JPH11136943A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 部品点数が少なく、小型で、バックアップ動
作開始時に不安定動作をしないバックアップ型スイッチ
ング電源を提供する。 【解決手段】 第１のコンバータ３は、第１の巻線３２
１を通して供給される直流電圧Ｖｉｎを、スイッチ素子
３３でスイッチングし、スイッチ出力を出力回路４で直
流出力電圧Ｖｏに変換して出力する。第２のコンバータ
５は、切替回路５１により、充電回路ＣＨに切り替えら
れたときは、第３の巻線３２３によって蓄電素子５２を
充電する。放電回路ＤＨに切り替えられたときは、蓄電
素子５２のエネルギをスイッチングして第３の巻線３２
３に供給する。ダイオード３４は、平滑コンデンサ１２
の一端から、第１の巻線３２１及びスイッチ素子３３を
経て、平滑コンデンサ１２の他端に至る回路ループ内に
設けられている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関し、更に詳しくは、バッテリー等の蓄電素子によっ
てバックアップする機能を有するスイッチング電源に係
る。

【０００２】

【従来の技術】この種のスイッチング電源としては、従
来より種々のタイプのものが知られている。例えば、特
開平９ー５６０８５号公報は、第１のコンバータに備え
られた変換トランスの二次側にバッテリーでなるバック
アップ素子を有する充放電回路を接続しておき、変換ト
ランスの二次巻線に生じる誘起電圧を利用してバックア
ップ素子を充電し、交流電源電圧の供給が停止したとき
は、バックアップ素子に蓄積されたエネルギを、変換ト
ランスを介することなく、充電回路に備えられたコンバ
ータ回路によって変換し、変換された電力を負荷に供給
する電源装置を開示している。

【０００３】特開平８ー２７５５２１号公報は、第１の
コンバータを構成する変換トランスの二次巻線に定電流
回路を接続し、定電流回路によりバッテリを充電し、停
電時にはバッテリの充電電圧を、インバータに供給し、
インバータから負荷に電力を供給する電源装置を開示し
ている。

【０００４】特開昭６４ー８８３６号公報は、交流電源
を整流する整流回路の出力側に、蓄電池を接続し、停電
時に蓄電池を電力供給源として用いる無停電電源装置を
開示している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述した先行技術文献
に見られるように、従来のこの種のスイッチング電源
は、交流電源電圧を入力として動作するメインの第１の
コンバータとは別に、バックアップバッテリの電力を変
換するコンバータを備える必要があった。このため、部
品点数が増大し、小型化を図ることが困難であった。

【０００６】また、従来の回路構成において、多出力を
必要とする場合、各出力回路毎に第２のコンバータを接
続するか、または、１つの出力回路に対してのみ第２の
コンバータを接続し、他の出力回路はバックアップされ
た出力回路から得られた電力をＤＣ／ＤＣコンバータで
電力変換を行なっていた。このため、出力回路数が増え
るにつれて、回路構成が一層複雑になり、部品点数が増
大し、小型化が困難になっていた。

【０００７】特開昭６４ー８８３６号公報に開示された
無停電電源装置は、交流電源を整流する整流回路の出力
側に、蓄電池を接続する回路構成を取るので、交流電源
の整流電圧に適合した起電力、及び、耐圧等を持つ蓄電
池を用いなければならない。

【０００８】本発明の課題は、部品点数が少なくて、小
型化の容易なバックアップ型スイッチング電源を提供す
ることである。

【０００９】本発明のもう一つの課題は、多出力とした
場合にも、部品点数の増加を抑え、小型化し得るバック
アップ型スイッチング電源を提供することである。

【００１０】本発明のもう一つの課題は、蓄電素子を、
交流電源の整流電圧による制限を受けることなく、任意
に選定し得るバックアップ型スイッチング電源を提供す
ることである。

【００１１】本発明の更にもう一つの課題は、バックア
ップ動作の開始時に不安定動作を生じないバックアップ
型スイッチング電源を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明に係るスイッチング電源は、入力回路と、第
１のコンバータと、第２のコンバータと、ダイオードと
を含む前記入力回路は、整流回路と、平滑用コンデンサ
とを含み、交流入力端子に供給される交流電源電圧を整
流回路によって整流し、整流出力を前記平滑用コンデン
サで平滑して、直流電圧に変換する。

【００１３】前記第１のコンバータは、変換トランス
と、スイッチ素子と、出力回路とを含む。前記変換トラ
ンスは、第１の巻線及び第２の巻線を含み、前記第１の
巻線は前記入力回路から直流電圧の供給を受ける。前記
スイッチ素子は、前記第１の巻線を通して供給される前
記直流電圧をスイッチングする。前記出力回路は、前記
第２の巻線に接続され、前記第２の巻線に現れるスイッ
チ出力を直流電圧に変換して出力する。

【００１４】前記第２のコンバータは、切替回路と、蓄
電素子を含む。前記切替回路は交流電源が停電したとき
は前記蓄電素子から供給されるエネルギを前記変換トラ
ンスに供給する放電回路を構成し、前記交流電源が復電
したときは前記入力回路を通して供給される前記交流電
源によって前記蓄電素子を充電する充電回路を構成す
る。

【００１５】前記ダイオードは、前記平滑コンデンサの
一端から、前記変換トランスの前記第１の巻線及び前記
スイッチ素子を経て、前記平滑コンデンサの他端に至る
回路ループ内に設けられている。

【００１６】交流電源が供給されている定常動作におい
て、交流入力端子に供給される交流電源電圧を、入力回
路の整流回路によって整流し、平滑コンデンサで平滑し
て直流に変換する。交流電源は、一般には、商用交流電
源である。入力回路から変換トランスの第１の巻線を通
して供給される直流電圧は、スイッチ素子でスイッチン
グされる。変換トランスの第２の巻線には出力回路が接
続されている。出力回路は、第１の巻線（一次巻線）と
第２の巻線（二次巻線）との電磁誘導結合によって第２
の巻線に現れたスイッチ出力を直流に変換して出力す
る。この直流出力電圧が負荷に供給される。

【００１７】第２のコンバータは、切替回路の働きによ
り、入力回路を通して供給される交流電源によって蓄電
素子が充電される。

【００１８】次に、交流電源が停電した場合、第２のコ
ンバータが放電回路に切り替えられ、蓄電素子から供給
されるエネルギがイッチングされ、変換トランスに供給
される。そして、変換トランス第２の巻線に現れる第２
のコンバータのスイッチング出力が出力回路によって直
流に変換され、負荷に供給される。

【００１９】上記説明から明らかなように、本発明にお
いて、第２のコンバータは、その大部分を、第１のコン
バータに備えられる各構成部分を共用しているから、部
品点数を減少させ、小型化を達成することができる。バ
ックアップ動作は、切替回路による充放電回路の選択及
びスイッチ素子の動作選択によって容易に選択すること
ができる。

【００２０】しかも、変換トランスに、充電回路または
放電回路を構成する蓄電素子を接続するので、特開昭６
４ー８８３６号公報に開示された電源装置と異なって、
蓄電素子は、交流電源の整流電圧による制限を受けるこ
となく、任意に選定し得る。

【００２１】また、第２の巻線は複数備えられ、第２の
巻線のそれぞれに、出力回路が個別的に備えられている
多出力タイプのスイッチング電源において、一個の第２
のコンバータを備えるだけでよい。このため、多出力と
した場合にも、部品点数を増大させる必要のない小型の
スイッチング電源が得られる。

【００２２】更に、本発明に係るスイッチング電源は、
平滑コンデンサと変換トランスの第１の巻線とを含む回
路ループ内に、ダイオードが設けられている。この構成
によれば、交流電源側が第２のコンバータの負荷になる
ことも、過電流制限動作が加わることもない。

【００２３】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るスイッチング
電源の電気回路図である。図示するように、本発明に係
るスイッチング電源は、入力回路１と、第１のコンバー
タ３と、第２のコンバータ５と、ダイオード３４とを含
む。６は制御回路である。

【００２４】入力回路１は、交流入力端子７１、７２に
供給される交流電源電圧Ｅｉｎを直流電圧Ｖｉｎに変換
して出力する。図示された入力回路１はダイオードブリ
ッジ等でなる整流回路１１と平滑コンデンサ１２とを備
えている。

【００２５】第１のコンバータ３は、変換トランス３２
と、スイッチ素子３３と、出力回路４とを含んでいる。
変換トランス３２は、第１の巻線３２１、第２の巻線３
２２及び第３の巻線３２３を含み、第１の巻線３２１は
一次巻線を構成し、入力回路１から直流電圧Ｖｉｎの供
給を受ける。

【００２６】スイッチ素子３３は、第１の巻線３２１を
通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。
スイッチ素子３３は代表的には電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）で構成されるが、バイポーラトランジスタ
等、他の三端子スイッチ素子であってもよい。スイッチ
素子３３の主電極回路は、変換トランス３２の第１の巻
線３２１に直列に接続されている。

【００２７】出力回路４は、第２の巻線３２２に接続さ
れ、第２の巻線３２２に現れるスイッチ出力を直流出力
電圧Ｖｏに変換して出力する。図示された出力回路４
は、いわゆるフォワードコンバータ回路を構成してお
り、スイッチ素子３３がオンしているときに導通するダ
イオード４１と、スイッチ素子３３がオフしている期間
に、チョークコイル４３に蓄積されたエネルギを放出す
るダイオード４２とでなる整流回路と、出力平滑用コン
デンサ４４とを備える。但し、このような回路構成に限
定するものではないことはいうまでもない。

【００２８】第２のコンバータ５は、切替回路５１と、
第３の巻線３２３と、蓄電素子５２とを含んでいる。切
替回路５１は、第２のコンバータ５が充電回路ＣＨとな
り、または放電回路ＤＨとなるような切替を行なう。充
電回路ＣＨに切り替えられたときは、第３の巻線３２３
から供給される電力によって蓄電素子５２を充電する。
放電回路ＤＨに切り替えられたときは、蓄電素子５２か
ら供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線３
２３に供給する。

【００２９】図示された切替回路５１は、一個の電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。切替回路
５１を構成するＦＥＴは、ドレイン及びソースによって
構成される主電極回路が第３の巻線３２３及び蓄電素子
５２を含む回路に対して直列に入るように接続されてい
る。ＦＥＴを駆動した場合に、その主電極回路が放電回
路ＤＨを構成し、ＦＥＴが駆動されていない場合に、Ｆ
ＥＴのソース．ドレイン間ダイオード５３が充電回路Ｃ
Ｈを構成する。ダイオード５３は、メインのスイッチ素
子３３がオンになったときに、図示極性（図中黒丸表
示）の第３の巻線３２３に現れる誘起電圧ＶＦに対し
て、順方向となる方向性を有している。切替回路５１と
しては、ＦＥＴ以外のスイッチ素子を用いることもでき
る。この場合、スイッチ素子と並列にダイオード５３を
接続すればよい。但し、切替回路５１をＦＥＴで構成し
た場合は、上述したように、ＦＥＴのソース．ドレイン
間ダイオード５３を利用して充電回路ＣＨを構成できる
ので、回路構成を簡素化できる。蓄電素子５２は、代表
的には、二次電池で構成される。または、コンデンサで
構成してもよい。

【００３０】充電モードと、放電モードの切替は、蓄電
素子５２の端子電圧Ｖｃを一次側に換算した電圧値と、
入力回路１から出力される直流電圧Ｖｉｎの値とを対比
して行なう。実施例において、切替回路５１を構成する
スイッチ素子を、第１のコンバータ３に含まれるメイン
のスイッチ素子３３と同期して動作させるとすると、蓄
電素子５２の端子電圧Ｖｃを一次側に換算した電圧値
が、入力回路１から出力される直流電圧Ｖｉｎの値より
も高いとき、放電モードに切り替えられ、蓄電素子５２
が電力供給源となる。定常動作時のように、蓄電素子５
２の端子電圧Ｖｃを一次側に換算した電圧値が、入力回
路から出力される直流電圧Ｖｉｎの値よりも低いとき
は、充電モードに切り替えられ、交流電源ｅが電力供給
源となる。

【００３１】端子電圧Ｖｃの一次側換算値は、第３の巻
線３２３と第２の巻線３２２との巻き数比によって定ま
るので、充電モード及び放電モードの切替に関係する端
子電圧Ｖｃを持つ蓄電素子５２を、任意に選定すること
ができる。

【００３２】メインのスイッチ素子３３及び切替回路５
１を構成するスイッチ素子は、制御回路６から供給され
る制御信号Ｓ１、Ｓ２によってそれぞれ駆動され、制御
される。制御回路６は、蓄電素子５２の端子電圧Ｖｃの
検出信号Ｓ３及び入力回路１から出力される直流電圧Ｖ
ｉｎの検出信号Ｓ４に基づいて、メインのスイッチ素子
３３及び切替回路５１のスイッチ素子に対し、切替のた
めの制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。制御回路６には、
更に、直流出力電圧Ｖｏまたは出力電流Ｉ０の検出信号
Ｓ５が入力され、この種のスイッチング電源において一
般的な出力安定化制御及び過電流保護等が行なわれる。

【００３３】ダイオード３４は、平滑コンデンサ１２の
一端から、変換トランス３２の第１の巻線３２１及びス
イッチ素子３３を経て、平滑コンデンサ１２の他端に至
る回路ループ内に設けられている。ダイオード３４は、
入力回路１を含めた交流電源側が、第２のコンバータ５
の負荷とならないようにするために設けられたものであ
る。その作用については、後で詳説する。

【００３４】交流電源ｅによる電力供給が行なわれてい
る定常動作において、入力回路１は、交流入力端子７
１、７２に供給される商用の交流電源電圧Ｅｉｎを直流
電圧Ｖｉｎに変換する。入力回路１から変換トランス３
２の第１の巻線３２１を通して供給される直流電圧Ｖｉ
ｎは、スイッチ素子３３でスイッチングされる。変換ト
ランス３２の第２の巻線３２２には出力回路４が接続さ
れているので、第１の巻線３２１（一次巻線）と第２の
巻線３２２（二次巻線）との電磁誘導結合によって、第
２の巻線３２２に伝送されたスイッチ出力は、出力回路
４によって、直流出力電圧Ｖｏに変換され、出力され
る。この直流出力電圧Ｖｏが負荷Ｌに供給される。

【００３５】定常動作時は、蓄電素子５２の端子電圧Ｖ
ｃを一次側に換算した電圧値が、入力回路から出力され
る直流電圧Ｖｉｎの値よりも低いから、第２のコンバー
タ５は、切替回路５１により、充電回路ＣＨとなるよう
に切り替えられる。充電回路ＣＨに切り替えられたとき
は、変換トランス３２の第３の巻線３２３から供給され
る電力によって蓄電素子５２が充電される。従って、定
常動作時は、第１のコンバータ３のスイッチング動作に
よって、変換トランス３２の第３の巻線３２３に誘起す
る電圧により、蓄電素子５２が充電される。実施例に示
す回路構成においては、ダイオード５３は、メインのス
イッチ素子３３がオンになったときに、図示極性（図中
黒丸表示）の第３の巻線３２３に現れる誘起電圧に対し
て、順方向となるように方向付けられているから、ダイ
オード５３を通した蓄電素子５２に対する充電は、メイ
ンのスイッチ素子３３のオン期間に行なわれる。

【００３６】次に、蓄電素子５２の端子電圧Ｖｃを一次
側に換算した電圧値が、入力回路１から出力される直流
電圧Ｖｉｎの値よりも高いときは、切替回路５１によ
り、第２のコンバータ５が放電回路ＤＨに切り替えられ
る。放電モードに切り替えられると、蓄電素子５２が電
力供給源となる。第２のコンバータ５は、蓄電素子５２
から供給されるエネルギをスイッチングして第３の巻線
３２３に供給する。第３の巻線３２３は、変換トランス
３２の巻線であり、変換トランス３２の第２の巻線３２
２と誘導結合されているから、蓄電素子５２から供給さ
れるエネルギをスイッチングして得られた電流によっ
て、第３の巻線３２３の巻線が励磁された場合、そのエ
ネルギは第３の巻線３２３から第２の巻線３２２に伝送
される。変換トランス３２の第２の巻線３２２には出力
回路４が接続されているから、第２の巻線３２２に現れ
る第２のコンバータ５のスイッチング出力が出力回路４
によって直流出力電圧Ｖｏに変換され、負荷Ｌに供給さ
れる。

【００３７】実施例において、制御回路６には、蓄電素
子５２の端子電圧Ｖｃの検出信号Ｓ３及び入力回路１か
ら出力される直流電圧Ｖｉｎの検出信号Ｓ４が入力され
ているから、これらの検出信号Ｓ３、Ｓ４から、蓄電素
子５２の端子電圧Ｖｃ及び入力回路１から出力される直
流電圧Ｖｉｎの情報を得ることができ、それに基づい
て、上述したような切替タイミングを満たす制御信号Ｓ
１、Ｓ２を生成することができる。

【００３８】上記説明から明らかなように、本発明にお
いて、第２のコンバータ５は、その大部分を、本来、ス
イッチング電源に備えられるべき各構成部分、すなわ
ち、変換トランス３２及び出力回路４を共用して、蓄電
素子５２のエネルギを負荷Ｌに供給するようになってい
るから、部品点数を減少させ、小型化を達成することが
できる。

【００３９】しかも、第２のコンバータ５によるバック
アップ動作は、切替回路５１を構成するスイッチ素子及
びメインのスイッチ素子３３の選択によって、容易に実
現することができる。

【００４０】次に、ダイオード３４の作用について説明
する。このダイオード３４がない場合を想定すると、バ
ックアップ動作において、蓄電素子５２から供給される
エネルギをスイッチングして、変換トランス３２に供給
した場合、第１のコンバータ３の前段の交流電源入力側
が第２のコンバータ５に対する負荷になり、本来の負荷
Ｌに供給されるべきエネルギーが、交流電源入力側で消
費されてしまうロスを生じる。

【００４１】また、バックアップ動作開始時に、入力回
路１を構成する平滑コンデンサ１２に充電電流が流れ
る。バックアップ動作開始時（停電時）は、平滑コンデ
ンサ１２の端子電圧は低下しており、充電電流は無視で
きない大きさになる。この充電電流に対応して、第２の
コンバータ５の切替回路５１を構成するスイッチ素子
に、第１の巻線３２１と第３の巻線３２３との巻き数比
によって換算した過大な電流が流れるから、切替回路５
１を構成するスイッチ素子を保護するため、過電流制御
動作が加わる。このため、直流出力電圧Ｖｏが低下して
しまう。本発明に係るスイッチング電源は、平滑コンデ
ンサ１２と変換トランス３２の第１の巻線３２１を含む
回路ループ内に、ダイオード３４が設けられているの
で、交流電源側が第２のコンバータ５の負荷になること
も、過電流制限動作が加わることもない。

【００４２】図１の実施例では、ダイオード３４は、平
滑コンデンサ１２の正極端子と、変換トランス３２の第
１の巻線３２の一端との間に接続されているが、その挿
入位置は、平滑コンデンサ１２の正極端子から、変換ト
ランス３２の第１の巻線３２１及びスイッチ素子３３を
経て、平滑コンデンサ１２の負極端子に至る回路ループ
内であればよい。例えば、図２に示すように、変換トラ
ンス３２の第１の巻線３２１の一端と、スイッチ素子３
３のアノード電極との間に接続してもよいし、あるい
は、図３に示すように、スイッチ素子３３のカソード電
極に接続してもよい。ダイオード３４は、当然、入力回
路１から第１のコンバータ３に対して電流が得る方向に
挿入される。

【００４３】図４は本発明に係るスイッチング電源の更
に別の実施例を示す電気回路図である。図において、図
１〜図３に示された構成部分と同一の構成部分には同一
の参照符号を付してある。この実施例は、回路内の寄生
容量に起因するスイッチングロスの低減及びノイズ抑制
に有効な回路構成を示している。この実施例の特徴は、
ダイオード３４と並列に抵抗３５を接続したことであ
る。ダイオード３４は図１〜図３において説明した機能
を有する。

【００４４】まず、抵抗３５を持たない場合について説
明する。この種のスイッチング電源では、スイッチ素子
３３の出力容量や変換トランス３２の線間容量等に起因
する寄生容量Ｃｓが発生する。このため、スイッチ素子
３３がオフになった場合のフライバック電圧により、寄
生容量Ｃｓと変換トランス３２の第１の巻線３２１のイ
ンダクタンスとによる共振回路の共振特性に従って、寄
生容量Ｃｓが充電され、その端子電圧が、フライバック
電圧のピーク値まで上昇する。説明の簡単化のため、寄
生容量Ｃｓをスイッチ素子３３の出力容量によって代表
させると、寄生容量Ｃｓの端子間電圧の上昇により、ス
イッチ素子３３の主電極間電圧Ｖｄｓが、フライバック
電圧のピーク値Ｖｐまで上昇する。

【００４５】この場合、バックアップ動作の開始時に不
安定動作を生じさせないための手段として、ダイオード
３４を挿入してあり、寄生容量Ｃｓの端子に現れる充電
電圧がダイオード３４に対して逆極性になるので、寄生
容量Ｃｓに蓄積された電荷を放電するための経路がな
い。このため寄生容量Ｃｓの両端電圧は、スイッチ素子
３３がオフしている間、ほぼフライバック電圧のピーク
値を維持する。従って、スイッチ素子３３がこの高いフ
ライバック電圧のピーク値の印加された状態でオン動作
をすることになるから、スイッチング損失が増える。ま
た、スイッチングノイズも発生する。

【００４６】この実施例では、このような問題を解決す
る手段として、ダイオード３４と並列に抵抗３５を接続
してある。このような抵抗３５があると、スイッチ素子
３３のオフ期間に、寄生容量Ｃｓに蓄積された電荷を、
抵抗３５を通して放電できるので、スイッチ素子３３が
オンする時の主電極間電圧Ｖｄｓを低下させ、スイッチ
ング損失を低減すると共に、ノイズの発生を抑制するこ
とができる。

【００４７】図５は本発明に係るスイッチング電源の更
に別の実施例を示している。図において、図１〜図４に
図示された構成部分と同一の構成部分には、同一の参照
符号を付してある。この実施例の特徴は、ダイオード３
４に並列に接続された抵抗３５を、電流検出素子として
用いた例を示している。この実施例によれば、寄生容量
によるスイッチング損失低減及びノイズ抑制に挿入され
た抵抗３５を電流検出素子として兼用しているので、専
用の電流検出素子が不要であり、回路部品が少なくて住
む利点が得られる。

【００４８】図６は本発明に係るスイッチング電源の更
に別の実施例を示す回路図である。この実施例の特徴
は、ダイオード３６、コンデンサ３７及び抵抗３８によ
るスナバ回路を付加したことである。スナバ回路は、第
１の巻線３２１の一端にカソードを接続したダイオード
３４のアノードと、第１の巻線３２１の他端との間に接
続されている。ダイオード３４のアノードに対しては、
コンデンサ３７及び抵抗３８の並列回路の一端ｂに接続
してある。第１の巻線３２１の他端に対してはダイオー
ド３６のアノードを接続してある。ダイオード３６のカ
ソードはコンデンサ３７及び抵抗３８の並列回路の他端
ａを接続してある。

【００４９】図７は図６に示したスナバ回路の動作特性
を示す波形図である。図において、横軸に時間軸をと
り、スイッチ素子３３のＯＮ、ＯＦＦのタイミングを示
してある。縦軸にスイッチ素子３３の主電極間に現れる
電圧Ｖｄｓをとってある。実線はスナバ回路を有する場
合の電圧特性、破線がスナバ回路を持たない場合の電圧
特性を示している。

【００５０】スイッチ素子３３がオフとなった時、第１
の巻線３２１にフライバック電圧ＶＦが発生する。この
フライバック電圧ＶＦにより、スイッチ素子３３の端子
電圧Ｖｄｓは、寄生容量Ｃｓと第１の巻線３２１のイン
ダクタンスによる共振回路の共振特性（図７のｃ１）に
従って上昇する。

【００５１】ここで、コンデンサ３７及び抵抗３８の並
列回路の他端ａの電位は、直流電圧Ｖｉｎにコンデンサ
３７の端子電圧を加算した電圧Ｖａにクランプされてい
る。従って、フライバック電圧ＶＦがクランプされた電
圧Ｖａよりも高くなる領域では、ダイオード３６が導通
し、スイッチ素子３３の端子電圧Ｖｄｓは、直流電圧Ｖ
ｉｎと、コンデンサ３７の端子電圧とを加算した電圧Ｖ
ａにクランプされる（図７のｃ２）。

【００５２】フライバック電圧ＶＦがクランプ電圧Ｖａ
よりも小さくなると、寄生容量Ｃｓに蓄積された電荷及
びコンデンサ３７に蓄積された電荷が抵抗３８を通して
放電されるので、スイッチ素子３３の端子電圧Ｖｄｓ
は、抵抗３８による放電特性に従って放電（図７のｃ
３）され、直流電圧Ｖｉｎで安定（図７のｃ４）する。
ここで、フライバック電圧ＶＦの電圧・時間積はスナバ
回路の有無によらず一定であるから、電圧がクランプさ
れると、フライバック期間が長くなる。

【００５３】スイッチ素子３３は直流電圧Ｖｉｎが印加
された状態でオンとなる。このため、スイッチ素子３３
がオンする時の主電極間電圧Ｖｄｓを低下させ、スイッ
チング損失を低減すると共に、ノイズの発生を抑制する
ことができる。スナバ回路がない場合は、フライバック
電圧ＶＦのピーク値ＶＦｐでスイッチ素子３３がオンす
ることになるので、スイッチング損失が増大すると共
に、ノイズの発生を招く。

【００５４】図８は本発明に係るスイッチング電源の別
の実施例を示す電気回路図である。この実施例は多出力
タイプのスイッチング電源に本発明を適用した例を示し
ている。第２の巻線３２２は複数ｎ個備えられ、第２の
巻線３２２のそれぞれに、出力回路４０１〜４０ｎが個
別的に備えられている。図示された多出力タイプスイッ
チング電源において、蓄電素子５２に対する充電は、図
１の実施例の場合と全く同様に行なわれる。

【００５５】次に、切替回路５１により、第２のコンバ
ータ５が放電回路ＤＨに切り替えられたときは、第２の
コンバータ５は、蓄電素子５２から供給されるエネルギ
をスイッチングして第３の巻線３２３に供給する。第３
の巻線３２３は、変換トランス３２の第２の巻線３２２
と誘導結合されているから、蓄電素子５２から供給され
るエネルギをスイッチングして得られた電流によって、
第３の巻線３２３の巻線が励磁された場合、そのエネル
ギは第３の巻線３２３から、ｎ個備えられた第２の巻線
３２２のそれぞれに伝送される。ｎ個の第２の巻線３２
２のそれぞれには、それと同数ｎの出力回路４０１〜４
０ｎが接続されているから、ｎ個の第２の巻線３２２の
それぞれに現れる第２のコンバータ５のスイッチング出
力が、出力回路４０１〜４０ｎによって、それぞれ直流
電圧Ｖｏ１〜Ｖｏｎに変換され、負荷に供給される。

【００５６】上記説明から明らかであるように、多出力
タイプのスイッチング電源においても、一個の第２のコ
ンバータ５を備えるだけでよい。このため、多出力とし
た場合にも、部品点数を増大させる必要のない小型のバ
ックアップ型スイッチング電源が得られる。

【００５７】図示は省略するが、図２〜図６に示した回
路構成を用いて、図８に示した他出力タイプのスイッチ
ング電源を構成することができることは自明である。

【００５８】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。 （ａ）部品点数が少なくて、小型化の容易なバックアッ
プ型スイッチング電源を提供することができる。 （ｂ）多出力とした場合にも、部品点数の増加を抑え、
小型化し得るバックアップ型スイッチング電源を提供す
ることができる。 （ｃ）蓄電素子を、交流電源の整流電圧による制限を受
けることなく、任意に選定し得るバックアップ型スイッ
チング電源を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源の実施例を示す
電気回路図である。

【図２】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を
示す電気回路図である。

【図３】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【図４】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【図５】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【図６】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【図７】図６に示したスナバ回路の動作特性を示す波形
図である。

【図８】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施
例を示す電気回路図である。

【符号の説明】

１、２ 交流入力端子 ３ 第１のコンバータ ３１ 入力回路 ３２ 変換トランス ３２１ 第１の巻線 ３２２ 第２の巻線 ３２３ 第３の巻線 ４ 出力回路 ５ 第２のコンバータ ５１ 切替回路 ５２ 蓄電素子

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力回路と、第１のコンバータと、第２の
   コンバータと、ダイオードとを含むスイッチング電源で
   あって、 前記入力回路は、整流回路と、平滑用コンデンサとを含
   み、交流入力端子に供給される交流電源電圧を整流回路
   によって整流し、整流出力を前記平滑用コンデンサで平
   滑して、直流電圧に変換し、 前記第１のコンバータは、変換トランスと、スイッチ素
   子と、出力回路とを含んでおり、 前記変換トランスは、第１の巻線及び第２の巻線を含
   み、前記第１の巻線は前記入力回路から直流電圧の供給
   を受け、 前記スイッチ素子は、前記第１の巻線を通して供給され
   る前記直流電圧をスイッチングし、 前記出力回路は、前記第２の巻線に接続され、前記第２
   の巻線に現れるスイッチ出力を直流電圧に変換して出力
   し、 前記第２のコンバータは、切替回路と、蓄電素子を含
   み、前記切替回路は交流電源が停電したときは前記蓄電
   素子から供給されるエネルギを前記変換トランスに供給
   する放電回路を構成し、前記交流電源が復電したときは
   前記入力回路を通して供給される前記交流電源によって
   前記蓄電素子を充電する回路を構成し、 前記ダイオードは、前記平滑コンデンサの一端から、前
   記変換トランスの前記第１の巻線及び前記スイッチ素子
   を経て、前記平滑コンデンサの他端に至る回路ループ内
   に設けられているスイッチング電源。
2. 【請求項２】 請求項１に記載されたスイッチング電源
   であって、 前記ダイオードと並列に接続された抵抗を含むスイッチ
   ング電源。
3. 【請求項３】 請求項２に記載されたスイッチング電源
   であって、 前記抵抗は、電流検出素子として用いられているスイッ
   チング電源。
4. 【請求項４】 請求項１、２または３に記載されたスイ
   ッチング電源であって、 更に、スナバ回路を含んでおり、前記スナバ回路は、前
   記入力回路と前記変換トランスの前記第１の巻線との間
   に挿入されているスイッチング電源。