JPH11164552A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH11164552A JPH11164552A JP9323528A JP32352897A JPH11164552A JP H11164552 A JPH11164552 A JP H11164552A JP 9323528 A JP9323528 A JP 9323528A JP 32352897 A JP32352897 A JP 32352897A JP H11164552 A JPH11164552 A JP H11164552A
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Abstract
の1次側のスイッチング素子が進相モードにならないよ
うにしてサージ電流を防止する。 【解決手段】トランスTfの1次巻線n1に、スイッチ
ング素子Qa,Qbを介して直流電源1とコンデンサC
oを交互に逆極性に接続し、2次巻線n2に得られる高
周波電圧を整流平滑して、コンデンサC2及び負荷に供
給する電源装置において、2次側のインダクタL2のエ
ネルギーを放出させるための小容量のコンデンサCxを
備える場合に、1次側のスイッチング素子がオフする直
前に該スイッチング素子に対し正極性の電流を重畳させ
て遅相モードとする。例えばトランスTfに3次巻線n
3を設けて遅相電流回路20を接続する。
Description
により負荷の電力を制御する電源装置に関するものであ
る。
7−35740号)。この回路は、直流電源1とコンデ
ンサCoの直列回路と、スイッチング素子Qa,Qbの
直列回路を並列に接続し、直流電源1とコンデンサCo
の接続点をトランスTfの1次巻線の一端に接続し、ス
イッチング素子Qa,Qbの接続点をトランスTfの1
次巻線の他端に接続し、トランスTfの2次巻線に負荷
回路7aを接続して成り、一対のスイッチング素子Q
a,Qbが交互にオン・オフ動作することにより直流電
源1を高周波電力に変換して負荷回路7aに供給するも
のである。各スイッチング素子Qa,Qbには、それぞ
れダイオードDa,Dbが逆並列に接続されている。図
32に負荷回路7aの一例を示す。
すると、まず、スイッチング素子Qbがオンのとき、直
流電源1、トランスTfの1次巻線Lo、スイッチング
素子Qbの経路で電流が流れて、トランスTfの2次側
に電力を供給する。スイッチング素子Qbがオフのとき
は、トランスTfの1次巻線Lo、ダイオードDa、コ
ンデンサCoの経路でトランスTfに蓄えた磁気エネル
ギー、2次側の磁気エネルギーの一部をコンデンサCo
に移す。次に、スイッチング素子Qaがオンのとき、コ
ンデンサCo、スイッチング素子Qa、トランスTfの
1次巻線Loの経路で電流が流れて、トランスTfの2
次側に電力を供給する。スイッチング素子Qaがオフの
ときは、トランスTfの1次巻線Lo、直流電源1、ダ
イオードDbの経路で回生電流が流れて、回路の磁気エ
ネルギーの一部を直流電源1に回生させる。このように
して、トランスTfの1次巻線Loには高周波交流電流
が流れ、トランスTfにより昇圧されて、2次側の負荷
回路7aに必要な電力が供給される。スイッチング素子
QaとQbは交互にオン・オフ駆動され、そのオン・デ
ューティで電力調整する。スイッチング素子Qbのオン
・デューティを大きくするほど、負荷回路7aに供給さ
れる電力は大きくなる。
ンプなどの放電灯を用いた場合の構成を示す。トランス
Tfの2次側に限流インダクタL2を介してダイオード
ブリッジDB1を接続し、その整流出力をコンデンサC
2で平滑して直流電圧を得た後、フルブリッジ構成のイ
ンバータ回路4によって低周波の矩形波電圧に変換し、
負荷である放電灯5に電力を供給する。図34に示すよ
うな高周波インバータ回路2aとした回路でも同様の動
作となる(特願平7−35736号)。
く、出力が大きい場合に、スイッチング素子Qbがオン
からオフに変化したとき、インダクタL2やトランスT
fの漏れインダクタンスや励磁エネルギーが負荷やコン
デンサCoに全て放出し切る前に、スイッチング素子Q
bが再びオンしてしまうことがある。これにより、トラ
ンスTfの直流偏磁が過大になり、飽和してしまう恐れ
がある。
2次側に発生する電圧の極性のうち、少なくとも一方の
極性の整流平滑回路ループにおける充電コンデンサCx
の容量を平滑コンデンサに比べて充分小さくし、特に、
スイッチング素子Qbのオフ時間Tboffを Tboff≧π√(CxL2)/2 となる所定の定数にすることで飽和を防止することを本
発明者らは提案している。この構成の具体例を図35に
示す。
の一方の極性では、トランスTfの2次側出力は限流イ
ンダクタL2とダイオードD2bを介して容量の小さい
コンデンサCxに充電され、他方の極性ではトランスT
fの2次側出力はコンデンサCxの電荷が存在する場合
は、インダクタL2とコンデンサCx及びダイオードD
2aを介して、コンデンサCxを放電しつつ、平滑コン
デンサC2と負荷に電力を送り、コンデンサCxを放電
し切ると、負荷側にインダクタL2を介して直接出力す
る。すなわち、コンデンサCxには、クランプ用ダイオ
ードD2cが接続されているので、コンデンサCxの電
圧がゼロになると、2次側出力は、ダイオードD2c、
D2aを通って平滑コンデンサC2に充電され、負荷5
aに電力が供給される。コンデンサC2はリップルを除
去する平滑コンデンサである。
2次側出力極性では、トランスTfやインダクタL2に
蓄えられたエネルギーの放出時間が速くすることがで
き、トランスTfの過大な直流偏磁によるコアの飽和を
防止できる。また、電源電圧が直接1次側に印加される
スイッチング素子Qbのオン・デューティが大きいとき
に、トランスTfのコアの飽和が発生しやすいので、コ
ンデンサCoの電圧が1次側に印加されるスイッチング
素子QaがオンのときにコンデンサCxに充電される向
きにトランスTfの極性を設定すると、トランスTfの
飽和抑制には、より有効である。
電し、平滑コンデンサC2に電力を供給する極性におい
て、まず、コンデンサCxを放電する。これは、コンデ
ンサCxとインダクタL2の共振作用で電流が立ち上が
るので、コンデンサCxを小さく設定している条件で
は、電流の立ち上がりが速くなり、電流ピークを低減で
き、効率の改善を図ることができる。また、基本的に倍
電圧の整流回路の形となっているので、トランスTfの
昇圧比を低減でき、1次側の電流ピークも下げられるの
で、さらに効率改善が可能である。
の回路では、トランスTfの2次側に設けられた整流平
滑回路において、トランスTfの2次側が発生する電圧
極性のうち少なくとも一方の極性では、小容量のコンデ
ンサCxを充電するのみの閉回路を有し、そのコンデン
サCxの電荷を負荷側に放出する際にトランスTfの2
次側を介して放出し、その電荷を放出するときの電流極
性がトランスTfからコンデンサCxに充電する極性と
は逆であるような構成である場合、2次側の整流・平滑
コンデンサCxを充電する極性の電圧を発生する1次側
スイッチング素子Qaがオン状態のとき、コンデンサC
xの容量が小さいため、スイッチング素子Qaがオン状
態でコンデンサCxの充電が終了したのち、コンデンサ
Cxへの充電電圧がインダクタL2との共振作用により
2次側電圧と負荷電圧を加えた電圧より高くなった場
合、負荷側へコンデンサCxの電荷が放電を開始して、
トランスTfの2次巻線n2には、発生した電圧極性と
逆向きに電流が流れ、同時に1次巻線n1及びスイッチ
ング素子Qaにも逆向きの電流が流れる。この状態でス
イッチング素子Qaがオフしてもスイッチング素子Qa
と逆並列に接続されたダイオードDaに電流が流れ続け
てしまい、この時点で他方のスイッチング素子Qbをオ
ンすると、ダイオードDaの逆回復時間の間、電圧源と
して働くコンデンサCo、CsからダイオードDa、ス
イッチング素子Qbにサージ電流が流れるような進相状
態でのスイッチング現象が発生する。
のであり、その目的とするところは、高周波インバータ
と昇圧トランス、限流要素、整流・平滑回路で構成され
るDC−DC変換回路を含む電源装置において、トラン
スの2次側の極性のうち、少なくとも一方で小容量のコ
ンデンサのみを充電するような構成であっても、1次側
のスイッチング素子のスイッチングタイミングが進相状
態にならないようにして、サージ電流を防止することに
ある。
の課題を解決するために、図1に示すように、逆方向通
電要素をそれぞれ並列に有する第1及び第2のスイッチ
ング素子を順方向が一致するように直列に接続した回路
と、コンデンサと直流電源とを直列に接続した回路とを
並列に接続し、コンデンサと直流電源の接続点と第1及
び第2のスイッチング素子の接続点の間にトランスの1
次巻線を接続し、トランスの2次巻線に限流用のインダ
クタと整流回路を介して平滑コンデンサを接続し、平滑
コンデンサに得られた電力を負荷に供給する電源回路構
成を備え、前記整流回路と平滑コンデンサとの間に平滑
コンデンサよりも容量の小さいコンデンサを接続した電
源装置において、少なくともトランスの1次側のスイッ
チング素子がオフする直前に該スイッチング素子に対し
て正極性の電流を重畳させるようにしたことを特徴とす
るものである。具体的には、トランスTfに3次巻線n
3を設けて遅相電流を流すための回路20を接続してい
る。また、図11〜図16の実施例のように、トランス
の1次側のスイッチング素子がオフする直前に逆方向電
流を打ち消すための電源あるいは限流要素をトランスの
1次側あるいは2次側に並列に接続しても良い。
コンデンサCxを充電する1次側スイッチング素子がオ
ンしている間、コンデンサCxから放電しないようにし
ており、そのため、コンデンサCxから負荷側への放電
経路上に、スイッチ動作するものを接続している。
サCxへの充電極性となる1次側スイッチング素子Qa
のオン期間をコンデンサCxへの最大充電時間より短く
するという手段もある。あるいは、コンデンサCxへの
充電極性において、コンデンサCxから放電を開始され
ている場合、その放電電流によるトランスTfの2次側
巻線の逆方向電流がゼロになるようなオン期間とする。
すなわち、コンデンサCxを充電する1次側スイッチン
グ素子Qaのオン状態の期間を上記の条件を満足する所
定の値で動作させるようにする。
電圧が高いために、上記のような逆極性電圧での放電が
発生するので、コンデンサCxの充電完了時の電圧を低
減させればよい。あるいは、コンデンサCxの充電経路
における共振周波数を低下させるインダクタンス要素を
挿入することで、スイッチング素子のオン時間が任意の
値であっても、コンデンサCxへの充電極性期間内に放
電しないようにしたものでも良い。
電経路における限流要素を小さくすることで短くし、あ
るいは、コンデンサCxの充放電時間を充放電経路にお
ける限流要素を小さくすることで短くし、トランスTf
の2次側出力に対し逆方向の電流が流れている時間を短
縮し、それより大きいオン時間で1次側スイッチング素
子を動作させる。
の実施例を示す。本実施例は、図35に示した従来の回
路構成において、トランスTfに3次巻線n3を設け
て、遅相電流を流す回路20を接続したものである。図
1の回路構成では、スイッチング素子Qaがオンのと
き、コンデンサCxに充電されるので、スイッチング素
子Qaがオンの状態で逆方向に電流が流れ続けたまま、
スイッチング素子Qbをオンする進相状態でのスイッチ
ングの可能性がある。そこで、少なくともスイッチング
素子Qaがオンからオフになる直前に、スイッチング素
子Qaに流れる電流が正方向であるように、トランスT
fの3次巻線n3に1次巻線の進相電流を打ち消すよう
な遅相電流を流す回路20を設けたものである。
相電流回路20の一例を図2に示す。図2の構成は、直
流電源1’、インダクタL3、ダイオードDc、スイッ
チング素子Qcから成り、スイッチング素子Qcはスイ
ッチング素子Qaと連動してスイッチングされる。これ
によって、スイッチング素子Qaがオンされると、スイ
ッチング素子Qcがオンされ、3次巻線n3に遅相電流
が流れる。この遅相電流はスイッチング素子Qaがオフ
する直前にスイッチング素子Qa(あるいはダイオード
Da)に流れている逆方向電流を打ち消す電流値になる
よう、3次巻線n3の巻数、直流電源1’の電圧、イン
ダクタL3のインダクタンス値を所定値に設計してあ
る。
す。図3の回路では、コンデンサCxの充電電圧が原因
で、トランスTfの2次側から1次側に電力が回生され
て発生する進相状態を防止するために、トランスTfの
2次側から回生されるエネルギーを1次巻線n1ではな
く、3次巻線n3に送ることで、1次巻線n1に流れる
逆電流を防止するものである。すなわち、スイッチング
素子Qaがオンしている状態で、スイッチング素子Qa
に流れる電流が逆方向になると、スイッチング素子Qc
をオンし、回生電流を3次巻線n3の側に流し、インダ
クタL3にエネルギーを蓄える。そして、スイッチング
素子Qaがオフすると同時に、スイッチング素子Qcも
オフすると、トランスTfの1次側に遅相電流が流れる
とともに、インダクタL3のエネルギーは直流電源1’
に送られる。なお、直流電源1’は直流電源1と同一で
あっても良い。
に示す。これは、図3の回路において、インダクタL3
に蓄えたエネルギーを直流電源1’に送るのではなく、
コンデンサCcに蓄積させ、このコンデンサCcに蓄え
られたエネルギーを制御回路やドライブ回路の電源とし
て使用するものである。
を示す。本実施例では、図35に示した従来の回路構成
において、トランスTfに3次巻線n3を設け、ダイオ
ードDcとスイッチング素子Qaを介して閉ループを形
成するように接続してある。進相状態でのスイッチング
現象について説明すると、スイッチング素子Qaがオン
のとき、小容量のコンデンサCxに充電された電圧がト
ランスTfの2次巻線n2の電圧と平滑コンデンサC2
の電圧との重畳電圧よりも高くなったとき、トランスT
fの2次巻線n2の電圧極性とは逆方向に電流が流れ、
トランスTfの1次巻線n1にも逆方向に電流が流れ、
これにより、スイッチング素子Qaに逆方向電流が流れ
る。この状態でスイッチング素子Qaをオフしてもダイ
オードDaに電流が流れ続け、さらにスイッチング素子
Qbをオンすると、ダイオードDaの逆回復時間の間、
コンデンサCs、コンデンサCo、ダイオードDa、ス
イッチング素子Qbのループで短絡状態の電流サージが
発生する。すなわち、スイッチング素子Qaがオンして
いる期間、必ずしも正方向に電流が流れているとは限ら
ないことが進相状態でのスイッチング現象につながる。
オンし、トランスTfの1次巻線n1に電圧が印加され
ると、電磁結合により3次巻線n3にも電圧が発生す
る。この電圧がダイオードDcの順方向であるように巻
線方向を設定すれば、3次巻線n3、ダイオードDc、
スイッチング素子Qaを通って電流が流れる。この電流
値を、スイッチング素子Qaがオフするときの逆電流値
以上となるようにしておけば、スイッチング素子Qaが
オンの間、スイッチング素子Qaには正方向に常に電流
が流れる。
3、ダイオードDc、スイッチング素子Qaの閉ループ
内に、図6に示すように、限流インダクタL3を接続し
ても良い。また、3次巻線n3自体が有する漏れインダ
クタンスを限流インダクタL3として使用しても良い。
本実施例は、図5に示す回路と同様に、トランスTfに
3次巻線n3を設け、その一端をダイオードDcを介し
てスイッチング素子Qaの一端に接続したものである
が、図5の回路と比べると、トランスTfの3次巻線n
3の他端の接続箇所が異なる。すなわち、本実施例で
は、図35に示した従来の回路構成において、トランス
Tfに3次巻線n3を設け、ダイオードDcを介してコ
ンデンサCoとの閉ループが形成されるように接続して
いる。このコンデンサCoは、スイッチング素子Qaが
オンするときに、トランスTfの1次巻線n1の電圧源
として使用されるものである。3次巻線n3の巻数を1
次巻線n1の巻数より大きくしておくと、スイッチング
素子Qaがオンのとき、2次側から1次側にエネルギー
が回生される場合、1次巻線n1より3次巻線n3に電
流が流れ、3次巻線n3からコンデンサCoにエネルギ
ーが回生されるので、スイッチング素子Qaに逆方向電
流が流れない。したがって、進相状態でのスイッチング
が発生しない。
3、ダイオードDc、コンデンサCoの閉ループ内に、
図8に示すように、限流インダクタL3を接続しても良
い。これは、スイッチング素子Qaがオンのとき、3次
巻線n3の巻数が1次巻線n1の巻数より大きいことに
より、常に電流が流れ続けるので、この電流を制限する
ためのものである。インダクタL3及び3次巻線n3
は、スイッチング素子Qaがオフする直前のスイッチン
グ素子Qaの逆方向電流を防止する所定値としている。
本実施例も、図5に示す回路と同様に、トランスTfに
3次巻線n3を設け、その一端をダイオードDcを介し
てスイッチング素子Qaの一端に接続したものである
が、図5の回路と比べると、トランスTfの3次巻線n
3の他端の接続箇所が異なる。すなわち、本実施例で
は、図35に示した従来の回路構成において、トランス
Tfに3次巻線n3を設け、ダイオードDcを介してコ
ンデンサCo、コンデンサCs(及び直流電源1)との
閉ループが形成されるように接続している。3次巻線n
3の巻線方向は、コンデンサCxを充電する極性の電圧
を発生するスイッチング素子Qaがオンしたときに、ダ
イオードDcに対して順方向の電圧が発生する向きにな
っている。
1次巻線n1の巻数より大きくして、スイッチング素子
Qaがオン状態でコンデンサCxの充電電圧が2次巻線
n2の電圧とコンデンサC2の電圧との重畳電圧より高
くなり、トランスTfの1次側に返って来る回生電流を
3次巻線n3の側に流してやることで、1次巻線n1か
らスイッチング素子Qaに流れる逆方向電流を防止し、
進相状態でのスイッチングを回避するよう、3次巻線n
3は所定の巻数になっている。
なり、スイッチング素子Qaに逆方向電流が流れるの
は、直流電源1の電圧を1次巻線n1に印加するスイッ
チング素子Qbのオン・デューティがある範囲を越えた
場合である。また、コンデンサCoの電圧Vcoは、ス
イッチング素子Qbのオン・デューティDに関係し、V
inは直流電源1の電圧をVinとすると、Vco=V
in・D/(1−D)となる。スイッチング素子Qbの
オン・デューティDがある値以上でないと、スイッチン
グ素子Qaに流れる逆電流は発生しないので、スイッチ
ング素子Qbのオン・デューティDが小さいときには、
3次巻線n3に電流を流す必要は無い。
数を1次巻線n1の巻数より大きくし、且つ、所定のオ
ン・デューティ以上で、3次巻線n3に発生する電圧が
コンデンサCoとコンデンサCs(直流電源1)の電圧
の重畳電圧より高くなるような所定の巻数となってい
る。これによって、3次巻線n3に電流を流す必要の無
いときに、電流をダイオードDcの転流作用によって自
動的に止めることができる。
3、ダイオードDc、コンデンサCo、Csの閉ループ
内に、図10に示すように、限流インダクタL3を接続
しても良い。これは、3字巻線n3の電流値を制限する
ものである。この限流インダクタL3と3次巻線n3は
スイッチング素子Qaがオフする直前のスイッチング素
子Qaの逆方向電流を防止するような所定値としてい
る。限流インダクタL3はスイッチング素子Qaの逆方
向電流を防止するために必要な最低限の電流を流すよう
な所定のインダクタンス値に設定すれば効率的に良い。
す。この実施例では、図35に示した従来の回路構成に
おいて、トランスTfの1次巻線n1と並列に電源1b
を接続したものである。この電源1bは、スイッチング
素子Qaがオンしているとき、コンデンサCxへの充電
電圧が高く、2次巻線n2の電圧極性とは逆方向に電流
が流れることで、スイッチング素子Qaに逆電流が流れ
ることを防止するため、その逆電流を相殺する所定の電
流を流すための電源であり、図11の例では電流源とな
っている。この電流源は、上記所定の電流を流す一定の
電流源でも良く、また、スイッチング素子Qaがオフす
る直前にのみ、スイッチング素子Qaの逆電流を相殺す
るような電流を流すものでも良い。また、図12のよう
に、電源1bは電圧源と抵抗の直列回路のような構成で
も良い。
す。この実施例では、図35に示した従来の回路構成に
おいて、トランスTfの1次巻線n1と並列にインダク
タL4を接続したものである。これは、スイッチング素
子Qaがオンしているとき、前記と同じ理由で流れる逆
方向電流を相殺するための遅相電流を得る回路を1次巻
線n1と並列に設けたものであり、図13では、インダ
クタL4によって、その遅相電流を得る回路を構成して
いる。インダクタL4はスイッチング素子Qaの逆方向
電流を相殺するような所定値となっている。
4と直列にダイオードDcを接続しても良い。これは、
インダクタL4による遅相電流は、スイッチング素子Q
bがオンのときには必要ないため、スイッチング素子Q
aがオンのときにのみ、コンデンサCoからインダクタ
L4に電流を流して遅相電流を得るものである。
す。この実施例では、図35に示した従来の回路構成に
おいて、トランスTfの2次巻線n2と並列にインダク
タL5を接続したものである。これは、スイッチング素
子Qaがオンしているとき、前記と同じ理由で流れる逆
方向電流を相殺するための遅相電流を得る回路を1次巻
線n2と並列に設けたものであり、図15では、インダ
クタL5によって、その遅相電流を得る回路を構成して
いる。インダクタL5はスイッチング素子Qaの逆方向
電流を相殺するような所定値となっている。すなわち、
本実施例は、図13(実施例6)で示したような進相電
流を打ち消す遅相電流を得るための回路をトランスTf
の1次側に設けた構成に対し、2次側に同様の回路を設
け、進相電流を2次側で抑止し、1次側に流さないよう
にしたものである。
5と直列にダイオードDcを接続しても良い。これは、
インダクタL5による遅相電流は、スイッチング素子Q
bがオンのときには必要ないため、スイッチング素子Q
aがオンのときにのみ、インダクタL5に電流を流して
遅相電流を得るものであり、図14(実施例6の一変形
例)で示したインダクタL4とダイオードDcの直列回
路をトランスTfの2次側に設けたものである。
す。本実施例では、コンデンサCxから負荷側への放電
経路内にスイッチング素子Qdを設けたものである。こ
のスイッチング素子Qdはスイッチング素子Qbがオン
した時点でオンし、電流が略ゼロになった時点でオフす
る。また、スイッチング素子Qaがオンのときにはスイ
ッチング素子Qdはオンせず、オフ状態を保つようなス
イッチング動作をする。これによって、コンデンサCx
が充電極性のとき、負荷への放電現象が発生しないの
で、1次側に逆方向電流が流れることはない。
す。本実施例は、図17の実施例におけるダイオードD
2cとD2aの両方を介して負荷に電力を送る経路にお
いて、ダイオードD2cの接続を変更してダイオードD
2cのみを通って負荷に電力を送る構成に変更したもの
である。そして、ダイオードD2aと直列にスイッチン
グ素子Qdを設けている。スイッチング素子Qdはスイ
ッチング素子Qbと同一のスイッチング動作を行うこと
で、コンデンサCxの不要な放電を防止できる。
示す。本実施例では、小容量コンデンサCxの充電は2
次巻線n2によって行い、放電経路は補助巻線n4を介
して負荷側に接続されている。2次巻線n2の電圧極性
がコンデンサCxを充電する方向にあっても、コンデン
サCxの充電電圧が共振作用により高くなり、2次巻線
n2の電圧と負荷電圧(平滑コンデンサC2の電圧)と
の重畳電圧より高くなると、放電するため、2次巻線n
2の電圧+負荷電圧+補助巻線n4の電圧がコンデンサ
Cxの電圧より高くなるように補助巻線n4を所定の巻
数にする。これによって、スイッチング素子Qaがオン
状態でコンデンサCxの充電極性である場合に、ダイオ
ードD2aのスイッチング作用で放電電流は流れず、ス
イッチング素子Qaに逆方向電流は流れない。
実施例の説明図である。この実施例は、コンデンサCx
に充電する極性となるスイッチング素子Qaのオン期間
Ta−onの変化幅を所定範囲内に抑えたものである。
あるいは、Ta−onを所定値に固定し、主としてスイ
ッチング素子Qbのオン期間Tb−onを変化させて出
力を調整したものでも良い。図20のように、スイッチ
ング素子Qaのオン期間Ta−onを固定すると、同図
(a)のようにスイッチング素子Qbのオン期間Tb−
onが大きいほど出力が大きく、同図(b)のようにス
イッチング素子Qbのオン期間Tb−onが短いほど出
力が低下する。
n期間は、スイッチング素子Qaを流れる電流が図21
(a)のようにコンデンサCxの共振による電流ピーク
が過ぎ、一度負になった後、再び正になってからスイッ
チング素子Qaをオフするような所定のオン期間Ta−
onにする。あるいは、スイッチング素子Qaの電流が
図21(b)のように正方向から負方向に電流の極性が
反転する前にスイッチング素子Qaをオフするような所
定のオン期間Ta−onとする。
イッチング素子Qaのオン期間Ta−onがある所定範
囲内で動作するため、広範囲の出力制御をするには、ス
イッチング周波数を変動させる必要がある。そこで、実
施例12では、図22のように、スイッチング素子Qa
をオフした後、スイッチング素子Qbをオンし、所定時
間後、スイッチング素子Qa,Qb共にオフ状態である
期間Tdeadを所定時間設けることでスイッチング周
波数を一定に保つものである。これによって、フィルタ
などが有効に作用できるスイッチング周波数に固定する
ことができる。
示す。主回路の構成は図35の従来例と同じであり、本
実施例では、図23に示す制御回路10bにより、スイ
ッチング素子Qa,Qbの駆動信号を作成している。負
荷電圧Vlaは図35に示す回路のコンデンサC2の両
端から検出し、負荷電流は該コンデンサC2から負荷側
に流れる電流として検出する。図23に示す制御回路1
0bには、スイッチング素子Qaのオン期間Ta−on
が短く、スイッチング素子Qbのオン期間Tb−onが
長い、出力の大きいスイッチングパターンAと、スイッ
チング素子Qaのオン期間Ta−onが長く、スイッチ
ング素子Qbのオン期間Tb−onが短い、出力の小さ
なスイッチングパターンBが含まれている。
スイッチング素子Qaのオン期間Ta−on期間は共に
進相動作とならない所定値となっている。出力状態を検
出し、出力が過大である場合には、スイッチングパター
ンBでスイッチング動作させ、出力が小さい場合には、
スイッチングパターンAでスイッチング動作させる。
Iloadを検出し、負荷電力演算部にて電力演算して
コンパレータで電力指令値Wrefと比較し、スイッチ
ングパターンを切り換える。スイッチングパターンAは
基準信号発生部の出力に基づいてPWM信号発生回路A
により作成され、スイッチングパターンBは基準信号発
生部の出力に基づいてPWM信号発生回路Bにより作成
される。これによって、スイッチング素子Qaに逆方向
の電流が流れるようなスイッチング期間で動作すること
を防止できる。
示す。本実施例では、トランスTfの2次側において、
コンデンサCxの充電経路となるタップを設け、このタ
ップからダイオードD2b、インダクタL2を介してコ
ンデンサCxを充電するような構成としたものである。
これによって、コンデンサCxへの充電電圧を低減する
ことができる。タップの位置を所定の巻数にすること
で、コンデンサCxの充電電圧に比べてトランスTfの
2次側両端電圧と負荷電圧の重畳電圧が高くなるように
する。これによって、スイッチング素子Qaがオン状態
でコンデンサCxへの充電する極性において、不要なコ
ンデンサCxからの放電現象を抑制できる。また、図2
5は本実施例の変形例であり、コンデンサCxの充電電
圧をトランスTfの2次側タップによって低減する他の
構成例である。
示す。本実施例はコンデンサCxへの充電経路におい
て、インピーダンス要素を接続することで、コンデンサ
Cxへの充電速度を低下させ、あるいはコンデンサCx
の充電電圧を低下させることで進相状態でのスイッチン
グを回避するものである。図26の回路では、インピー
ダンス要素をZ2a、Z2bの部分に接続した例を示し
ているが、図27又は図28に示すように、Z2a,Z
2bのどちらか一方に接続する構成でも良い。
に、インダクタL2aを接続した構成を示しており、図
28では、図26におけるZ2bの部分に、インダクタ
L2bを接続した構成を示している。図27又は図28
では、インダクタL2a,L2bによって、コンデンサ
Cxの充電時の共振周波数を低下させ、コンデンサCx
を充電する極性での1次側スイッチング素子のオン期間
内で充電が終了しないようにしたものである。
示す。本実施例では、トランスTfの2次側に接続され
ているインダクタL2と、コンデンサCxの充電経路に
おけるインダクタL2bを磁気結合させ、少なくともコ
ンデンサCxの充電時には、その合成インダクタンスが
小さくなるようにすることで、コンデンサCxへの充電
期間を短くし、図21(a)の電流波形のように、コン
デンサCxからの放電後、再び1次側スイッチング素子
の電流が順方向となるようにオン期間の範囲を広くする
ものである。また、図30のように、トランスTfの2
次側に接続されているインダクタL2と、コンデンサC
xの充放電経路におけるインダクタL2aを磁気結合さ
せて、充放電経路の合成インダクタンスを小さくするよ
うな構成でも良い。
ぞれ並列に有する第1及び第2のスイッチング素子を順
方向が一致するように直列に接続した回路と、コンデン
サと直流電源とを直列に接続した回路とを並列に接続
し、コンデンサと直流電源の接続点と第1及び第2のス
イッチング素子の接続点の間にトランスの1次巻線を接
続し、トランスの2次巻線に限流用のインダクタと整流
回路を介して平滑コンデンサを接続し、平滑コンデンサ
に得られた電力を負荷に供給する電源回路構成を備え、
前記整流回路と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサ
よりも容量の小さいコンデンサを接続した電源装置にお
いて、少なくともトランスの1次側のスイッチング素子
がオフする直前に該スイッチング素子に対して正極性の
電流を重畳させるようにしたので、1次側のスイッチン
グ素子がオフになる直前に、逆方向の電流が流れるよう
な進相状態でのスイッチング動作を防止でき、スイッチ
ング素子にかかるストレスを防止でき、また、素子の耐
量を過大なものにする必要が無くなるという効果があ
る。
を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
る。
図である。
る。
る。
ング素子の駆動信号を示す波形図である。
ング素子のオン期間と素子に流れる電流の関係を示す波
形図である。
ング素子の駆動信号を示す波形図である。
を示すブロック回路図である。
る。
る。
ある。
る。
る。
Claims (10)
- 【請求項1】 逆方向通電要素をそれぞれ並列に有す
る第1及び第2のスイッチング素子を順方向が一致する
ように直列に接続した回路と、コンデンサと直流電源と
を直列に接続した回路とを並列に接続し、コンデンサと
直流電源の接続点と第1及び第2のスイッチング素子の
接続点の間にトランスの1次巻線を接続し、トランスの
2次巻線に限流用のインダクタと整流回路を介して平滑
コンデンサを接続し、平滑コンデンサに得られた電力を
負荷に供給する電源回路構成を備え、前記整流回路と平
滑コンデンサとの間に平滑コンデンサよりも容量の小さ
いコンデンサを接続した電源装置において、少なくとも
トランスの1次側のスイッチング素子がオフする直前に
該スイッチング素子に対して逆方向の電流が流れないよ
うにしたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 請求項1において、少なくともトラン
スの1次側のスイッチング素子がオフする直前に該スイ
ッチング素子に対して正極性の電流を重畳させ、その重
畳させる電流をトランスの3次巻線から供給することを
特徴とする電源装置。 - 【請求項3】 請求項2において、トランスの3次巻
線の両端を少なくとも一方のスイッチング素子の両端に
接続し、該スイッチング素子がオンしたとき、3次巻線
に発生した電圧により、該スイッチング素子を介して3
次巻線に電流が流れる構成としたものであって、3次巻
線から流れる電流は、該スイッチング素子に対し、正極
性であるように接続されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項4】 請求項2において、トランスの3次巻
線の両端を1次側回路において電源と直列回路を形成す
るコンデンサの両端に接続したことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項5】 請求項2において、トランスの3次巻
線の両端を1次側回路において電源の両端に接続したこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項6】 請求項2において、トランスの3次巻
線の両端を1次側回路において、電源とコンデンサの直
列回路の両端に接続したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項7】 請求項3乃至6のいずれかにおいて、
トランスの3次巻線によって流れる電流を限流する限流
要素が接続されていることを特徴とする電源装置。 - 【請求項8】 請求項1において、トランスの1次巻
線に並列に電流源を接続したことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項9】 請求項1において、トランスの1次巻
線に並列に限流要素を接続したことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項10】 請求項1において、トランスの2次
巻線に並列に限流要素を接続したことを特徴とする電源
装置。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32352897A JP3480283B2 (ja) | 1997-11-25 | 1997-11-25 | 電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH11164552A true JPH11164552A (ja) | 1999-06-18 |
JP3480283B2 JP3480283B2 (ja) | 2003-12-15 |
Family
ID=18155711
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP32352897A Expired - Fee Related JP3480283B2 (ja) | 1997-11-25 | 1997-11-25 | 電源装置 |
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2005099074A1 (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 誘導性負荷電流制御回路及び電源装置 |
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WO2021097459A1 (en) | 2019-11-15 | 2021-05-20 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Nanosecond pulser bias compensation with correction |
-
1997
- 1997-11-25 JP JP32352897A patent/JP3480283B2/ja not_active Expired - Fee Related
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