JPH11164552A

JPH11164552A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11164552A
Application number: JP9323528A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Nakamura; 俊朗中村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-11-25
Filing date: 1997-11-25
Publication date: 1999-06-18
Anticipated expiration: 2017-11-25
Also published as: JP3480283B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するトランスＴｆ
の１次側のスイッチング素子が進相モードにならないよ
うにしてサージ電流を防止する。【解決手段】トランスＴｆの１次巻線ｎ１に、スイッチ
ング素子Ｑａ，Ｑｂを介して直流電源１とコンデンサＣ
ｏを交互に逆極性に接続し、２次巻線ｎ２に得られる高
周波電圧を整流平滑して、コンデンサＣ２及び負荷に供
給する電源装置において、２次側のインダクタＬ２のエ
ネルギーを放出させるための小容量のコンデンサＣｘを
備える場合に、１次側のスイッチング素子がオフする直
前に該スイッチング素子に対し正極性の電流を重畳させ
て遅相モードとする。例えばトランスＴｆに３次巻線ｎ
３を設けて遅相電流回路２０を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波インバータ
により負荷の電力を制御する電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図３１は従来例の回路図である（特願平
７−３５７４０号）。この回路は、直流電源１とコンデ
ンサＣｏの直列回路と、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの
直列回路を並列に接続し、直流電源１とコンデンサＣｏ
の接続点をトランスＴｆの１次巻線の一端に接続し、ス
イッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点をトランスＴｆの１
次巻線の他端に接続し、トランスＴｆの２次巻線に負荷
回路７ａを接続して成り、一対のスイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂが交互にオン・オフ動作することにより直流電
源１を高周波電力に変換して負荷回路７ａに供給するも
のである。各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂには、それぞ
れダイオードＤａ，Ｄｂが逆並列に接続されている。図
３２に負荷回路７ａの一例を示す。

【０００３】図３１の高周波インバータ２の動作を説明
すると、まず、スイッチング素子Ｑｂがオンのとき、直
流電源１、トランスＴｆの１次巻線Ｌｏ、スイッチング
素子Ｑｂの経路で電流が流れて、トランスＴｆの２次側
に電力を供給する。スイッチング素子Ｑｂがオフのとき
は、トランスＴｆの１次巻線Ｌｏ、ダイオードＤａ、コ
ンデンサＣｏの経路でトランスＴｆに蓄えた磁気エネル
ギー、２次側の磁気エネルギーの一部をコンデンサＣｏ
に移す。次に、スイッチング素子Ｑａがオンのとき、コ
ンデンサＣｏ、スイッチング素子Ｑａ、トランスＴｆの
１次巻線Ｌｏの経路で電流が流れて、トランスＴｆの２
次側に電力を供給する。スイッチング素子Ｑａがオフの
ときは、トランスＴｆの１次巻線Ｌｏ、直流電源１、ダ
イオードＤｂの経路で回生電流が流れて、回路の磁気エ
ネルギーの一部を直流電源１に回生させる。このように
して、トランスＴｆの１次巻線Ｌｏには高周波交流電流
が流れ、トランスＴｆにより昇圧されて、２次側の負荷
回路７ａに必要な電力が供給される。スイッチング素子
ＱａとＱｂは交互にオン・オフ駆動され、そのオン・デ
ューティで電力調整する。スイッチング素子Ｑｂのオン
・デューティを大きくするほど、負荷回路７ａに供給さ
れる電力は大きくなる。

【０００４】図３３に、負荷として、メタルハライドラ
ンプなどの放電灯を用いた場合の構成を示す。トランス
Ｔｆの２次側に限流インダクタＬ２を介してダイオード
ブリッジＤＢ１を接続し、その整流出力をコンデンサＣ
２で平滑して直流電圧を得た後、フルブリッジ構成のイ
ンバータ回路４によって低周波の矩形波電圧に変換し、
負荷である放電灯５に電力を供給する。図３４に示すよ
うな高周波インバータ回路２ａとした回路でも同様の動
作となる（特願平７−３５７３６号）。

【０００５】上記回路では、負荷のインピーダンスが低
く、出力が大きい場合に、スイッチング素子Ｑｂがオン
からオフに変化したとき、インダクタＬ２やトランスＴ
ｆの漏れインダクタンスや励磁エネルギーが負荷やコン
デンサＣｏに全て放出し切る前に、スイッチング素子Ｑ
ｂが再びオンしてしまうことがある。これにより、トラ
ンスＴｆの直流偏磁が過大になり、飽和してしまう恐れ
がある。

【０００６】この問題を解決するため、トランスＴｆの
２次側に発生する電圧の極性のうち、少なくとも一方の
極性の整流平滑回路ループにおける充電コンデンサＣｘ
の容量を平滑コンデンサに比べて充分小さくし、特に、
スイッチング素子Ｑｂのオフ時間ＴｂｏｆｆをＴｂｏｆｆ≧π√（ＣｘＬ２）／２となる所定の定数にすることで飽和を防止することを本
発明者らは提案している。この構成の具体例を図３５に
示す。

【０００７】図３５の回路では、トランスＴｆの２次側
の一方の極性では、トランスＴｆの２次側出力は限流イ
ンダクタＬ２とダイオードＤ２ｂを介して容量の小さい
コンデンサＣｘに充電され、他方の極性ではトランスＴ
ｆの２次側出力はコンデンサＣｘの電荷が存在する場合
は、インダクタＬ２とコンデンサＣｘ及びダイオードＤ
２ａを介して、コンデンサＣｘを放電しつつ、平滑コン
デンサＣ２と負荷に電力を送り、コンデンサＣｘを放電
し切ると、負荷側にインダクタＬ２を介して直接出力す
る。すなわち、コンデンサＣｘには、クランプ用ダイオ
ードＤ２ｃが接続されているので、コンデンサＣｘの電
圧がゼロになると、２次側出力は、ダイオードＤ２ｃ、
Ｄ２ａを通って平滑コンデンサＣ２に充電され、負荷５
ａに電力が供給される。コンデンサＣ２はリップルを除
去する平滑コンデンサである。

【０００８】これによって、コンデンサＣｘを充電する
２次側出力極性では、トランスＴｆやインダクタＬ２に
蓄えられたエネルギーの放出時間が速くすることがで
き、トランスＴｆの過大な直流偏磁によるコアの飽和を
防止できる。また、電源電圧が直接１次側に印加される
スイッチング素子Ｑｂのオン・デューティが大きいとき
に、トランスＴｆのコアの飽和が発生しやすいので、コ
ンデンサＣｏの電圧が１次側に印加されるスイッチング
素子ＱａがオンのときにコンデンサＣｘに充電される向
きにトランスＴｆの極性を設定すると、トランスＴｆの
飽和抑制には、より有効である。

【０００９】また、この回路では、コンデンサＣｘを放
電し、平滑コンデンサＣ２に電力を供給する極性におい
て、まず、コンデンサＣｘを放電する。これは、コンデ
ンサＣｘとインダクタＬ２の共振作用で電流が立ち上が
るので、コンデンサＣｘを小さく設定している条件で
は、電流の立ち上がりが速くなり、電流ピークを低減で
き、効率の改善を図ることができる。また、基本的に倍
電圧の整流回路の形となっているので、トランスＴｆの
昇圧比を低減でき、１次側の電流ピークも下げられるの
で、さらに効率改善が可能である。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、図３５
の回路では、トランスＴｆの２次側に設けられた整流平
滑回路において、トランスＴｆの２次側が発生する電圧
極性のうち少なくとも一方の極性では、小容量のコンデ
ンサＣｘを充電するのみの閉回路を有し、そのコンデン
サＣｘの電荷を負荷側に放出する際にトランスＴｆの２
次側を介して放出し、その電荷を放出するときの電流極
性がトランスＴｆからコンデンサＣｘに充電する極性と
は逆であるような構成である場合、２次側の整流・平滑
コンデンサＣｘを充電する極性の電圧を発生する１次側
スイッチング素子Ｑａがオン状態のとき、コンデンサＣ
ｘの容量が小さいため、スイッチング素子Ｑａがオン状
態でコンデンサＣｘの充電が終了したのち、コンデンサ
Ｃｘへの充電電圧がインダクタＬ２との共振作用により
２次側電圧と負荷電圧を加えた電圧より高くなった場
合、負荷側へコンデンサＣｘの電荷が放電を開始して、
トランスＴｆの２次巻線ｎ２には、発生した電圧極性と
逆向きに電流が流れ、同時に１次巻線ｎ１及びスイッチ
ング素子Ｑａにも逆向きの電流が流れる。この状態でス
イッチング素子Ｑａがオフしてもスイッチング素子Ｑａ
と逆並列に接続されたダイオードＤａに電流が流れ続け
てしまい、この時点で他方のスイッチング素子Ｑｂをオ
ンすると、ダイオードＤａの逆回復時間の間、電圧源と
して働くコンデンサＣｏ、ＣｓからダイオードＤａ、ス
イッチング素子Ｑｂにサージ電流が流れるような進相状
態でのスイッチング現象が発生する。

【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、高周波インバータ
と昇圧トランス、限流要素、整流・平滑回路で構成され
るＤＣ−ＤＣ変換回路を含む電源装置において、トラン
スの２次側の極性のうち、少なくとも一方で小容量のコ
ンデンサのみを充電するような構成であっても、１次側
のスイッチング素子のスイッチングタイミングが進相状
態にならないようにして、サージ電流を防止することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、逆方向通
電要素をそれぞれ並列に有する第１及び第２のスイッチ
ング素子を順方向が一致するように直列に接続した回路
と、コンデンサと直流電源とを直列に接続した回路とを
並列に接続し、コンデンサと直流電源の接続点と第１及
び第２のスイッチング素子の接続点の間にトランスの１
次巻線を接続し、トランスの２次巻線に限流用のインダ
クタと整流回路を介して平滑コンデンサを接続し、平滑
コンデンサに得られた電力を負荷に供給する電源回路構
成を備え、前記整流回路と平滑コンデンサとの間に平滑
コンデンサよりも容量の小さいコンデンサを接続した電
源装置において、少なくともトランスの１次側のスイッ
チング素子がオフする直前に該スイッチング素子に対し
て正極性の電流を重畳させるようにしたことを特徴とす
るものである。具体的には、トランスＴｆに３次巻線ｎ
３を設けて遅相電流を流すための回路２０を接続してい
る。また、図１１〜図１６の実施例のように、トランス
の１次側のスイッチング素子がオフする直前に逆方向電
流を打ち消すための電源あるいは限流要素をトランスの
１次側あるいは２次側に並列に接続しても良い。

【００１３】あるいは、図１７〜図１９の実施例では、
コンデンサＣｘを充電する１次側スイッチング素子がオ
ンしている間、コンデンサＣｘから放電しないようにし
ており、そのため、コンデンサＣｘから負荷側への放電
経路上に、スイッチ動作するものを接続している。

【００１４】また、図２０の実施例のように、コンデン
サＣｘへの充電極性となる１次側スイッチング素子Ｑａ
のオン期間をコンデンサＣｘへの最大充電時間より短く
するという手段もある。あるいは、コンデンサＣｘへの
充電極性において、コンデンサＣｘから放電を開始され
ている場合、その放電電流によるトランスＴｆの２次側
巻線の逆方向電流がゼロになるようなオン期間とする。
すなわち、コンデンサＣｘを充電する１次側スイッチン
グ素子Ｑａのオン状態の期間を上記の条件を満足する所
定の値で動作させるようにする。

【００１５】あるいは、コンデンサＣｘの充電完了時の
電圧が高いために、上記のような逆極性電圧での放電が
発生するので、コンデンサＣｘの充電完了時の電圧を低
減させればよい。あるいは、コンデンサＣｘの充電経路
における共振周波数を低下させるインダクタンス要素を
挿入することで、スイッチング素子のオン時間が任意の
値であっても、コンデンサＣｘへの充電極性期間内に放
電しないようにしたものでも良い。

【００１６】さらに、コンデンサＣｘへの充電時間を充
電経路における限流要素を小さくすることで短くし、あ
るいは、コンデンサＣｘの充放電時間を充放電経路にお
ける限流要素を小さくすることで短くし、トランスＴｆ
の２次側出力に対し逆方向の電流が流れている時間を短
縮し、それより大きいオン時間で１次側スイッチング素
子を動作させる。

【００１７】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１に本発明の第１
の実施例を示す。本実施例は、図３５に示した従来の回
路構成において、トランスＴｆに３次巻線ｎ３を設け
て、遅相電流を流す回路２０を接続したものである。図
１の回路構成では、スイッチング素子Ｑａがオンのと
き、コンデンサＣｘに充電されるので、スイッチング素
子Ｑａがオンの状態で逆方向に電流が流れ続けたまま、
スイッチング素子Ｑｂをオンする進相状態でのスイッチ
ングの可能性がある。そこで、少なくともスイッチング
素子Ｑａがオンからオフになる直前に、スイッチング素
子Ｑａに流れる電流が正方向であるように、トランスＴ
ｆの３次巻線ｎ３に１次巻線の進相電流を打ち消すよう
な遅相電流を流す回路２０を設けたものである。

【００１８】トランスＴｆの３次巻線ｎ３に接続した遅
相電流回路２０の一例を図２に示す。図２の構成は、直
流電源１’、インダクタＬ３、ダイオードＤｃ、スイッ
チング素子Ｑｃから成り、スイッチング素子Ｑｃはスイ
ッチング素子Ｑａと連動してスイッチングされる。これ
によって、スイッチング素子Ｑａがオンされると、スイ
ッチング素子Ｑｃがオンされ、３次巻線ｎ３に遅相電流
が流れる。この遅相電流はスイッチング素子Ｑａがオフ
する直前にスイッチング素子Ｑａ（あるいはダイオード
Ｄａ）に流れている逆方向電流を打ち消す電流値になる
よう、３次巻線ｎ３の巻数、直流電源１’の電圧、イン
ダクタＬ３のインダクタンス値を所定値に設計してあ
る。

【００１９】遅相電流回路２０の他の一例を図３に示
す。図３の回路では、コンデンサＣｘの充電電圧が原因
で、トランスＴｆの２次側から１次側に電力が回生され
て発生する進相状態を防止するために、トランスＴｆの
２次側から回生されるエネルギーを１次巻線ｎ１ではな
く、３次巻線ｎ３に送ることで、１次巻線ｎ１に流れる
逆電流を防止するものである。すなわち、スイッチング
素子Ｑａがオンしている状態で、スイッチング素子Ｑａ
に流れる電流が逆方向になると、スイッチング素子Ｑｃ
をオンし、回生電流を３次巻線ｎ３の側に流し、インダ
クタＬ３にエネルギーを蓄える。そして、スイッチング
素子Ｑａがオフすると同時に、スイッチング素子Ｑｃも
オフすると、トランスＴｆの１次側に遅相電流が流れる
とともに、インダクタＬ３のエネルギーは直流電源１’
に送られる。なお、直流電源１’は直流電源１と同一で
あっても良い。

【００２０】遅相電流回路２０のさらに他の一例を図４
に示す。これは、図３の回路において、インダクタＬ３
に蓄えたエネルギーを直流電源１’に送るのではなく、
コンデンサＣｃに蓄積させ、このコンデンサＣｃに蓄え
られたエネルギーを制御回路やドライブ回路の電源とし
て使用するものである。

【００２１】（実施例２）図５に本発明の第２の実施例
を示す。本実施例では、図３５に示した従来の回路構成
において、トランスＴｆに３次巻線ｎ３を設け、ダイオ
ードＤｃとスイッチング素子Ｑａを介して閉ループを形
成するように接続してある。進相状態でのスイッチング
現象について説明すると、スイッチング素子Ｑａがオン
のとき、小容量のコンデンサＣｘに充電された電圧がト
ランスＴｆの２次巻線ｎ２の電圧と平滑コンデンサＣ２
の電圧との重畳電圧よりも高くなったとき、トランスＴ
ｆの２次巻線ｎ２の電圧極性とは逆方向に電流が流れ、
トランスＴｆの１次巻線ｎ１にも逆方向に電流が流れ、
これにより、スイッチング素子Ｑａに逆方向電流が流れ
る。この状態でスイッチング素子Ｑａをオフしてもダイ
オードＤａに電流が流れ続け、さらにスイッチング素子
Ｑｂをオンすると、ダイオードＤａの逆回復時間の間、
コンデンサＣｓ、コンデンサＣｏ、ダイオードＤａ、ス
イッチング素子Ｑｂのループで短絡状態の電流サージが
発生する。すなわち、スイッチング素子Ｑａがオンして
いる期間、必ずしも正方向に電流が流れているとは限ら
ないことが進相状態でのスイッチング現象につながる。

【００２２】図５の構成では、スイッチング素子Ｑａが
オンし、トランスＴｆの１次巻線ｎ１に電圧が印加され
ると、電磁結合により３次巻線ｎ３にも電圧が発生す
る。この電圧がダイオードＤｃの順方向であるように巻
線方向を設定すれば、３次巻線ｎ３、ダイオードＤｃ、
スイッチング素子Ｑａを通って電流が流れる。この電流
値を、スイッチング素子Ｑａがオフするときの逆電流値
以上となるようにしておけば、スイッチング素子Ｑａが
オンの間、スイッチング素子Ｑａには正方向に常に電流
が流れる。

【００２３】なお、図５の構成において、３次巻線ｎ
３、ダイオードＤｃ、スイッチング素子Ｑａの閉ループ
内に、図６に示すように、限流インダクタＬ３を接続し
ても良い。また、３次巻線ｎ３自体が有する漏れインダ
クタンスを限流インダクタＬ３として使用しても良い。

【００２４】（実施例３）図７に第３の実施例を示す。
本実施例は、図５に示す回路と同様に、トランスＴｆに
３次巻線ｎ３を設け、その一端をダイオードＤｃを介し
てスイッチング素子Ｑａの一端に接続したものである
が、図５の回路と比べると、トランスＴｆの３次巻線ｎ
３の他端の接続箇所が異なる。すなわち、本実施例で
は、図３５に示した従来の回路構成において、トランス
Ｔｆに３次巻線ｎ３を設け、ダイオードＤｃを介してコ
ンデンサＣｏとの閉ループが形成されるように接続して
いる。このコンデンサＣｏは、スイッチング素子Ｑａが
オンするときに、トランスＴｆの１次巻線ｎ１の電圧源
として使用されるものである。３次巻線ｎ３の巻数を１
次巻線ｎ１の巻数より大きくしておくと、スイッチング
素子Ｑａがオンのとき、２次側から１次側にエネルギー
が回生される場合、１次巻線ｎ１より３次巻線ｎ３に電
流が流れ、３次巻線ｎ３からコンデンサＣｏにエネルギ
ーが回生されるので、スイッチング素子Ｑａに逆方向電
流が流れない。したがって、進相状態でのスイッチング
が発生しない。

【００２５】なお、図７の構成において、３次巻線ｎ
３、ダイオードＤｃ、コンデンサＣｏの閉ループ内に、
図８に示すように、限流インダクタＬ３を接続しても良
い。これは、スイッチング素子Ｑａがオンのとき、３次
巻線ｎ３の巻数が１次巻線ｎ１の巻数より大きいことに
より、常に電流が流れ続けるので、この電流を制限する
ためのものである。インダクタＬ３及び３次巻線ｎ３
は、スイッチング素子Ｑａがオフする直前のスイッチン
グ素子Ｑａの逆方向電流を防止する所定値としている。

【００２６】（実施例４）図９に第４の実施例を示す。
本実施例も、図５に示す回路と同様に、トランスＴｆに
３次巻線ｎ３を設け、その一端をダイオードＤｃを介し
てスイッチング素子Ｑａの一端に接続したものである
が、図５の回路と比べると、トランスＴｆの３次巻線ｎ
３の他端の接続箇所が異なる。すなわち、本実施例で
は、図３５に示した従来の回路構成において、トランス
Ｔｆに３次巻線ｎ３を設け、ダイオードＤｃを介してコ
ンデンサＣｏ、コンデンサＣｓ（及び直流電源１）との
閉ループが形成されるように接続している。３次巻線ｎ
３の巻線方向は、コンデンサＣｘを充電する極性の電圧
を発生するスイッチング素子Ｑａがオンしたときに、ダ
イオードＤｃに対して順方向の電圧が発生する向きにな
っている。

【００２７】本実施例において、３次巻線ｎ３の巻数を
１次巻線ｎ１の巻数より大きくして、スイッチング素子
Ｑａがオン状態でコンデンサＣｘの充電電圧が２次巻線
ｎ２の電圧とコンデンサＣ２の電圧との重畳電圧より高
くなり、トランスＴｆの１次側に返って来る回生電流を
３次巻線ｎ３の側に流してやることで、１次巻線ｎ１か
らスイッチング素子Ｑａに流れる逆方向電流を防止し、
進相状態でのスイッチングを回避するよう、３次巻線ｎ
３は所定の巻数になっている。

【００２８】さらに、コンデンサＣｘの充電電流が高く
なり、スイッチング素子Ｑａに逆方向電流が流れるの
は、直流電源１の電圧を１次巻線ｎ１に印加するスイッ
チング素子Ｑｂのオン・デューティがある範囲を越えた
場合である。また、コンデンサＣｏの電圧Ｖｃｏは、ス
イッチング素子Ｑｂのオン・デューティＤに関係し、Ｖ
ｉｎは直流電源１の電圧をＶｉｎとすると、Ｖｃｏ＝Ｖ
ｉｎ・Ｄ／（１−Ｄ）となる。スイッチング素子Ｑｂの
オン・デューティＤがある値以上でないと、スイッチン
グ素子Ｑａに流れる逆電流は発生しないので、スイッチ
ング素子Ｑｂのオン・デューティＤが小さいときには、
３次巻線ｎ３に電流を流す必要は無い。

【００２９】そこで、本実施例では、３次巻線ｎ３の巻
数を１次巻線ｎ１の巻数より大きくし、且つ、所定のオ
ン・デューティ以上で、３次巻線ｎ３に発生する電圧が
コンデンサＣｏとコンデンサＣｓ（直流電源１）の電圧
の重畳電圧より高くなるような所定の巻数となってい
る。これによって、３次巻線ｎ３に電流を流す必要の無
いときに、電流をダイオードＤｃの転流作用によって自
動的に止めることができる。

【００３０】なお、図９の構成において、３次巻線ｎ
３、ダイオードＤｃ、コンデンサＣｏ、Ｃｓの閉ループ
内に、図１０に示すように、限流インダクタＬ３を接続
しても良い。これは、３字巻線ｎ３の電流値を制限する
ものである。この限流インダクタＬ３と３次巻線ｎ３は
スイッチング素子Ｑａがオフする直前のスイッチング素
子Ｑａの逆方向電流を防止するような所定値としてい
る。限流インダクタＬ３はスイッチング素子Ｑａの逆方
向電流を防止するために必要な最低限の電流を流すよう
な所定のインダクタンス値に設定すれば効率的に良い。

【００３１】（実施例５）図１１に第５の実施例を示
す。この実施例では、図３５に示した従来の回路構成に
おいて、トランスＴｆの１次巻線ｎ１と並列に電源１ｂ
を接続したものである。この電源１ｂは、スイッチング
素子Ｑａがオンしているとき、コンデンサＣｘへの充電
電圧が高く、２次巻線ｎ２の電圧極性とは逆方向に電流
が流れることで、スイッチング素子Ｑａに逆電流が流れ
ることを防止するため、その逆電流を相殺する所定の電
流を流すための電源であり、図１１の例では電流源とな
っている。この電流源は、上記所定の電流を流す一定の
電流源でも良く、また、スイッチング素子Ｑａがオフす
る直前にのみ、スイッチング素子Ｑａの逆電流を相殺す
るような電流を流すものでも良い。また、図１２のよう
に、電源１ｂは電圧源と抵抗の直列回路のような構成で
も良い。

【００３２】（実施例６）図１３に第６の実施例を示
す。この実施例では、図３５に示した従来の回路構成に
おいて、トランスＴｆの１次巻線ｎ１と並列にインダク
タＬ４を接続したものである。これは、スイッチング素
子Ｑａがオンしているとき、前記と同じ理由で流れる逆
方向電流を相殺するための遅相電流を得る回路を１次巻
線ｎ１と並列に設けたものであり、図１３では、インダ
クタＬ４によって、その遅相電流を得る回路を構成して
いる。インダクタＬ４はスイッチング素子Ｑａの逆方向
電流を相殺するような所定値となっている。

【００３３】なお、図１４に示すように、インダクタＬ
４と直列にダイオードＤｃを接続しても良い。これは、
インダクタＬ４による遅相電流は、スイッチング素子Ｑ
ｂがオンのときには必要ないため、スイッチング素子Ｑ
ａがオンのときにのみ、コンデンサＣｏからインダクタ
Ｌ４に電流を流して遅相電流を得るものである。

【００３４】（実施例７）図１５に第７の実施例を示
す。この実施例では、図３５に示した従来の回路構成に
おいて、トランスＴｆの２次巻線ｎ２と並列にインダク
タＬ５を接続したものである。これは、スイッチング素
子Ｑａがオンしているとき、前記と同じ理由で流れる逆
方向電流を相殺するための遅相電流を得る回路を１次巻
線ｎ２と並列に設けたものであり、図１５では、インダ
クタＬ５によって、その遅相電流を得る回路を構成して
いる。インダクタＬ５はスイッチング素子Ｑａの逆方向
電流を相殺するような所定値となっている。すなわち、
本実施例は、図１３（実施例６）で示したような進相電
流を打ち消す遅相電流を得るための回路をトランスＴｆ
の１次側に設けた構成に対し、２次側に同様の回路を設
け、進相電流を２次側で抑止し、１次側に流さないよう
にしたものである。

【００３５】なお、図１６に示すように、インダクタＬ
５と直列にダイオードＤｃを接続しても良い。これは、
インダクタＬ５による遅相電流は、スイッチング素子Ｑ
ｂがオンのときには必要ないため、スイッチング素子Ｑ
ａがオンのときにのみ、インダクタＬ５に電流を流して
遅相電流を得るものであり、図１４（実施例６の一変形
例）で示したインダクタＬ４とダイオードＤｃの直列回
路をトランスＴｆの２次側に設けたものである。

【００３６】（実施例８）図１７に第８の実施例を示
す。本実施例では、コンデンサＣｘから負荷側への放電
経路内にスイッチング素子Ｑｄを設けたものである。こ
のスイッチング素子Ｑｄはスイッチング素子Ｑｂがオン
した時点でオンし、電流が略ゼロになった時点でオフす
る。また、スイッチング素子Ｑａがオンのときにはスイ
ッチング素子Ｑｄはオンせず、オフ状態を保つようなス
イッチング動作をする。これによって、コンデンサＣｘ
が充電極性のとき、負荷への放電現象が発生しないの
で、１次側に逆方向電流が流れることはない。

【００３７】（実施例９）図１８に第９の実施例を示
す。本実施例は、図１７の実施例におけるダイオードＤ
２ｃとＤ２ａの両方を介して負荷に電力を送る経路にお
いて、ダイオードＤ２ｃの接続を変更してダイオードＤ
２ｃのみを通って負荷に電力を送る構成に変更したもの
である。そして、ダイオードＤ２ａと直列にスイッチン
グ素子Ｑｄを設けている。スイッチング素子Ｑｄはスイ
ッチング素子Ｑｂと同一のスイッチング動作を行うこと
で、コンデンサＣｘの不要な放電を防止できる。

【００３８】（実施例１０）図１９に第１０の実施例を
示す。本実施例では、小容量コンデンサＣｘの充電は２
次巻線ｎ２によって行い、放電経路は補助巻線ｎ４を介
して負荷側に接続されている。２次巻線ｎ２の電圧極性
がコンデンサＣｘを充電する方向にあっても、コンデン
サＣｘの充電電圧が共振作用により高くなり、２次巻線
ｎ２の電圧と負荷電圧（平滑コンデンサＣ２の電圧）と
の重畳電圧より高くなると、放電するため、２次巻線ｎ
２の電圧＋負荷電圧＋補助巻線ｎ４の電圧がコンデンサ
Ｃｘの電圧より高くなるように補助巻線ｎ４を所定の巻
数にする。これによって、スイッチング素子Ｑａがオン
状態でコンデンサＣｘの充電極性である場合に、ダイオ
ードＤ２ａのスイッチング作用で放電電流は流れず、ス
イッチング素子Ｑａに逆方向電流は流れない。

【００３９】（実施例１１）図２０は本発明の第１１の
実施例の説明図である。この実施例は、コンデンサＣｘ
に充電する極性となるスイッチング素子Ｑａのオン期間
Ｔａ−ｏｎの変化幅を所定範囲内に抑えたものである。
あるいは、Ｔａ−ｏｎを所定値に固定し、主としてスイ
ッチング素子Ｑｂのオン期間Ｔｂ−ｏｎを変化させて出
力を調整したものでも良い。図２０のように、スイッチ
ング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏｎを固定すると、同図
（ａ）のようにスイッチング素子Ｑｂのオン期間Ｔｂ−
ｏｎが大きいほど出力が大きく、同図（ｂ）のようにス
イッチング素子Ｑｂのオン期間Ｔｂ−ｏｎが短いほど出
力が低下する。

【００４０】スイッチング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏ
ｎ期間は、スイッチング素子Ｑａを流れる電流が図２１
（ａ）のようにコンデンサＣｘの共振による電流ピーク
が過ぎ、一度負になった後、再び正になってからスイッ
チング素子Ｑａをオフするような所定のオン期間Ｔａ−
ｏｎにする。あるいは、スイッチング素子Ｑａの電流が
図２１（ｂ）のように正方向から負方向に電流の極性が
反転する前にスイッチング素子Ｑａをオフするような所
定のオン期間Ｔａ−ｏｎとする。

【００４１】（実施例１２）上述の実施例１１では、ス
イッチング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏｎがある所定範
囲内で動作するため、広範囲の出力制御をするには、ス
イッチング周波数を変動させる必要がある。そこで、実
施例１２では、図２２のように、スイッチング素子Ｑａ
をオフした後、スイッチング素子Ｑｂをオンし、所定時
間後、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ共にオフ状態である
期間Ｔｄｅａｄを所定時間設けることでスイッチング周
波数を一定に保つものである。これによって、フィルタ
などが有効に作用できるスイッチング周波数に固定する
ことができる。

【００４２】（実施例１３）図２３に第１３の実施例を
示す。主回路の構成は図３５の従来例と同じであり、本
実施例では、図２３に示す制御回路１０ｂにより、スイ
ッチング素子Ｑａ，Ｑｂの駆動信号を作成している。負
荷電圧Ｖｌａは図３５に示す回路のコンデンサＣ２の両
端から検出し、負荷電流は該コンデンサＣ２から負荷側
に流れる電流として検出する。図２３に示す制御回路１
０ｂには、スイッチング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏｎ
が短く、スイッチング素子Ｑｂのオン期間Ｔｂ−ｏｎが
長い、出力の大きいスイッチングパターンＡと、スイッ
チング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏｎが長く、スイッチ
ング素子Ｑｂのオン期間Ｔｂ−ｏｎが短い、出力の小さ
なスイッチングパターンＢが含まれている。

【００４３】両スイッチングパターンＡ，Ｂにおいて、
スイッチング素子Ｑａのオン期間Ｔａ−ｏｎ期間は共に
進相動作とならない所定値となっている。出力状態を検
出し、出力が過大である場合には、スイッチングパター
ンＢでスイッチング動作させ、出力が小さい場合には、
スイッチングパターンＡでスイッチング動作させる。

【００４４】図２３では負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流
Ｉｌｏａｄを検出し、負荷電力演算部にて電力演算して
コンパレータで電力指令値Ｗｒｅｆと比較し、スイッチ
ングパターンを切り換える。スイッチングパターンＡは
基準信号発生部の出力に基づいてＰＷＭ信号発生回路Ａ
により作成され、スイッチングパターンＢは基準信号発
生部の出力に基づいてＰＷＭ信号発生回路Ｂにより作成
される。これによって、スイッチング素子Ｑａに逆方向
の電流が流れるようなスイッチング期間で動作すること
を防止できる。

【００４５】（実施例１４）図２４に第１４の実施例を
示す。本実施例では、トランスＴｆの２次側において、
コンデンサＣｘの充電経路となるタップを設け、このタ
ップからダイオードＤ２ｂ、インダクタＬ２を介してコ
ンデンサＣｘを充電するような構成としたものである。
これによって、コンデンサＣｘへの充電電圧を低減する
ことができる。タップの位置を所定の巻数にすること
で、コンデンサＣｘの充電電圧に比べてトランスＴｆの
２次側両端電圧と負荷電圧の重畳電圧が高くなるように
する。これによって、スイッチング素子Ｑａがオン状態
でコンデンサＣｘへの充電する極性において、不要なコ
ンデンサＣｘからの放電現象を抑制できる。また、図２
５は本実施例の変形例であり、コンデンサＣｘの充電電
圧をトランスＴｆの２次側タップによって低減する他の
構成例である。

【００４６】（実施例１５）図２６に第１５の実施例を
示す。本実施例はコンデンサＣｘへの充電経路におい
て、インピーダンス要素を接続することで、コンデンサ
Ｃｘへの充電速度を低下させ、あるいはコンデンサＣｘ
の充電電圧を低下させることで進相状態でのスイッチン
グを回避するものである。図２６の回路では、インピー
ダンス要素をＺ２ａ、Ｚ２ｂの部分に接続した例を示し
ているが、図２７又は図２８に示すように、Ｚ２ａ，Ｚ
２ｂのどちらか一方に接続する構成でも良い。

【００４７】図２７では、図２６におけるＺ２ａの部分
に、インダクタＬ２ａを接続した構成を示しており、図
２８では、図２６におけるＺ２ｂの部分に、インダクタ
Ｌ２ｂを接続した構成を示している。図２７又は図２８
では、インダクタＬ２ａ，Ｌ２ｂによって、コンデンサ
Ｃｘの充電時の共振周波数を低下させ、コンデンサＣｘ
を充電する極性での１次側スイッチング素子のオン期間
内で充電が終了しないようにしたものである。

【００４８】（実施例１６）図２９に第１６の実施例を
示す。本実施例では、トランスＴｆの２次側に接続され
ているインダクタＬ２と、コンデンサＣｘの充電経路に
おけるインダクタＬ２ｂを磁気結合させ、少なくともコ
ンデンサＣｘの充電時には、その合成インダクタンスが
小さくなるようにすることで、コンデンサＣｘへの充電
期間を短くし、図２１（ａ）の電流波形のように、コン
デンサＣｘからの放電後、再び１次側スイッチング素子
の電流が順方向となるようにオン期間の範囲を広くする
ものである。また、図３０のように、トランスＴｆの２
次側に接続されているインダクタＬ２と、コンデンサＣ
ｘの充放電経路におけるインダクタＬ２ａを磁気結合さ
せて、充放電経路の合成インダクタンスを小さくするよ
うな構成でも良い。

【００４９】

【発明の効果】本発明によれば、逆方向通電要素をそれ
ぞれ並列に有する第１及び第２のスイッチング素子を順
方向が一致するように直列に接続した回路と、コンデン
サと直流電源とを直列に接続した回路とを並列に接続
し、コンデンサと直流電源の接続点と第１及び第２のス
イッチング素子の接続点の間にトランスの１次巻線を接
続し、トランスの２次巻線に限流用のインダクタと整流
回路を介して平滑コンデンサを接続し、平滑コンデンサ
に得られた電力を負荷に供給する電源回路構成を備え、
前記整流回路と平滑コンデンサとの間に平滑コンデンサ
よりも容量の小さいコンデンサを接続した電源装置にお
いて、少なくともトランスの１次側のスイッチング素子
がオフする直前に該スイッチング素子に対して正極性の
電流を重畳させるようにしたので、１次側のスイッチン
グ素子がオフになる直前に、逆方向の電流が流れるよう
な進相状態でのスイッチング動作を防止でき、スイッチ
ング素子にかかるストレスを防止でき、また、素子の耐
量を過大なものにする必要が無くなるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１における遅相電流回路の一例
を示す回路図である。

【図３】本発明の実施例１における遅相電流回路の他の
一例を示す回路図である。

【図４】本発明の実施例１における遅相電流回路の別の
一例を示す回路図である。

【図５】本発明の実施例２の回路図である。

【図６】本発明の実施例２の一変形例の回路図である。

【図７】本発明の実施例３の回路図である。

【図８】本発明の実施例３の一変形例の回路図である。

【図９】本発明の実施例４の回路図である。

【図１０】本発明の実施例４の一変形例の回路図であ
る。

【図１１】本発明の実施例５の回路図である。

【図１２】本発明の実施例５における電流源の等価回路
図である。

【図１３】本発明の実施例６の回路図である。

【図１４】本発明の実施例６の一変形例の回路図であ
る。

【図１５】本発明の実施例７の回路図である。

【図１６】本発明の実施例７の一変形例の回路図であ
る。

【図１７】本発明の実施例８の回路図である。

【図１８】本発明の実施例９の回路図である。

【図１９】本発明の実施例１０の回路図である。

【図２０】本発明の実施例１１における一対のスイッチ
ング素子の駆動信号を示す波形図である。

【図２１】本発明の実施例１１における一方のスイッチ
ング素子のオン期間と素子に流れる電流の関係を示す波
形図である。

【図２２】本発明の実施例１２における一対のスイッチ
ング素子の駆動信号を示す波形図である。

【図２３】本発明の実施例１３における制御回路の構成
を示すブロック回路図である。

【図２４】本発明の実施例１４の回路図である。

【図２５】本発明の実施例１４の一変形例の回路図であ
る。

【図２６】本発明の実施例１５の回路図である。

【図２７】本発明の実施例１５の一変形例の回路図であ
る。

【図２８】本発明の実施例１５の他の変形例の回路図で
ある。

【図２９】本発明の実施例１６の回路図である。

【図３０】本発明の実施例１６の一変形例の回路図であ
る。

【図３１】従来例１の回路図である。

【図３２】従来例１における負荷回路の等価回路図であ
る。

【図３３】従来例２の回路図である。

【図３４】従来例３の回路図である。

【図３５】従来例４の回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２高周波インバータ回路３整流・平滑回路４低周波インバータ回路５ａ負荷（放電灯）６電源装置Ｑ１スイッチング素子Ｑ２スイッチング素子ＣｓコンデンサＣｏコンデンサＴｆトランスｎ３３次巻線２０遅相電流回路Ｃｘ小容量のコンデンサＣ２平滑用のコンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】逆方向通電要素をそれぞれ並列に有す
る第１及び第２のスイッチング素子を順方向が一致する
ように直列に接続した回路と、コンデンサと直流電源と
を直列に接続した回路とを並列に接続し、コンデンサと
直流電源の接続点と第１及び第２のスイッチング素子の
接続点の間にトランスの１次巻線を接続し、トランスの
２次巻線に限流用のインダクタと整流回路を介して平滑
コンデンサを接続し、平滑コンデンサに得られた電力を
負荷に供給する電源回路構成を備え、前記整流回路と平
滑コンデンサとの間に平滑コンデンサよりも容量の小さ
いコンデンサを接続した電源装置において、少なくとも
トランスの１次側のスイッチング素子がオフする直前に
該スイッチング素子に対して逆方向の電流が流れないよ
うにしたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】請求項１において、少なくともトラン
スの１次側のスイッチング素子がオフする直前に該スイ
ッチング素子に対して正極性の電流を重畳させ、その重
畳させる電流をトランスの３次巻線から供給することを
特徴とする電源装置。
【請求項３】請求項２において、トランスの３次巻
線の両端を少なくとも一方のスイッチング素子の両端に
接続し、該スイッチング素子がオンしたとき、３次巻線
に発生した電圧により、該スイッチング素子を介して３
次巻線に電流が流れる構成としたものであって、３次巻
線から流れる電流は、該スイッチング素子に対し、正極
性であるように接続されたことを特徴とする電源装置。
【請求項４】請求項２において、トランスの３次巻
線の両端を１次側回路において電源と直列回路を形成す
るコンデンサの両端に接続したことを特徴とする電源装
置。
【請求項５】請求項２において、トランスの３次巻
線の両端を１次側回路において電源の両端に接続したこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項６】請求項２において、トランスの３次巻
線の両端を１次側回路において、電源とコンデンサの直
列回路の両端に接続したことを特徴とする電源装置。
【請求項７】請求項３乃至６のいずれかにおいて、
トランスの３次巻線によって流れる電流を限流する限流
要素が接続されていることを特徴とする電源装置。
【請求項８】請求項１において、トランスの１次巻
線に並列に電流源を接続したことを特徴とする電源装
置。
【請求項９】請求項１において、トランスの１次巻
線に並列に限流要素を接続したことを特徴とする電源装
置。
【請求項１０】請求項１において、トランスの２次
巻線に並列に限流要素を接続したことを特徴とする電源
装置。