ンサから流れ出るスイッチング電流の電流波形図であ
り、（ｄ）はそのコンデンサにおけるリップル電流の電
流波形図である。

【符号の説明】

１スイッチング電源装置１３昇圧チョッパ１４ＤＣ−ＤＣコンバータ１６パルス振分け回路２５チョークコイル２８コンデンサ３１トランス４１スイッチング電源装置４５スイッチング電源装置４６パルス周期切替回路６０入力直流電圧検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力直流に基づくエネルギーをスイッチ
ング動作によってエネルギー蓄積手段に蓄積させる第１
のスイッチング手段と、前記エネルギー蓄積手段に蓄積
されている前記エネルギーをスイッチング動作によって
スイッチング用のトランスに供給する第２のスイッチン
グ手段とを備えているスイッチング電源装置おいて、前記第２のスイッチング手段によるエネルギー供給動作
期間の少なくとも一部と前記第１のスイッチング手段に
よる前記エネルギー蓄積手段へのエネルギー蓄積動作期
間とが重なり合うように、当該両スイッチング手段を制
御するスイッチング制御手段を備えていることを特徴と
するスイッチング電源装置。
【請求項２】前記スイッチング制御手段は、前記第２
のスイッチング手段に対し、前記エネルギーの供給動作
を前記第１のスイッチング手段による前記エネルギー蓄
積動作期間内に行わせることを特徴とする請求項１記載
のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記エネルギー蓄積手段はコンデンサで
あって、前記第１のスイッチング手段は、スイッチング
オン期間に前記入力直流に基づくエネルギーをコイルに
一旦蓄積させると共に当該蓄積されたエネルギーをスイ
ッチングオフ期間に前記コンデンサに蓄積させ、前記第
２のスイッチング手段は、前記コンデンサに蓄積された
エネルギーをスイッチングオン期間に前記トランスに供
給することを特徴とする請求項１または２記載のスイッ
チング電源装置。
【請求項４】前記スイッチング制御手段は、前記第１
のスイッチング手段および前記第２のスイッチング手段
に対し、交互にスイッチングオン動作を繰り返させるこ
とを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】前記入力直流の電圧値が所定電圧を超え
たときに検出信号を出力する入力直流電圧検出手段と、
前記検出信号に基づいて前記第１のスイッチング手段の
スイッチング周期を切り替える周期切替手段とを備えて
いることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載
のスイッチング電源装置。