KR101374982B1

KR101374982B1 - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR101374982B1
Application number: KR1020117026292A
Authority: KR
Inventors: 다까유끼 후지따; 겐이찌 사까끼바라
Original assignee: 다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2009-06-04
Filing date: 2010-06-03
Publication date: 2014-03-14
Also published as: EP2439839A1; US20120063178A1; JP4766181B2; AU2010254966A1; CN102422518B; WO2010140650A1; EP2439839B1; US9276489B2; JP2011015604A; CN102422518A; KR20120023638A; EP2439839A4; AU2010254966B2

Abstract

본 발명은 통상 운전에 있어서 컨버터의 스위칭 시에 기생 인덕턴스에 기인하여 직류 링크 전압이 증대하고, 이에 의해 콘덴서에 흐르는 전류를 억제하는 전력 변환 장치이다. 컨버터(4)는 복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 직류 전원선(LH)의 사이에서 접속된 스위칭 소자와, 복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 직류 전원선(LL)의 사이에서 접속된 스위칭 소자를 갖고 있다. 콘덴서(C1)와 저항(R1)과 다이오드(D1)가 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 서로 직렬로 접속된다.

Description

전력 변환 장치 {POWER CONVERTER}

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것이며, 특히 컨버터의 출력측에 클램프 회로(스너버도 포함함)를 갖는 전력 변환 장치에 관한 것이다.

인버터의 대표적인 주 회로 구성으로서, 소위 간접형 교류 전력 변환 회로가 일반적으로 사용되고 있다. 간접형 교류 전력 변환 회로에서는 교류를 정류하고, 평활 회로를 통하여 직류로 변환하여, 전압형 변환기에 의해 교류 출력이 얻어진다.

한편, 교류 전압으로부터 직접 교류 출력을 얻는 방식으로서, 매트릭스 컨버터를 대표로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치가 알려져 있다. 직접형 교류 전력 변환 장치는 상용 주파수에 의한 전압 맥동을 평활하는 대형의 콘덴서나, 리액터가 불필요하게 되므로 변환기의 소형화를 기대할 수 있어, 차세대의 전력 변환기로서 최근 주목받고 있다.

예를 들어 특허문헌 1 및 2에는 직류 링크에 평활 회로를 개재하지 않고 교류로부터 직접 교류로 변환할 수 있는 것이 개시되어 있다. 또한, 특허문헌 3에는 직류 링크에 클램프 회로를 설치하고, 직접형 교류 전력 변환 장치에서의 회생 전류의 문제의 해결을 기도하는 기술이 개시되어 있다.

특허문헌 4에 있어서는, 입력단과 컨버터의 사이에 전류 제한 저항을 설치하여, 클램프 회로가 갖는 콘덴서에 돌입 전류가 발생하는 기술이 개시되어 있다. 또한, 콘덴서에 전압이 충전된 후에는 전류 제한 저항에서의 소비 전력을 피하기 위하여 스위치에 의해 전류 제한 저항을 단락하고 있다.

특허문헌 5에 있어서는, 단상 콘덴서리스 인버터에 있어서, 직류 링크에 다이오드와 저항과 콘덴서로 이루어지는 직렬체를 설치한 기술이 개시되어 있다. 당해 저항은 콘덴서에 돌입 전류를 억제하는 전류 제한 저항으로서 기능하고 있다.

또한, 본원에 관련되는 것으로서 특허문헌 6, 7, 8을 예시한다. 특허문헌 6에는 공급되는 전류를 크게, 또한 지연상으로 하여 모터의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 기술이 개시되어 있다. 특허문헌 7에는 간접형 교류 전력 변환 회로에 있어서 전원의 순간 정지/재기동에 대응하는 기술이 개시되어 있다. 특허문헌 8에는 컨버터의 자연 전류(轉流) 모드와 등가의 다이오드 브리지를 사용한 전력 변환에 대하여 기재되어 있다.

일본 특허 공개 제2007-312589호 공보 국제 공개 제2007/123118호 일본 특허 제4049189호 일본 특허 공개 제2009-95149호 공보 일본 특허 제3772898호 일본 특허 제3806872호 공보 일본 특허 공개 평5-56682호 공보 일본 특허 제2524771호 공보

Lixiang Wei, Thomas A Lipo, "A Novel Matrix Converter To pology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754. 이또 리에, 다까하시 이사무, 「매트릭스 컨버터에서의 입출력 무효 전력의 비간섭 제어법」, 전기 학회 반도체 전력 변환 연구회 SPC-01-121, 2001. 가또 야스시, 이또 준이찌, 「승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 2007년 전기 학회 전국 대회 4-098(2007), 제4 분책 153 내지 154쪽. 가또 야스시, 이또 준이찌, 「입력 전류에 착안한 승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 2007년 전기 학회 산업 응용 부문 대회 1-31, I-279 내지 282쪽. 다께시따 다까하루, 도야마 히로시, 마쯔이 노부유끼, 「전류형 3상 인버터ㆍ컨버터의 삼각파 비교 방식 PWM 제어」, 전기 학회 논문지 D, vol. 116, No.1, 제106 내지 107쪽, 1996. Siyoung Kim, Seung-Ki Sul, Thomas A. Lipo, "AC/AC Power Conversion Based on Matrix Converter Topology with Unidirectional Switches", IEEE trans. on Industry applications, vol.36, No.1, 2000, pp139-145.

특허문헌 4의 기술에서는, 직접형 교류 전력 변환 장치의 기동 시에 콘덴서에 돌입 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있지만, 소비 전력의 관점에서 직접형 교류 전력 변환 장치의 통상 운전에서는 전류 제한 저항이 단락된다. 따라서, 예를 들어 통상 운전에서의 전류형 컨버터의 스위칭 시에 회로의 기생 인덕턴스에 의해 직류 링크에 콘덴서의 클램프 전압을 초과하는 전압이 인가되면, 콘덴서에 큰 전류가 흐른다.

또한, 특허문헌 5의 기술에서는, 직류 링크에 있어서 콘덴서와 직렬로 접속된 저항과, 이러한 저항과 병렬 접속된 스위치가 설치되어 있다. 그러나, 특허문헌 5에 기재된 기술에서는 컨버터로서 다이오드 정류 회로가 채용되고 있다. 다이오드 정류 회로는 입력 교류 전압을 정류할 수 있지만, 정류한 직류 전압(직류 링크의 전압)을 변화시킬 수는 없다. 따라서, 기동 시에는 큰 직류 전압이 직류 링크에 인가된다. 이 큰 직류 전압에 의한 기동 시의 돌입 전류를 억제하기 위하여, 이 저항은 비교적 큰 저항값을 갖는다. 나아가, 소비 전력의 관점에서 통상 운전에 있어서는 스위치가 온하여 저항이 단락된다.

또한, 특허문헌 5에 기재된 기술에서는, 상술한 바와 같이 다이오드 정류 회로가 채용되고 있기 때문에, 컨버터의 스위칭 시에 기생 인덕턴스에 의한 직류 링크 전압의 증대에 대해서는 전혀 시사되어 있지 않다.

따라서, 본 발명은 기동 후의 통상 운전에 있어서 컨버터의 스위칭 시에 기생 인덕턴스에 기인하여 직류 링크 전압이 증대되고, 이에 의해 콘덴서에 흐르는 전류를 억제하는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제1 형태는, 복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 제1 직류 전원선(LH)과, 상기 제1 직류 전원선보다도 낮은 전위가 인가되는 제2 직류 전원선(LL)과, 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)와, 상기 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)를 갖는 전류형 컨버터(4)와, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 애노드를 상기 제1 직류 전원선측을 향하게 하여 설치되는 다이오드(D1)와, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 콘덴서(C1)와, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 콘덴서 및 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 제1 저항(R1)을 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2 형태는, 제1 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 적어도 하나의 상기 복수의 입력단과 상기 콘덴서를 연결하는 직렬 경로에 설치되는 제2 저항(R81, R82)과, 상기 제2 저항을 통한 상기 적어도 하나의 상기 복수의 입력단과 상기 콘덴서의 사이의 도통/비도통을 선택하는 제1 스위치(S81, S82)를 더 구비하고, 상기 제1 저항(R1)은 상기 제2 저항보다도 낮은 저항값을 갖는다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3 형태는, 제1 또는 제2 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)를 더 구비하고, 상기 제1 저항(R1)의 저항값은, 상기 전압형 인버터의 정격 전압으로부터 상기 복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)의 상호간에 인가되는 선간 전압의 최대값을 감산한 값을, 상기 유도성 부하로부터 상기 전압형 인버터를 통하여 흐르는 회생 전류로 나눈 값 이하이다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제4 형태는, 제1 또는 제2 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)와, 상기 제1 저항(R1)과 병렬로 접속된 제2 스위치(S1)를 더 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제5 형태는, 제1 또는 제2 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)와, 상기 다이오드 및 상기 제1 저항(R1)과 병렬로 접속된 쌍방향의 제3 스위치(S5)를 더 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제6 형태는, 제5 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 다이오드(D1)와 역병렬로 접속된 제1 트랜지스터(T1)와, 애노드를 상기 제2 직류 전원선(LL)측을, 캐소드를 상기 제1 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 상기 제1 저항과 병렬로 접속된 제2 다이오드(D2)와, 상기 제2 다이오드와 역병렬로 접속된 제2 트랜지스터(T2)를 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제7 형태는, 제5 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)은 상기 콘덴서(C1)에 대하여 동일한 측에 설치되고, 상기 제3 스위치(S5)는, 애노드를 상기 제2 직류 전원선(LL)측을, 캐소드를 상기 제1 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 상기 제1 저항과 병렬로 접속된 제2 다이오드(D2)와, 애노드가 상기 제2 다이오드(D2)의 캐소드에 접속된 제3 다이오드(D3)와, 애노드가 상기 다이오드(D1)의 캐소드에 접속된 제4 다이오드(D4)와, 콜렉터가 상기 제3 다이오드의 캐소드와 상기 제4 다이오드의 캐소드와, 이미터가 상기 다이오드 및 상기 제2 다이오드의 애노드와 각각 접속된 트랜지스터를 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제8 형태는, 제4 내지 제7 중 어느 하나의 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 전압형 인버터(6)의 모든 상기 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn)를 비도통으로 하기 전에 도통한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제9 형태는, 제5 내지 제8 중 어느 하나의 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 복수의 입력단은 3개의 입력단이고, 상기 복수의 출력단은 3개의 출력단이며, 상기 전류형 컨버터(4)는 모두가 360도 주기이며 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 결정되는, 제1 전류(轉流) 모드와 120도 통전 모드 중 어느 하나를 따라 전류(轉流)하고, 상기 제1 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖고, 상기 전류형 컨버터는, 상기 제1 전류 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류하고, 상기 제1 전류 모드가 채용되어 있는 상태에서 상기 제3 스위치(S5)가 도통하는 것을 계기로 하여, 상기 120도 통전 모드가 채용되고, 상기 제3 스위치가 비도통으로 되는 시점 이후에서 상기 제1 전류 모드가 채용된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제10 형태는, 제9 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)에 접속되는 상기 유도성 부하(7)의 역률이 소정값을 하회할 때에 도통한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제11 형태는, 제10 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 유도성 부하(7)는 회전기이고, 기동 당초의 소정 기간은 상기 120도 통전 모드에 따라 상기 전류형 컨버터(4)가 전류한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제12 형태는, 제9 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 제1 임계값을 하회할 때에 도통한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제13 형태는, 제12 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계값 이상의 제2 임계값을 초과하는 값을 소정 기간 유지한 것으로써 비도통으로 되고, 상기 제3 스위치가 비도통으로 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류 모드가 채용된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제14 형태는, 제13 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계값 이상의 제2 임계값을 초과한 것을 계기로 하여 비도통으로 된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제15 형태는, 제14 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)가 비도통으로 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류모드가 채용된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제16 형태는, 제14 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 제3 스위치(S5)가 비도통으로 되고 나서 소정 기간이 경과한 후에 상기 제1 전류 모드가 채용된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제17 형태는, 제1 내지 제16 중 어느 하나의 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)은 상기 콘덴서(C1)에 대하여 상기 제2 직류 전원선(LL)측에 설치되고, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)의 직렬 접속에 대하여 상기 콘덴서와 반대측에서 직렬로 접속된 제2 콘덴서(C2)와, 애노드가 상기 직렬 접속과 상기 제2 콘덴서의 사이에, 캐소드가 상기 제1 직류 전원선에 각각 접속된 제5 다이오드(D12)와, 애노드가 상기 제2 직류 전원선에, 캐소드가 상기 직렬 접속과 상기 콘덴서의 사이에 각각 접속된 제6 다이오드(D13)를 더 구비한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제18 형태는, 제9 내지 제17 중 어느 하나의 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 120도 통전 모드는 제2 전류 모드이고, 상기 제2 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은 180도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 갖고, 상기 전류형 컨버터(4)는, 상기 제2 전류 모드에 있어서는 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제19 형태는, 제9 내지 제17 중 어느 하나의 형태에 관한 전력 변환 장치이며, 상기 120도 통전 모드는, 상기 전류형 컨버터(4)가 갖는 모든 상기 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn)가 도통하는 자연 전류 모드이다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제1 형태에 따르면, 전류형 컨버터의 스위칭 시에, 회로의 기생 용량(예를 들어 인덕턴스)에 기인하여 제1 및 제2 직류 전원선의 사이에 과대한 전압이 인가되었다고 하여도 제1 저항이 콘덴서에 흐르는 전류를 제한할 수 있다.

나아가, 복수의 입력단에 인가되는 선간 전압이 이상하게 보다 증대되어, 콘덴서의 양단 전압을 초과하여 콘덴서에 전류가 흘렀다고 하여도 제1 저항에 의해 콘덴서에 흐르는 전류의 증대를 억제할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2 형태에 따르면, 복수의 입력단으로부터 전원이 투입될 때에, 제1 스위치를 비도통으로 하고, 스위칭 소자군을 적절하게 도통시킴으로써 제2 저항을 경유하여 콘덴서를 충전할 수 있다. 이때, 전류는 제2 저항을 경유하므로 콘덴서에의 돌입 전류를 피하여 콘덴서를 충전할 수 있다. 콘덴서에 원하는 전압이 충전되었을 때에는 제1 스위치를 도통시켜 제2 저항을 단락시킬 수 있으므로, 콘덴서의 충전 후에는 제2 저항에서의 소비 전력을 피할 수 있다. 또한, 제1 저항의 저항값을 제2 저항의 저항값보다 작게 하고 있으므로, 회로 규모나 제조 비용을 저감할 수 있다.

또한, 전원 투입 후의 통상 운전에 있어서, 제1 저항은 회로의 기생 용량 혹은 선간 전압의 증대에 기인하여 콘덴서에 흐르는 전류를 저감한다. 이때 콘덴서에는 이미 전압이 충전되어 있으므로, 콘덴서에 충전되어 있지 않은 전원 투입 시에 비하여 제1 저항의 저항값을 제2 저항의 저항값보다도 저감할 수 있다. 바꾸어 말하면, 제1 저항의 저항값을 제2 저항의 저항값보다도 작게 설정하여도 콘덴서에 흐르는 전류의 증대를 억제할 정도를 저감시키지 않는다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3 형태에 따르면, 회생 전류가 제1 저항을 흐름으로써, 제1 및 제2 직류 전원선의 사이의 전압이 증대하여도 전압형 인버터에 인가되는 전압을 억제할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제4 형태에 따르면, 유도성 부하로부터 전압형 인버터를 통하여 회생 전류가 콘덴서에 흐를 때에, 제2 스위치를 도통함으로써, 제1 및 제2 직류 전원선의 사이의 전압의 제1 저항에 의한 증대를 피할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제5 형태에 따르면, 유도성 부하로부터 전압형 인버터를 통하여 회생 전류가 콘덴서에 흐를 때에, 제3 스위치를 도통함으로써, 제1 및 제2 직류 전원선의 사이의 전압의 제1 저항에 의한 증대를 피할 수 있다. 또한, 출력단에 접속되는 부하의 역률의 저하, 입력단에 접속되는 전원의 순간 전압 저하 등에 대응하기 위하여 제3 스위치를 도통시켜 클램프 회로의 본래적인 기능을 정지시킬 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제6 형태에 따르면, 클램프 회로로서의 다이오드를 쌍방향 스위치의 구성 요소로서 기능시키고 있다. 따라서, 다이오드의 개수를 저감할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제7 형태에 따르면, 제6 형태에 관한 전력 변환 장치의 제3 스위치에 비하여 트랜지스터의 수를 저감할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제8 형태에 따르면, 보다 확실하게 회생 전류가 제1 저항을 피한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제9 형태에 따르면, 출력단에 접속되는 부하의 역률의 저하, 입력단에 접속되는 전원의 순간 전압 저하 등에 대응하기 위하여 제3 스위치를 도통시켜 클램프 회로의 본래적인 기능을 정지시키는 경우라도, 제3 스위치를 도통시키지 않고 클램프 회로의 본래적인 기능을 발휘시키는 경우라도, 컨버터의 전류 모드를 적절하게 변경하여 회생 전류의 흡수와 직접형 교류 전력 변환을 양립할 수 있다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제10 형태에 따르면, 역률 저하에 의해 증대되는 회생 전류에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 피한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제11, 제13 내지 제16 형태에 따르면, 기동 당초에 있어서 회전기의 위치 검출을 행하기 위하여 지연상으로 되는 전류에 기인한 역률의 저하에 대처한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제12 형태에 따르면, 직류 전압의 저하에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 피한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제17 형태에 따르면, 제3 스위치가 비도통하고 있을 때에는, 제1 및 제2 콘덴서가 직렬 접속된 경로에서 충전되고, 제1 및 제2 콘덴서가 병렬 접속된 경로에서 방전되므로, 제1 및 제2 콘덴서에 요구되는 내압이 작아도 충분하다. 또한, 제3 스위치가 도통하고 있을 때에는, 제1 및 제2 콘덴서가 직렬 접속된 경로에서 충방전되어 클램프 회로로서의 기능이 정지된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제18 형태에 따르면, 컨버터는 제1 및 제2 전류 모드의 어느 경우에 있어서도 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류되므로, 이들 전류 모드에 따라 개별적으로 설계를 행할 필요가 없다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제19 형태에 따르면, 120도 통전 모드에 있어서 사다리꼴파와 캐리어의 비교를 행할 필요는 없다.

본 발명의 목적, 특징, 국면 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해 보다 명백하게 된다.

도 1은 직접형 교류 전력 변환 장치의 개념적인 구성을 예시하는 도면.
도 2는 제1 전류 모드에 채용되는 사다리꼴파를 예시하는 그래프.
도 3은 제1 전류 모드에서의 선간 전압 명령을 나타내는 그래프.
도 4는 제1 및 제2 직류 전원선의 사이의 전압을 나타내는 그래프.
도 5는 순간 전압 강하가 발생하였을 때의 작용을 설명하기 위한 그래프.
도 6은 도 5의 확대도.
도 7은 순간 전압 강하가 발생하였을 때의 직접형 교류 전력 변환 장치의 등가 회로를 도시하는 도면.
도 8은 저항(R1)의 저항값과 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 ic1과의 관계를 나타내는 그래프.
도 9는 제1 전류 모드에서의 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정값을 나타내는 도면.
도 10은 제1 전류 모드에서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명하는 그래프.
도 11은 인버터를 정지하였을 때의 작용을 설명하기 위한 그래프.
도 12는 저항(R1)의 저항값과 직류 링크 전압 Vdc의 관계를 나타내는 그래프.
도 13은 직접형 교류 전력 변환 장치의 개념적인 다른 일례를 도시하는 도면.
도 14는 제2 실시 형태에 관한 직접형 교류 전력 변환 장치의 개념적인 구성을 예시하는 도면.
도 15는 제2 실시 형태에 관한 직접형 교류 전력 변환 장치의 개념적인 구성을 예시하는 도면.
도 16은 제3 실시 형태에 관한 직접형 교류 전력 변환 장치를 예시하는 개념적인 구성도.
도 17은 제3 실시 형태에 관한 클램프 회로를 예시하는 개념적인 구성도.
도 18은 클램프 회로가 지지하는 클램프 전압과 부하 역률의 관계를 나타내는 그래프.
도 19는 제4 실시 형태에 관한 클램프 회로를 예시하는 개념적인 구성도.
도 20은 제4 실시 형태에 관한 클램프 회로를 예시하는 개념적인 구성도.
도 21은 제2 전류 모드에 채용되는 사다리꼴파를 예시하는 그래프.
도 22는 제2 전류 모드에서의 선간 전압 명령을 나타내는 그래프.
도 23은 제2 전류 모드에서의 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정값을 나타내는 도면.
도 24는 제2 전류 모드에서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명하는 그래프.
도 25는 제2 전류 모드에서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명하는 그래프.
도 26은 컨버터 및 인버터의 전류를 행하기 위한 제어부의 개념적인 일례를 도시하는 블록도.
도 27은 가상적인 인버터의 구성을 도시하는 회로도.
도 28은 특허문헌 5의 도 6의 (d) (e)를 도시하는 도면.
도 29는 제4 실시 형태에 관한 클램프 회로를 예시하는 개념적인 구성도.
도 30은 제4 실시 형태에 관한 클램프 회로를 예시하는 개념적인 구성도.
도 31은 순간 정전 시에도 클램프 회로가 기능하고 있는 경우의 동작을 나타내는 그래프.
도 32는 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타내는 그래프.
도 33은 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타내는 그래프.
도 34는 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타내는 그래프.

제1 실시 형태

<구성>

도 1에 도시한 바와 같이, 직접형 교류 전력 변환 장치는 전류형 컨버터(4), 클램프 회로(5), 전압형 인버터(6)를 구비하고 있다. 전류형 컨버터(4), 클램프 회로(5) 및 전압형 인버터(6)는 이 순서대로 서로 접속되어 있다.

직접형 교류 전력 변환 장치에는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt), 리액터군(2) 및 콘덴서군(3)을 경유하여 전원(1)으로부터 3상 교류의 상 전압이 입력된다. 직접형 교류 전력 변환 장치는 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)을 통하여 유도성 부하(7)에 교류 전압을 출력한다. 직접형 교류 전력 변환 장치는 직류 링크로 되는 직류 전원선(LH, LL)도 구비하고 있다. 컨버터(4)의 기능에 의해, 직류 전원선(LH)은 직류 전원선(LL)보다도 고전위로 된다.

컨버터(4)는 예를 들어 6개의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn)를 포함한다. 이것들은 설명의 편의상 제1 스위칭 소자군으로 칭하기도 한다. 각 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)는 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 직류 전원선(LH)의 사이에 설치된다. 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)는 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)과 직류 전원선(LL)의 사이에 설치된다. 컨버터(4)는 소위 전류형 컨버터를 구성하고, 6개의 다이오드(Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)를 포함한다. 이것들은 설명의 편의상 제1 다이오드군으로 칭하기도 한다.

다이오드(Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)는 모두 그 캐소드를 직류 전원선(LH)측을, 그 애노드를 직류 전원선(LL)측을 향하게 하여 배치된다. 다이오드(Drp)는 입력단(Pr)과 직류 전원선(LH)의 사이에서 스위칭 소자(Trp)와 직렬로 접속된다. 마찬가지로 하여 다이오드(Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)는 각각 스위칭 소자(Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn)와 직렬로 접속된다.

인버터(6)는 6개의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn)를 포함한다. 이것들은 설명의 편의상 제2 스위칭 소자군으로 칭하기도 한다. 각 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)는 출력단(Pu, Pv, Pw)의 각각과 직류 전원선(LH)의 사이에 설치된다. 각 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)는 출력단(Pu, Pv, Pw)의 각각과 직류 전원선(LL)의 사이에 설치된다. 인버터(6)는 소위 전압형 인버터를 구성하고, 6개의 다이오드(Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)를 포함한다. 이것들은 설명의 편의상 제2 다이오드군으로 칭하기도 한다.

다이오드(Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)는 모두 그 캐소드를 직류 전원선(LH)측을, 그 애노드를 직류 전원선(LL)측을 향하게 하여 배치된다. 다이오드(Dup)는 출력단(Pu)과 직류 전원선(LH)의 사이에서 스위칭 소자(Tup)와 병렬로 접속된다. 마찬가지로 하여, 다이오드(Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)는 각각 스위칭 소자(Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn)와 병렬로 접속된다.

예를 들어 제1 스위칭 소자군 및 제2 스위칭 소자군의 각각의 스위칭 소자에는 IGBT(절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터, 이하 간단히 IGBT라고 칭함)가 채용된다.

클램프 회로(5)에서는 클램프 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)와 저항(R1)이 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 서로 직렬로 접속된다. 클램프 다이오드(D1)는 그 애노드를 직류 전원선(LH)측을, 그 캐소드를 직류 전원선(LL)측을 향하게 하여 배치된다. 또한, 콘덴서(C1)와 클램프 다이오드(D1)의 직렬 접속은, 소위 CD 스너버로서의 구성을 실현한다. 본원에서는 이러한 CD 스너버도 클램프 회로에 포함시켜 파악한다(당해 명세서의 [기술 분야] 참조).

컨버터(4)의 입력측에는 리액터군(2)과 콘덴서군(3)이 설치되어 있다. 리액터군(2)은 리액터(Lr, Ls, Lt)와 저항(Rr, Rs, Rt)을 포함하고 있다. 각 리액터(Lr, Ls, Lt)는 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 컨버터(4)의 사이에 설치되어 있다. 저항(Rr, Rs, Rt)은 리액터(Lr, Ls, Lt)와 각각 병렬로 접속되어 있다. 콘덴서군(3)은 리액터군(2)과 컨버터(4)의 사이에 설치되고, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)를 포함하고 있다. 도 1의 예시에서는 콘덴서(Cr, Cs, Ct)의 일단이 각각 리액터(Lr, Ls, Lt)의 일단과 접속되고, 타단이 서로 접속되어 있다. 리액터(Lr, Ls, Lt)와 콘덴서(Cr, Cs, Ct)는 2차의 필터를 구성하고, 전류의 캐리어 성분을 억제한다. 저항(Rr, Rs, Rt)은 덤핑 저항으로서 기능하고, 입력되는 전압의 급준한 변동에 의해 발생하는 당해 공진 회로의 출력 전압의 진동의 폭을 제한한다.

부하(7)는 예를 들어 회전기이며, 유도성 부하인 것을 나타내는 등가 회로로 도시되어 있다. 구체적으로는 리액터(Lu)와 저항(Ru)이 서로 직렬되고, 이 직렬체의 일단이 출력단(Pu)에 접속된다. 리액터(Lv, Lw)와 저항(Rv, Rw)에 대해서도 마찬가지이다. 또한, 이들 직렬체의 타단이 서로 접속된다.

또한, 본원에 관한 최상위 개념에서는 반드시 클램프 회로(5)의 후단은 인버터(6)와 부하(7)로 제한되지 않는다. 따라서, 이하에서는, 우선 통상 운전에서의 컨버터(4)의 제어에 대하여 설명한다. 이어서, 인버터(6)의 제어에 대한 설명을 뒤로 미루고 본원에 관한 효과에 대하여 설명한다. 인버터(6) 및 부하(7)에 대해서는 그 후에 설명한다.

<컨버터(4)의 전류>

컨버터(4)는 이하에서 상세하게 설명하는 제1 전류 모드에 따라 전류한다.

제1 전류 모드에 있어서는 360도의 주기를 갖고, 서로 그 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 전류를 결정한다. 이들 사다리꼴파의 각각은 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖는다. 컨버터(4)는 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 경사 영역과 캐리어의 비교에 의해 전류한다.

제1 전류 모드는 이미 특허문헌 1, 2에 있어서 개시된 전류 기술이다. 사다리꼴파 내에서의 60도 구간의 경사 영역과 캐리어의 비교 결과에 기초하여 컨버터(4)가 전류한다. 도 2는 당해 사다리꼴파를 예시하는 그래프이다. 횡축에는 위상각 360도분을 나타내었다. 당해 그래프에 있어서 대략 삼각형의 영역에 기재된 상 전압 벡터(V4, V6, V2, V3, V1, V5)는, 각각이 기재된 영역에 있어서 당해 상 전압 벡터가 대응하는 스위칭의 패턴이 차지하는 비율을 나타낸다. 즉 위상각 0도에서는 상 전압 벡터(V4)에 상당하는 스위칭만이 실행되고, 위상각 30도에서는 상 전압 벡터(V4)에 상당하는 스위칭과, 상 전압 벡터(V6)에 상당하는 스위칭이 1:1의 비율로 실행되고, 위상각 60도에서는 상 전압 벡터(V6)에 상당하는 스위칭만이 실행된다.

또한, 상 전압 벡터에 부기된 숫자를 2진수로 변환하여 얻어지는 3자리의 숫자의 각 자리수는, 가상적인 전압형 컨버터에서의 스위칭 소자군의 상마다의 도통/비도통을 나타낸다. 예를 들어 상 전압 벡터(V4)의 「4」를 2진수로 변환하면, 「100」으로 된다. 2진수의 숫자의 1은 직류 전원선(LH)과 접속된 스위칭 소자가 도통하는 것을, 2진수의 0은 직류 전원선(LL)과 접속된 스위칭 소자가 도통하는 것을 나타낸다. 또한, 2진수의 3자리째는 r상을, 그 2자리째는 s상을, 그 1자리째는 t상을 각각 나타낸다. 즉, 상 전압 벡터(V4)에 있어서는 가상적인 전압형 컨버터가 전원의 r상 전압을 직류 전원선(LH)에 제공하고, s상 전압 및 t상 전압을 직류 전원선(LL)에 제공한다.

이미 특허문헌 1, 2에 있어서 개시된 바와 같이, 캐리어와 비교되어야 할 전류형 컨버터의 명령값은, 전류와 전압의 상대성으로부터 가상적인 전압형 컨버터의 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)과 캐리어의 비교에 기초하여 행할 수 있다. 상술한 바와 같이, 캐리어와 비교되는 것은 사다리꼴파 중 60도 구간의 경사 영역이다. 따라서, 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*) 중 최대값을 채용하는 것도 아니면 최소값을 채용하는 것도 아닌, 소위 중간상에 상당하는 것을 캐리어와의 비교 대상으로서 추출하면 된다.

보다 구체적으로는 이들 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 얻어지는 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)과, 전류형 컨버터의 선 전류 명령(예를 들어 비특허문헌 1 참조)이 서로 등가이므로, 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 비특허문헌 5에 기초하는 논리 연산을 적용하여 전류형 컨버터의 명령값을 구할 수 있다. 도 3은 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)을 나타내는 그래프이다.

이미 비특허문헌 1이나 특허문헌 1, 2에 있어서 개시된 바와 같이, 제1 전류 모드에서 컨버터를 전류시킴으로써, 선 전류는 거의 정현파형으로 되지만 직류 링크 전압의 평균값이 맥동한다(도 4의 평균값 Vdc1도 참조). 구체적으로는 당해 평균값은 60도 구간마다 그 중앙에서 극대값을 채용하고, 당해 구간의 양단에 있어서 그 극대값의 √3/2의 값을 최소값으로서 채용한다(비특허문헌 1이나 특허문헌 1, 2에 있어서는 맥동하는 전압의 진폭은 상 전압의 3/2이므로, 3상 전압의 선간 전압이 인가되는 직류 링크 전압을 기준으로 하면 최소값은 극대값의 √3/2로 됨).

도 4는 직류 링크 전압 Vdc의 포락선 E1, E2(각각 선간 전압 중 가장 큰 전압과, 다음으로 큰 전압에 상당함)와, 직류 링크 전압 Vdc로부터 펄스폭 변조에 의한 변동을 제외한 평균값 Vdc1과, 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1을 나타내는 그래프이다. 직류 링크 전압 Vdc는 포락선 E1, E2의 사이를 컨버터(4)의 스위칭에 의해 천이하기 때문에 생략되어 있다. 이러한 컨버터(4)의 동작을 바꾸어 말하면, 컨버터(4)는 자신에게 입력되는 3개의 선간 전압 중, 가장 큰 최대 선간 전압 E1과 다음에 큰 중간 선간 전압 E2를 반복하여 교대로 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 출력한다.

도면 중의 평균값 Vdc1은 (√3/2)Em/Vm으로 표시된다(상세한 도출에 대해서는 비특허문헌 1이나 특허문헌 1, 2 참조). 여기서 Em은 최대상 전압과 최소상 전압의 차의 최대값(즉, 최대 선간 전압 E1의 최대값)이고, Vm은 최대상 전압의 절대값이다. 평균값 Vdc1은 컨버터의 캐리어의 1주기 내에서 직류 링크 전압 Vdc를 평균한 값으로 된다.

직류 링크 전압 Vdc의 평균값 Vdc1의 맥동을 보정하여 3상 평형을 실현하기 위해서는 인버터(6)측에 있어서 진폭 변조 보정을 행하는 것이 바람직하다. 이 점에 대해서는 본원에 관한 상위 개념의 본질이 아니기 때문에 후술한다.

컨버터(4)의 제1 전류 모드에 따른 동작에 의해, 콘덴서(C1)에는 최대 선간 전압 E1의 최대값이 충전된다(도 4 중의 양단 전압 Vc1). 클램프 다이오드(D1)는 콘덴서(C1)로부터 직류 전원선(LH)에 흐르는 전류를 저해하므로, 직류 링크 전압 Vdc가 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1을 초과하지 않는 한, 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1은 최대 선간 전압 E1의 최대값으로 유지된다. 이하, 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1을 클램프 전압 Vc1이라고도 칭한다.

이상과 같은 컨버터(4)의 제어에 있어서, 전원(1)에 순간 전압 강하가 발생하는 경우가 있다. 예를 들어, 부하(7)와는 상이한 다른 부하가 본 직접형 교류 전력 변환 장치와 병렬하여 전원(1)에 접속된 경우, 이 밖의 부하에 순간적으로 대전류가 흐르면 전원(1)에 순간 전압 강하가 발생할 수 있다. 이러한 전원(1)의 순간 전압 강하는 특히 전원 임피던스가 높은 전원(1)을 채용한 경우에 발생하기 쉽다. 그리고, 이러한 순간 전압 강하에 따라 리액터군(2)과 콘덴서군(3)으로 이루어지는 공진 회로가 콘덴서(Cr, Cs, Ct)의 양단 전압을 증대, 보다 구체적으로는 진동시키는 경우가 있다. 또한, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)의 양단 전압은 컨버터(4)에 입력되는 상 전압으로도 파악할 수 있다.

도 5는 전원(1)에 순간 전압 강하가 발생한 경우의 상 전압 Vr과 콘덴서(Cr)의 양단 전압 Vcr과 직류 링크 전압 Vdc와 클램프 전압 Vc1과 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 ic1을 나타내는 그래프이다. 단, 저항(R1)이 설치되어 있지 않은 경우(환언하면 저항(R1)의 저항값이 거의 0인 경우)의 결과가 나타내어져 있다. 또한, 실제로는 상 전압 Vs, Vt에도 순간 전압 강하가 발생할 수 있지만, 도시를 간략화하기 위하여 상 전압 Vr만이 나타내어져 있다.

상 전압 Vr에 순간 전압 강하가 발생하면, 순간 전압 강하에 기인한 진동이 양단 전압 Vcr에 발생한다. 또한, 순간 전압 강하에 기인한 진동 이외에도 양단 전압 Vcr에는 톱니 형상의 진동이 발생하고 있는데, 이 진동은 컨버터(4)의 스위칭에 기인하여 발생하는 진동이며 순간 전압 강하에 기인하지 않는다. 예를 들어 상 전압 Vr이 중간상에 상당하는 경우에는, 상 전압 Vr(보다 구체적으로는 양단 전압 Vcr)이 직류 전원선(LH, LL) 중 어디에도 인가되지 않는 기간과 어느 하나에 인가되는 기간이 교대로 나타나서, 이 스위칭에 의해 양단 전압 Vcr에는 톱니 형상의 진동이 발생한다. 한편, 상 전압 Vr(보다 구체적으로는 양단 전압 Vcr)이 직류 전원선(LH, LL) 중 어느 하나에 항상 인가되는 기간(예를 들어 상 전압 Vr이 최대상이면서 상 전압 Vs, Vt가 마이너스로 되는 기간, 환언하면 상 전압 Vr의 파고치 부근)에서는 콘덴서(Cr)에는 그다지 진동이 발생하지 않는다.

상 전압 Vr에 순간 전압 강하가 발생한 경우에는, 컨버터(4)의 스위칭에 기인한 진동 외에, 순간 전압 강하에 기인한 감쇠 진동이 양단 전압 Vcr에 발생한다. 이러한 감쇠 진동은 의도하지 않은 것이며 양단 전압 Vcr의 증대를 초래한다.

도 6은 도 5에서의 시각 20.00ms부터 시각 25.00ms까지의 그래프를 확대하여 나타내고 있다. 도 5, 6의 예시에서는 상 전압 Vr이 순간 전압 강하로부터 회복하여 양단 전압 Vcr이 증대하고 있는 시각 t1에 있어서 컨버터(4)는 중간 선간 전압 E2로부터 전환하여 최대 선간 전압 E1을 직류 링크 전압 Vdc로서 직류 전원선(LH, LL)에 출력하고 있다. 이때, 양단 전압 Vcr의 증대에 따라 직류 링크 전압 Vdc가 클램프 전압 Vc1을 초과하고, 이에 의해 콘덴서(C1)에 전류 ic1이 흐르고 있다. 도 5, 6의 예시에서는 전류 ic1은 100A를 초과하고 있다.

또한, 도 5, 6의 예시에서는 최대 선간 전압 E1이 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 출력되고 있을 때에, 직류 링크 전압 Vdc가 클램프 전압 Vc1을 초과하고 있다. 단, 중간 선간 전압 E2가 직류 링크 전압 Vdc로서 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가되고 있을 때라도, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)의 양단 전압의 증대에 따라서는 직류 링크 전압 Vdc가 클램프 전압 Vc1을 초과할 수 있다. 그러나, 실제로는 이러한 현상은 거의 발생하지 않다. 왜냐하면, 저항(Rr, Rs, Rt)은 공진 회로에 대한 덤핑 저항으로서 기능하여, 순간 전압 강하에 기인하는 양단 전압 Cr, Cs, Ct의 진동의 진폭을 억제하기 때문이다. 이러한 덤핑 저항에 의해, 예를 들어 컨버터(4)에 입력되는 선간 전압의 증분은, 최대 선간 전압 E1의 최대값의 10분의 1 정도 이하로 억제된다. 중간 선간 전압 E2의 최대값은 최대 선간 전압 E1의 최대값의 √3/2배이므로, 중간 선간 전압 E2가 가장 큰 시점에서 공진 회로에 의한 전압의 증대가 발생하였다고 하여도 중간 선간 전압 E2는 클램프 전압 Vc1(최대 선간 전압 E1의 최대값)을 초과하지 않는다.

도 7은 순간 전압 강하에 기인하여 콘덴서(C1)에 전류 ic1이 흐르는 경우의 직접형 전력 변환 장치의 등가 회로를 도시하고 있다. 최대 선간 전압 E1은 클램프 전압 Vc1을 초과하는 노이즈원으로서 파악되고, 중간 선간 전압 E2는 클램프 전압 Vc1을 초과하지 않는 직류 전원으로서 파악된다.

상술한 바와 같이 컨버터(4)는 최대 선간 전압 E1과 중간 선간 전압 E2를 교대로 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 출력한다. 따라서, 이 등가 회로에 있어서는 최대 선간 전압 E1을 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가시키는 트랜지스터 및 이것과 직렬로 접속되는 다이오드가, 당해 노이즈원과 직렬로 접속되어 나타내어지고, 중간 선간 전압 E2를 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가시키는 트랜지스터 및 이것과 직렬로 접속되는 다이오드가, 당해 직류 전원과 직렬로 접속되어 나타내어진다. 또한, 직류 전원선(LH, LL)의 사이에는 클램프 회로(5)가 설치되어 있지만, 클램프 회로(5)에는 저항(R1)은 설치되어 있지 않은 것이 예시된다. 또한, 이 등가 회로가 있어서는 클램프 회로(5)의 후단에서 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인버터(6) 및 유도성 부하(7)로 이루어지는 전류원이 설치되어 있다.

이러한 등가 회로에 있어서, 중간 선간 전압 E2는 클램프 전압 Vc1을 초과하지 않으므로, 중간 선간 전압 E2가 선택되어 있는 기간에 있어서 클램프 회로(5)에는 전류가 흐르지 않고, 직류 전원으로부터 인버터(6) 및 유도성 부하(7)에 전류가 흐른다. 또한, 최대 선간 전압 E1은 클램프 전압 Vc1을 초과하므로, 최대 선간 전압 E1이 선택되어 있는 기간에 있어서 노이즈원으로부터 클램프 회로(5)에 전류가 흐른다.

이상과 같이, 순간 전압 강하에 기인하여 최대 선간 전압 E1이 선택되어 있는 기간에 있어서 콘덴서(C1)에 큰 전류 ic1이 흐를 수 있다. 이러한 전류 ic1은 바람직하지 않으며, 이러한 전류 ic1의 저하가 요망된다. 따라서, 본원에서는 저항(R1)을 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 콘덴서(C1)와 직렬로 설치하고 있다(도 1을 참조). 이러한 저항(R1)에 의해 전원의 순간 전압 강하에 기인하여 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 ic1을 저감할 수 있다.

여기서 저항(R1)의 저항값에 대하여 고찰한다. 예를 들어 특허문헌 4에 이미 개시되어 있는 바와 같이, 서로 직렬로 접속된 리액터와 콘덴서와 저항과 직류 전원으로 이루어지는 회로에 있어서, 콘덴서가 전혀 충전되어 있지 않은 상태에서초기적으로 흐르는 전류는 이론적으로는 전원 전압과 저항의 저항값에만 의존한다. 보다 구체적으로는 전원 전압을 저항값으로 나눈 값이 돌입 전류로서 파악된다.

본 직접형 교류 전력 변환 장치에 있어서는, 이미 충전된 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1과, 양단 전압 Vc1을 초과한 직류 링크 전압 Vdc의 차분 △E(도 6 참조)가 상기 회로에서의 전원 전압에 상당한다. 차분 △E는 전원 전압의 10분의 1 정도이므로, 순간 전압 저하에 기인하는 전류 ic1은, 예를 들어 직접형 교류 전력 변환 장치의 기동 시에서의 콘덴서(C1)에의 돌입 전류에 비하여 작다. 따라서, 전류 ic1을 억제하는 저항(R1)의 저항값은 돌입 전류를 억제하기 위한 저항의 저항값에 비하여 작아도 된다. 이 점에 대해서는 제2 실시 형태에서 상세하게 설명한다.

도 8은 본 직접형 교류 전력 변환 장치에 있어서 저항(R1)의 저항값과 전류 ic1의 최대값과의 관계를 나타내는 그래프이다. 도 8로부터 이해할 수 있는 바와 같이, 전류 ic1의 최대값은 저항(R1)의 저항값의 증대와 함께 저하하여 소정의 값에 점차 근접한다. 여기에서는 전원(1)의 선간 전압의 실효값을 456V, 리액터(Lr, Ls, Lt)의 인덕턴스를 1mH, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)의 전기 용량을 10μF, 콘덴서(C1)의 전기 용량을 390μF, 부하(7)의 저항 성분을 10.8Ω, 인덕턴스 성분을 13.6mH로 하여 계산하고 있다. 또한, 통상 운전에서는 저항(R81, R82)은 단락되어 있기 때문에 무시되어 있다.

도 8로부터 저항(R1)의 저항값이 4Ω보다도 작은 범위에서는 전류 ic는 비교적 급준하게 저하하고, 저항(R1)의 저항값이 4Ω보다도 큰 범위에서는 비교적 완만하게 저감한다. 따라서, 저항(R1)의 저항값을 4Ω 이상으로 함으로써 전류 ic1을 효율적으로 저감할 수 있다.

또한, 통상 운전에 있어서는, 콘덴서(C1)가 충전되어 클램프 전압 Vc1은 최대 선간 전압 E1의 최대값과 일치한다. 따라서, 컨버터(4)에 의도하지 않는 큰 전압이 입력되지 않는 한, 컨버터(4)측으로부터 콘덴서(C1)에 전류는 흐르지 않는다. 나아가 콘덴서(C1)와 직렬로 접속된 저항(R1)에도 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 본원과 같이 저항(R1)을 설치하였다고 하여도 컨버터(4)의 통상 운전 시에 컨버터(4)로부터 저항(R1)에 전류가 흘러 저항(R1)에서 전력을 소비하는 것은 방지된다.

<인버터(6)의 전류>

이미 도 4에 나타낸 바와 같이, 제1 전류 모드에서 컨버터(4)를 전류시킴으로써, 직류 링크 전압 Vdc의 평균값 Vdc1이 맥동한다. 구체적으로는 평균값 Vdc1은 60도 구간마다 그 중앙에서 극값을 채용하고, 당해 구간의 양단에 있어서 그 극값의 √3/2의 값을 최소값으로서 채용한다. 이 맥동을 보정하여 3상 평형을 실현하기 위해서는, 인버터(6)측의 선간 전압 명령에 대하여 진폭 변조 보정을 행하는 것이 바람직하다. 도 9는 이러한 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정값을 예시하는 그래프이다. 이러한 보정은 예를 들어 비특허문헌 1에 예시되어 있다.

이제, 컨버터(4)의 스위칭 소자(Ttn)가 도통하면서 스위칭 소자(Ttp, Trn, Tsn)가 비도통이며, 스위칭 소자(Trp, Tsp)가 상보적으로 도통하는 상황을 생각한다. 스위칭 소자(Trp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Tsp)가 도통하는 기간의 비는, 각각 도 3의 선간 전압 명령(Vrs*)의 값과 선간 전압 명령(Vst*)의 값과의 비와 동등하다. 따라서, 스위칭 소자(Trp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Tsp)가 도통하는 기간의 비를 drt:dst로서 설명을 계속한다.

도 10은 제1 전류 모드에서의 컨버터(4)와 인버터(6)의 동작을 설명하는 그래프이다. 컨버터(4)의 전류에 사용되는 캐리어(C)로서, 그 값이 0 내지 drt+dst까지 변동하고, 주기 ts의 삼각파(톱니파이어도 됨)인 것으로 가정한다. 캐리어(C)가 0 내지 drt의 값을 채용할 때에 스위칭 소자(Trp)가 도통하고, drt 내지 drt+dst의 값을 채용할 때에 스위칭 소자(Tsp)가 도통하는 제어를 행함으로써, 스위칭 소자(Trp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Tsp)가 도통하는 기간의 비를 drt:dst로 할 수 있다.

입력 전류 Ir, Is, It는 각각 입력단(Pr, Ps)에 유입하는 전류 및 입력단(Pt)으로부터 흘러 나가는 전류를 나타내고 있다. 또한, 직류 링크 전류 Idc는 직류 링크부를 흐르는 전류이며, 여기에서는 클램프 회로(5)에 흐르는 전류를 무시하여 생각하고, 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류이다.

인버터(6)측의 전류에 사용되는 캐리어(C)도 컨버터(4)의 전류에 사용되는 캐리어(C)와 공유된다. 인버터(6)의 전류가 전압 벡터(V0, V4, V6)를 채용하여 반복되는 경우가 도 10에 예시되어 있다. 단, 인버터(6)에서의 전압 벡터와 컨버터(4)의 전류에서 채용되는 가상적인 상 전압 벡터와는 직접 관계는 없다. 인버터(6)의 전류에서 채용되는 전압 벡터에 부기된 숫자를 2진수로 변환하여 얻어지는 3자리의 숫자의 각 자리수는, 제2 스위칭 소자군의 상마다의 도통/비도통을 나타낸다. 예를 들어 전압 벡터(V4)는 인버터(6)가 직류 전원선(LH)을 출력단(Pu)에 접속하고, 직류 전원선(LL)을 출력단(Pv, Pw)에 접속하는 패턴을 나타내고 있다.

이 경우, 전압 벡터(V0, V4, V6)를 채용하는 기간의 비를 각각 d0, d4, d6(단, d6=1-d0-d4)으로 나타내면, 이미 특허문헌 1, 2에 있어서 나타내어진 바와 같이, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0) 내지 drt+dstㆍd0을 채용하는 기간에서 전압 벡터(V0)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 drt+dstㆍd0 내지 drt+dst(d0+d4)를 채용하는 기간 및 값 drt(1-d0-d4) 내지 drt(1-d0)을 채용하는 기간에서 전압 벡터(V4)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 0 내지 drt(1-d0-d4)를 채용하는 기간 및 값 drt+dst(d0+d4) 내지 drt+dst를 채용하는 기간에서 전압 벡터(V6)를 채용하면 된다.

바꾸어 말하면 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0), drt, drt+dstㆍd0, drt+dst(d0+d4)를 채용하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자군의 도통 패턴을 전환하면 된다.

또한, 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn)는, 도 10의 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)의 활성/비활성(그래프 상에서는 고전위/저전위로서 나타내어짐)에 의해 각각 도통/비도통하는 것으로 하였다.

여기에서는 인버터(6)의 전류가 전압 벡터(V0, V4, V6)를 채용하여 반복되는 경우를 예시하고 있기 때문에, 스위칭 소자(Twp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Twn)는 항상 도통으로 되므로, 스위칭 신호(Swp, Swn)는 각각 비활성, 활성으로서 나타내어져 있다.

또한, 전압 벡터(V0)가 채용되어 있는 기간은 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)의 전부가 비도통으로 되므로, 직류 링크 전류 Idc는 당해 기간에서 0으로 된다. 이에 따라 컨버터(4)가 캐리어(C)가 값 drt를 채용하는 시점에서 전류함에도 불구하고, 입력 전류 Ir, Is, It는 0으로 되어 있다. 나아가, 전압 벡터(V0)가 채용되어 있는 기간이 drt와 dst로 내분되므로, 입력 전류 Ir, Is가 0으로 되는 기간이 동일한 drt와 dst의 비로 분배된다. 따라서, 입력 전류의 파형 열화를 억제할 수 있다.

도 10에 나타낸 바와 같이, 전압 벡터(V0)가 채용되어 있는 기간에 있어서, 컨버터(4)는 출력 전압으로서 최대 선간 전압(도 10의 스위칭에서는 선간 전압 Vst)과 중간 선간 전압(도 10의 스위칭에서는 선간 전압 Vrt)을 전환한다. 즉, 직류 링크 전류 Idc가 0인 기간에 있어서, 최대 선간 전압/중간 선간 전압이 전환된다. 그러나, 회로의 기생 인덕턴스(예를 들어 직류 전원선(LH)의 인덕턴스 성분)에 의해, 0 전압 벡터(V0)가 채용되어 있는 기간이라도 직류 링크 전류 Idc가 흐를 수 있다. 이러한 직류 링크 전류 Idc는 콘덴서(C1)에 흐른다. 왜냐하면 전압 벡터(V0)가 채용되어 있을 때에는 직류 전원선(LH)으로부터 인버터(6)를 통하여 직류 전원선(LL)에 전류는 흐르지 않기 때문이다.

그리고, 특히 중간 선간 전압으로부터 최대 선간 전압으로 전환될 때에 콘덴서(C1)에 큰 전류가 흐르기 쉽다. 최대 선간 전압은 중간 선간 전압보다도 크기 때문이다.

그러나, 본 실시 형태에 관한 직접형 교류 전력 변환 장치에 있어서는, 콘덴서(C1)와 직렬로 저항(R1)이 설치되어 있다. 따라서, 저항(R1)은 회로의 기생 인덕턴스에 기인하여 콘덴서(C1)에 흐르는 전류도 저감할 수 있다.

또한, 회로의 기생 인덕턴스와 컨버터(4)의 스위칭에 기인하여 직류 링크에 과대한 전압이 인가되어 콘덴서(C1)에 전류가 흐르는 경우도 생각할 수 있다. 따라서, 이러한 메커니즘에 의한 콘덴서(C1)에의 전류는 반드시 인버터(6)의 존재를 전제로 하지 않는다.

<과전류에 의한 인버터(6)의 정지>

이러한 인버터(6)에 있어서, 예를 들어 부하(7)에 과전류가 발생한 경우, 부하(7)에의 전류의 공급을 정지하기 위하여 스위칭 소자(Tup, Tun, Tvp, Tvn, Twp, Twn)를 비도통으로 하게 한다(이하, 인버터(6)의 정지라고 칭함). 이 경우, 부하(7)에 축적된 유도 에너지가 다이오드(Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, Dwn)를 통하여 클램프 회로(5)에 회생된다.

예를 들어 부하(7)에 흐르는 전류가 소정의 과전류 설정값에 도달한 것을 계기로 하여, 인버터(6)를 정지시킨 경우, 최대로 과전류 설정값과 동등한 회생 전류가 클램프 회로(5)에 흐른다. 도 11은 과전류에 의해 인버터(6)를 정지시킨 경우의 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 ic1(이하, 회생 전류 ic1이라고도 칭함)과, 직류 링크 전압 Vdc와, 저항(R1)의 전압 강하 Vr1을 나타내고 있다. 도 11에 있어서는 과전류 설정값을 22A로 하고 있고, 그 밖의 회로 상수는 도 8에서 나타낸 그래프에서의 회로 상수와 동일하다.

도 11에 나타낸 바와 같이, 예를 들어 시각 t2에서 인버터(6)를 정지하였을 때, 부하(7)로부터 인버터(6)를 통하여 콘덴서(C1)에 회생 전류 ic1이 흐른다. 시각 t2에 있어서 회생 전류 ic1은 22A이다. 이러한 회생 전류 ic1은 부하(7)의 유도 에너지에 기인하므로 시간과 함께 저하하여 0에 이른다. 따라서, 회생 전류 ic1을 인수로서 산출되는 전압 강하 Vr1도 전류 ic1과 동일하게 시간과 함께 저하하여 0에 이른다.

직류 링크 전압 Vdc는 저항(R1)의 전압 강하 Vr1과 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1의 합이다. 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1은 회생 전류 ic1의 적분에 기초하여 상승하므로, 그 상승 속도는 전압 강하 Vr1의 그것과 비교하여 완만하고, 시각 t2 직후에 있어서는 거의 변화하지 않는다. 따라서, 직류 링크 전압 Vdc의 최대값은 시각 t2에서의 전압 강하 Vr1(=저항값×과전류 설정값)과, 시각 t2에서의 양단 전압 Vc1(=최대 선간 전압 E1의 최대값)의 합이다.

도 11의 예시에서는 직류 링크 전압 Vdc는 시각 t2에서 전압 강하 Vr1의 분만큼 증대하고, 그 후 시간의 경과와 함께 저하하고 있다. 이러한 직류 링크 전압 Vdc의 증대는 바람직하지 않아 저감이 요망되고 있다.

도 12는 회생 전류에 기인하는 직류 링크 전압 Vdc의 최대값과, 저항(R1)의 저항값의 관계를 나타내고 있다. 저항값이 큰 범위에서는 직류 링크 전압 Vdc의 최대값은 저항(R1)의 저항값에 비례한다. 이것은 저항(R1)의 전압 강하 Vr1의 최대가 양단 전압 Vc1의 상승분 △Vc1보다도 크기 때문이다. 즉, 도 11의 예시와 같이 시각 t2에서의 전압 강하 Vr1과 시각 t2에서의 양단 전압 Vc1의 합이 직류 링크 전압 Vdc의 최대값으로 된다.

한편, 저항(R1)의 저항값이 작은 범위에서는 직류 링크 전압 Vdc의 최대값은 저항값에 의존하지 않고 일정하다. 이것은 저항(R1)의 전압 강하 Vr1의 최대(즉, 시각 t2에서의 전압 강하 Vr1)가 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1의 상승분 △Vc1보다도 작기 때문이다. 이때, 저항(R1)의 전압 강하 Vr1에 따르지 않고 직류 링크 전압 Vdc의 최대값은 콘덴서(C1)의 양단 전압 Vc1의 최대값이다.

이러한 직류 링크 전압 Vdc의 최대값이 예를 들어 인버터(6)의 정격 전압을 초과하지 않도록 저항(R1)의 저항값이 설정되면 된다. 구체적으로는 저항(R1)의 저항값은 인버터(6)의 정격 전압 Vmax로부터 시각 t2에서의 양단 전압 Vc1을 감산한 값(Vmax-Vc1)으로부터, 회생 전류의 최대값(즉, 과전류 설정값)을 나눈 값 이하로 설정되면 된다. 또한, 시각 t2에서의 양단 전압 Vc1은 컨버터(4)에 입력되는 최대 선간 전압 E1의 최대값이다.

예를 들어 인버터(6)의 정격 전압 Vmax를 820V로 하면, 도 12의 예시에 있어서는 저항(R1)의 저항값을 4Ω 이하로 함으로써, 직류 링크 전압 Vdc를 정격 전압 Vmax 이하로 할 수 있다.

<클램프 회로(5)의 다른 구성>

도 13에 도시되는 직접형 교류 전력 변환 장치는 도 1에 비하여 클램프 회로(5)의 구성이 상이하다. 클램프 회로(5)는 콘덴서(C1, C2)와 클램프 다이오드(D1)와 다이오드(D12, D13)와 저항(R1)을 구비하고 있다.

콘덴서(C1, C2)는 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 서로 직렬로 접속되어 있다. 콘덴서(C1)는 콘덴서(C2)에 대하여 직류 전원선(LH)측에 설치되어 있다. 클램프 다이오드(D1)는 콘덴서(C1, C2)의 사이에서 이것들과 서로 직렬로 접속된다. 클램프 다이오드(D1)는 그 애노드를 직류 전원선(LH)측을, 그 캐소드를 직류 전원선(LL)측을 각각 향하게 하여 배치된다. 저항(R1)은 콘덴서(C1, C2)의 사이에서 클램프 다이오드(D1)와 직렬로 접속된다. 다이오드(D12)의 애노드는 클램프 다이오드(D1) 및 저항(R1)의 직렬체와 콘덴서(C2)의 사이에, 그 캐소드는 직류 전원선(LH)에 각각 접속된다. 다이오드(D13)의 애노드는 직류 전원선(LL)에, 그 캐소드는 클램프 다이오드(D1) 및 저항(R1)의 직렬체와 콘덴서(C1)의 사이에 각각 접속된다.

이러한 클램프 회로(5)에 따르면, 콘덴서(C1, C2)가 서로 직렬 접속된 경로에서 충전되고, 콘덴서(C1, C2)가 서로 병렬 접속된 경로에서 방전되므로, 이들 콘덴서에 요구되는 내압이 작아도 충분하다(특허문헌 3 참조). 또한, 이미 특허문헌 3에 개시되어 있는 바와 같이, 클램프 회로(5)는 부하(7)의 역률(이하, 「부하 역률」이라고 칭함)에 따른 충방전 동작을 행한다. 이에 의해, 부하 역률이 낮은 범위에 있어서 클램프 회로(5)의 클램프 전압(콘덴서(C1, C2)의 1조의 양단 전압)의 증대를 억제할 수 있다. 나아가, 콘덴서(C1, C2)의 방전 경로에는 저항(R1)이 개재되지 않으므로, 콘덴서(C1, C2)의 방전 시에 저항(R1)에서 소비 전력이 발생하는 것을 피할 수 있다.

이러한 클램프 회로(5)에 있어서도, 컨버터(4)에 입력되는 전압이 의도하지 않게 증대되었을 때의 도 1의 클램프 회로(5)와 마찬가지로 콘덴서(C1, C2)에 흐르는 전류를 저감할 수 있다.

제2 실시 형태

제2 실시 형태에 있어서는, 직접형 교류 전력 변환 장치의 기동 시에 있어서 콘덴서(C1)에 흐르는 돌입 전류를 억제하는 것을 목적으로 한다. 또한, 기동 후의 통상 운전에 있어서 작은 저항으로 콘덴서에 흐르는 전류를 억제한다.

도 14에 예시하는 직류형 전력 변환 장치에서는, 도 1의 구조와 비교하여 컨버터(4)의 입력측에 전류 제한 저항군(8)도 설치되어 있다. 전류 제한 저항군(8)은 예를 들어 입력단(Pr, Ps, Pt)과 리액터군(2)의 사이에 설치되고, 저항(R81, R82)과 스위치(S81, S82)를 포함하고 있다. 저항(R81, R82)은 예를 들어 입력단(Pr, Pt)과 컨버터(4)(보다 구체적으로는 예를 들어 리액터군(2))의 사이에 설치되어 있다. 저항(R81, R82)의 저항값은 저항(R1)의 저항값보다도 크고, 저항(R81, R82)은 소위 전류 제한 저항으로서 기능한다. 예를 들어 직접형 교류 전력 변환 장치의 기동 시에, 초기적으로는 전압이 충전되어 있지 않은 콘덴서(C1)를 충전하는 바, 콘덴서(C1)에의 돌입 전류를 억제하기 위하여 저항(R81, R82)이 설치되어 있다.

여기에서는 기동 시에 컨버터(4)가 입력단(Pr, Ps, Pt)에 인가되는 상 전압의 전부를 이용하여 콘덴서(C1)에 직류 전압을 인가하고, 이에 의해 콘덴서(C1)를 충전하는 것이 상정되어 있다. 예를 들어, 기동 시에 컨버터(4)가 갖는 스위칭 소자의 전부를 도통시켜, 컨버터(4)를 다이오드 브리지로서 기능시킨다. 이러한 동작에 있어서, 콘덴서(C1)와 입력단(Pr, Ps, Pt)을 연결하는 직류 루프의 어느 것에 있어서도 저항(R81, R82) 중 적어도 어느 한쪽이 개재된다. 이에 의해, 콘덴서(C1)에 돌입 전류가 억제된다. 저항(R81, R82)은 입력단(Pr, Ps, Pt) 중 어느 2개에 각각 설치되어 있으면 되고, 또한 3개 저항이 입력단(Pr, Ps, Pt)에 각각 설치되어 있어도 된다.

스위치(S81, S82)는 각각 저항(R81, R82)과 병렬로 접속되어 있다. 스위치(S81, S82)는 예를 들어 기동 시에 개방 상태로 되어 콘덴서(C1)의 충전 시에 저항(R81, R82)을 기능시킨다. 즉, 저항(R81, R82)을 통하여 콘덴서(C1)에 충전 전류가 흐른다. 한편, 기동이 종료되고 콘덴서(C1)에 충분한 전압이 충전되면, 스위치(S81, S82)는 폐쇄 상태로 되어, 저항(R81, R82)의 기능을 정지시킨다. 즉, 기동 후의 직접형 교류 전력 변환 장치의 통상 운전에서는 저항(R81, R82)에는 전류가 흐르지 않는다. 따라서, 통상 운전에서의 저항(R81, R82)에서의 소비 전력을 피할 수 있다.

또한, 이미 특허문헌 4에 개시된 바와 같이, 예를 들어 기동 시에 컨버터(4)가 입력단(Pr, Ps, Pt) 중 어느 2개에 인가되는 상 전압만을 이용하여 콘덴서(C1)를 충전하여도 된다. 예를 들어 입력단(Pr, Ps)의 선간 전압(입력단(Pr)의 상 전압과 입력단(Ps)의 상 전압의 차)이 플러스일 때에 스위칭 소자(Trp, Tsn)를 도통시키고, 입력단(Pr, Ps)의 선간 전압이 마이너스일 때에 스위칭 소자(Trn, Tsp)를 도통시킨다. 이 경우, 입력단(Pr, Ps)과 콘덴서(C1)를 연결하는 직선 경로에만 전류가 흐르므로, 2개의 입력단(Pr, Ps) 중 어느 한쪽에 저항(R81) 및 스위치(S81)가 설치되어 있으면 되고, 저항(R82)과 스위치(S82)는 설치되지 않아도 된다.

또한, 예를 들어 도 15에 도시하는 형태이어도 된다. 도 15의 예시에서는 콘덴서(C1)는 서로 직렬 접속된 2개의 콘덴서(C1, C2)로 분할되어 있다. 전원은 중성점을 갖고 있고, 이러한 중성점이 입력단(Pn)에 접속된다. 전류 제한 저항군(8)은 입력단(Pn)과 콘덴서(C1, C2)의 사이에서 서로 직렬로 접속되는 저항(R81) 및 스위치(S81)를 포함하고 있다.

기동 시에는 스위치(S81)가 폐쇄 상태로 되고, 컨버터(4)가 입력단(Pr, Ps, Pt) 중 적어도 어느 1개와, 입력단(Pn)에 인가되는 전압을 이용하여 콘덴서(C1, C2)의 각각에 상 전압을 배 전압 정류한 직류 전압을 인가한다. 이러한 배 전압 정류 시에 콘덴서(C1, C2)의 각각에 흐르는 전류 경로의 어느 쪽에도 저항(R81)이 개재된다. 따라서, 콘덴서(C1, C2)의 각각에 흐르는 돌입 전류를 억제할 수 있다. 그리고, 기동 후에는 스위치(S81)가 개방 상태로 되고, 통상 운전에서는 전류는 저항(R81)을 흐르지 않는다.

또한, 상술한 어느 저항(R81, R82)도 입력단 중 적어도 어느 1개와 콘덴서(C1)(혹은 콘덴서(C1, C2))를 연결하는 경로에 설치되는 것으로 파악할 수 있다. 또한, 상술한 어느 스위치(S81, S82)도 각각 저항(R81, R82)을 통한 입력단과 콘덴서(C1)의 사이의 도통/비도통을 선택하는 것으로 파악할 수 있다.

또한, 제1 실시 형태에 있어서는 전류 제한 저항군(8)이 설치되어 있지 않다. 그러나, 제1 실시 형태라도 다음과 같은 경우에는 돌입 전류의 문제가 발생하지 않는다. 예를 들어 콘덴서(C1)의 전기 용량이 작은 경우이면, 기동 시에 콘덴서(C1)에 흐르는 전류가 작으므로 돌입 전류의 문제는 발생하지 않는다. 그런데, 콘덴서(C1)는 예를 들어 인버터(6)의 모든 스위칭 소자를 오프하였을 때에 부하(7)로부터의 유도 에너지를 흡수하기에 충분한 전기 용량을 필요로 한다. 보다 상세하게는, 콘덴서(C1)가 부하(7)로부터의 회생 전류를 흡수한 후의 콘덴서(C1)의 양단 전압이 예를 들어 인버터(6)의 내압 이하로 되도록 콘덴서(C1)의 전기 용량이 설정된다. 따라서, 부하(7)의 인덕턴스 성분이 작으면, 부하(7)의 유도 에너지가 작으므로 콘덴서(C1)는 작은 전기 용량으로 충분하다. 따라서, 이 경우이면 전류 제한 저항군(8)을 필요로 하지 않는다.

이어서, 기동 시에서의 전류 제한 저항의 저항값 및 제1 실시 형태에 관한 저항(R1)의 저항값에 대하여 고려한다. 또한, 전류 제한 저항의 저항값이란, 저항(R1)의 저항값과, 저항(R81) 또는 저항(R82)의 저항값의 합이다. 왜냐하면, 기동 시에서의 콘덴서(C1)의 충전에 있어서는, 저항(R81, R1) 혹은 저항(R82, R1)이 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 경로에 개재되기 때문이다.

기동 시에서는 콘덴서(C1)에는 전압이 충전되어 있지 않으므로, 제1 실시 형태에서 설명한 차분 △E가 아니라 선간 전압의 최대값이 전원 전압으로서 파악된다. 또한, 전원 투입 시에 의한 순간 전압 변동에 의해, 그 1할만큼 증대된 최대 선간 전압 E1의 최대값이 컨버터(4)에 입력될 수 있다. 이러한 증대는 리액터군(2) 및 콘덴서군(3)의 공진 회로에 기인한다. 따라서, 전원 전압은 이러한 증분도 포함하여 고려한다.

최대 선간 전압의 최대 선간 전압 E1의 최대값은 645(=√2×456)V이므로, 예를 들어 돌입 전류 idc를 35A 이하로 하기 위해서는 전류 제한 저항의 저항값을 약 20Ω(=645V×1.1/35A) 이상으로 할 필요가 있다.

한편, 도 8로부터 이해할 수 있는 바와 같이, 전류 idc의 최대값을 35A 이하로 하기 위해서는, 저항(R1)의 저항값을 2Ω 이상으로 하면 된다. 이것은 상술한 전류 제한 저항의 저항값의 10분의 1이다.

이상과 같이 저항(R1)의 저항값을 저항(R81, R82)의 저항값보다도 작은 값(예를 들어 10분의 1 정도)으로 설정하였다고 하여도, 통상 운전에 있어서 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 ic1을 충분히 억제할 수 있다. 또한, 저항(R1)의 저항값을 저항(R81, R82)의 저항값보다도 작게 하고 있으므로 회로 규모나 제조 비용을 저감할 수 있다.

또한, 제2 실시 형태에 있어서도 도 13의 클램프 회로(15)가 적용되어도 된다. 또한, 이하에서 설명하는 다른 실시 형태는 모두 제1 및 제2 실시 형태에 적용 가능하다.

제3 실시 형태

제3 실시 형태에서는 제1 실시 형태에 비하여 클램프 회로의 구성이 상이하다. 도 16은 제3 실시 형태에 관한 직접형 교류 전력 변환 장치의 개념적인 구성을 도시하고 있다. 직접형 교류 전력 변환 장치는 클램프 회로(5)를 제외하고 도 14와 동일하다. 클램프 회로(5)는 도 14의 클램프 회로(5)에 비하여 스위치(S1)를 더 구비하고 있다. 또한, 전류 제한 저항군(8)은 필수 요건이 아니다.

스위치(S1)는 저항(R1)과 병렬로 접속되어 있다. 도 16의 예시에서는 스위치(S1)는 IGBT이며, 그 콜렉터를 직류 전원선(LH)측을, 그 이미터를 직류 전원선(LL)측을 각각 향하게 하여 배치되어 있다.

스위치(S1)는 예를 들어 제어부(9)에 의해 그 도통/비도통이 제어된다. 또한, 제어부(9)는 제1 실시 형태에서 설명한 제어에 준하여, 컨버터(4), 인버터(6)에 스위치 신호를 출력한다. 또한, 제1 실시 형태에서 설명한 제어를 실행하는 보다 구체적인 기능 블록에 대해서는 제4 실시 형태에서 설명한다.

이러한 직접형 교류 전력 변환 장치에 따르면, 부하(7)에 흐르는 전류가 소정의 과전류 설정값을 초과한 것을 계기로 하여 인버터(6)를 정지시킴과 함께, 스위치(S1)를 도통시킬 수 있다. 예를 들어, 제어부(9)가 부하(7)에 흐르는 전류를 검지하여 이것이 소정의 과전류 설정값에 도달하였다고 판단하였을 때에, 인버터(6)를 정지시킴과 함께 스위치(S1)를 도통시킨다.

이에 의해, 부하(7)로부터 콘덴서(C1)에 흐르는 회생 전류 ic1은 저항(R1)을 피한다. 따라서, 인버터(6)를 정지하였을 때의 저항(R1)의 전압 강하 Vr1에 의한 직류 링크 전압 Vdc의 증대를 피할 수 있다. 바꾸어 말하면, 제1 실시 형태에서 설명한 저항(R1)의 저항값의 상한을 철폐할 수 있으므로, 예를 들어 순간 전압 강하 또는 기생 인덕턴스에 기인하여 컨버터(4)로부터 콘덴서(C1)에 흐르는 전류 idc1을 저감하기 위하여 저항(R1)의 저항값을 증대시킬 수 있다.

또한, 인버터(6)를 정지시키기에 앞서 스위치(S1)를 도통시키는 것이 바람직하다. 스위치(S1)가 도통한 후에 인버터(6)가 정지하므로, 회생 전류 ic1은 보다 확실하게 저항(R1)을 피하기 때문이다. 이것은, 예를 들어 인버터(6)를 정지시키는 기준으로 되는 과전류 설정값보다도 낮은 값을, 스위치(S1)를 도통시키는 기준값으로서 채용함으로써 실현된다.

도 17은 클램프 회로(5)의 다른 일례를 도시하는 도면이다. 도 13의 클램프 회로(5)와 비교하여 스위치(S1)를 구비하고 있다. 스위치(S1)는 도 16의 스위치(S1)와 동일한 기능, 작용을 달성하므로 상세한 설명은 생략한다.

제4 실시 형태

도 13에 도시하는 클램프 회로(5)를 구비한 직접형 교류 전력 변환 장치에 있어서, 콘덴서(C1, C2)는 부하(7)의 부하 역률에 기초한 충방전을 행한다.

특허문헌 6에 개시된 바와 같이, 지연상으로 하여 회전기의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 경우, 역률은 저하한다. 도 18은 클램프 회로(5)가 지지하는 클램프 전압(콘덴서(C1, C2)의 양단 전압의 합)과 부하 역률의 관계를 나타내는 그래프이다. 단, 전원 전압을 415V(오차±10%)로 하였다. 횡축에는 부하 역률의 역 정접값인 부하 위상각을 채용하였다. 또한, 클램프 회로(5)는 콘덴서(C1, C2)의 충전 시에 서로 직렬로 접속되고, 방전 시에는 서로 병렬로 접속되기 때문에, 클램프 전압은 2개의 그래프로 나타내어져 있다.

부하 역률이 0.5 이상이면, 충전 시의 클램프 전압을 선간 전압의 파고치 415×√3×√2=1000(V) 이하로 할 수 있다(방전 시의 클램프 전압도 전원 전압의 파고치 이하로 됨).

그러나, 부하 역률이 0.2로 대폭 낮아지면, 회생 전류가 역행 시의 전류와 동일 정도로 되어 클램프 회로(5)에의 충전 전류가 증대되고, 방전 시의 클램프 전압이 전원 전압의 파고치에 가까운 650V 정도에 도달하게 된다. 이러한 클램프 전압의 증대는 바람직하지 않으며, 저감이 요망되고 있다.

따라서, 본원에서는 부하 역률이 작을 때에 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시키는 것을 제안한다.

<클램프 회로>

도 19는 클램프 회로(5)의 개념적인 구성의 일례를 도시하고 있다. 클램프 회로(5)는 도 13의 클램프 회로(5)와 비교하여 스위치부(S5)를 더 구비하고 있다. 스위치부(S5)는 저항(R1)을 통하지 않고 콘덴서(C1, C2)가 직류 전원선(LH, LL)과 쌍방향에서 도통하는 평활 회로 상태와, 저항(R1)을 통하여 콘덴서(C1, C2)가 클램프 회로로서 기능하는 클램프 회로 상태를 전환한다.

즉, 스위치부(S5)는 저항(R1) 및 클램프 다이오드(D1)와 병렬로 접속되는 쌍방향 스위치이면 된다. 단, 스위치부(S5)를 트랜지스터와 다이오드로 구성하는 경우, 클램프 다이오드(D1)를 스위치부(S5)의 일부로서 겸용시키면 된다. 다이오드의 개수를 저감시켜 쌍방향 스위치를 구성할 수 있기 때문이다.

스위치부(S5)는 예를 들어 트랜지스터(T1, T2)와 다이오드(D2)를 포함하고 있다. 트랜지스터(T1)는 다이오드(D1)와 병렬로 접속된다. 트랜지스터(T1)는 예를 들어 IGBT이며, 그 이미터를 직류 전원선(LL)측을, 그 콜렉터를 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 배치된다.

트랜지스터(T2)는 저항(R1)과 병렬로 접속된다. 트랜지스터(T2)는 예를 들어 IGBT이며, 그 이미터를 직류 전원선(LH)측을, 그 콜렉터를 직류 전원선(LL)측을 각각 향하게 하여 배치된다. 다이오드(D2)는 애노드를 직류 전원선(LL)측을, 캐소드를 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 저항(R1)과 병렬로 접속된다.

또한, 트랜지스터(T1, T2), 클램프 다이오드(D1) 및 다이오드(D2)로 이루어지는 부분은 쌍방향 스위치로도 파악할 수 있다.

트랜지스터(T1, T2)의 양쪽을 비도통으로 함으로써, 클램프 회로(5)는 등가적으로 도 13의 클램프 회로(5)로서 기능한다. 한편, 트랜지스터(T1, T2)의 양쪽을 도통시킴으로써, 클램프 회로(5)는 등가적으로 서로 직렬 접속된 콘덴서(C1, C2)만을 갖는 평활 회로로서 기능한다. 따라서, 예를 들어 부하 역률이 작을 때에, 트랜지스터(T1, T2)의 양쪽을 도통시킴으로써 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시킬 수 있다. 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시키면, 부하(7)로부터 콘덴서(C1, C2)에 회생되는 에너지는 다시 부하(7)에 제공되므로, 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압의 증대를 초래하지 않는다. 이상과 같이, 부하 역률이 소정값을 하회할 때에 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압(클램프 전압)의 증대를 피할 수 있다.

또한, 제3 실시 형태에서 설명한 바와 같이, 부하(7)에 흐르는 전류가 과전류 설정값에 도달한 것을 계기로 하여 트랜지스터(T2)를 도통시켜도 된다. 이에 의해, 저항(R1)을 단락시켜 회생 전류를 콘덴서(C1, C2)에 흘릴 수 있고, 제3 실시 형태와 마찬가지로 직류 링크 전압 Vdc의 증대를 억제할 수 있다. 이 점은 후술하는 다른 클램프 회로(5)에 있어서도 마찬가지이다.

도 20은 클램프 회로(5)의 개념적인 구성의 다른 일례를 도시한다. 도 19에 도시하는 클램프 회로(5)와 비교하여 스위치부(S5)의 구성이 상이하다.

스위치부(S5)는 트랜지스터(T3)와 다이오드(D2 내지 D4)를 구비하고 있다. 다이오드(D2)는 그 애노드를 직류 전원선(LL)측을, 그 캐소드를 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 저항(R1)과 병렬로 접속되어 있다. 다이오드(D3)의 애노드는 다이오드(D2)의 캐소드에 접속되고, 다이오드(D4)의 애노드는 클램프 다이오드(D1)의 캐소드에 접속되어 있다. 다이오드(D3)의 캐소드와 다이오드(D4)의 캐소드가 서로 접속되어 있다.

트랜지스터(T3)는 예를 들어 IGBT이다. 트랜지스터(T3)의 콜렉터는 다이오드(D3)의 캐소드 및 다이오드(D4)의 캐소드에 접속된다. 트랜지스터(T3)의 이미터는 다이오드(D2)의 애노드 및 다이오드(D1)의 애노드에 접속된다.

이러한 스위치부(S5)에 의해서도 트랜지스터(T3)의 도통에 의해 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시켜, 트랜지스터(T3)의 비도통에 의해 클램프 회로로서의 본래적인 기능을 발휘시킬 수 있다. 따라서, 부하 역률이 소정값을 하회할 때에 스위치부(S5)를 도통시킴으로써, 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압의 증대를 피할 수 있다. 또한, 도 19에 도시하는 스위치부(S5)에 비하여 트랜지스터의 개수가 적어도 되므로 제조 비용을 저감할 수 있다.

이러한 클램프 회로(5)에 따르면 부하 역률이 낮을 때의 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압의 증대를 억제할 수 있지만, 클램프 회로(5)가 평활 회로로서 기능한 경우, 컨버터(4)가 제1 전류 모드에서 전류하여도 전류를 출력하는 것이 곤란해진다. 컨버터(4)가 출력하는 중간 선간 전압 E2보다도 콘덴서(C1, C2)의 1조가 지지하는 전압(클램프 전압)이 크기 때문이다. 따라서, 이러한 컨버터(4)의 제1 전류 모드에 의한 출력의 부전을 피하는 방법에 대해서도 제안한다. 구체적으로는, 컨버터(4)를 제1 전류 모드와는 다른 전류 모드에서 동작시킨다.

<제2 전류 모드>

제2 전류 모드도 제1 전류 모드와 마찬가지로 360도 주기를 갖고, 서로 그 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 전류를 결정한다. 제2 전류 모드에 있어서 사다리꼴파의 각각은 180도로 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 가지며, 실질적으로는 구형파이다. 일반적으로 「사다리꼴」이라고 하는 개념은 「직사각형」을 포함하기 때문에, 본원에서는 캐리어와의 비교에 있어서 제2 전류 모드에서 사용하는 구형파도, 제1 전류 모드에서 캐리어와 비교되는 사다리꼴파와 마찬가지로 사다리꼴파라고 호칭한다.

제2 전류 모드에서 캐리어와 비교되는 사다리꼴파는 실질적으로 구형파이므로, 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 기간은 매우 짧다.

도 21은 당해 사다리꼴파를 예시하는 그래프이다. 도 21에서는 도 2와 마찬가지로 하여 횡축을 채용하고, 상 전압 벡터(V4, V6, V2, V3, V1, V5)를 기재하였다. 위상각 0 내지 30도에서는 상 전압 벡터(V4)에 상당하는 스위칭만이 실행되고, 위상각 30도 내지 90도에서는 상 전압 벡터(V6)에 상당하는 스위칭만이 실행된다.

따라서 제2 전류 모드에서 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 얻어지는 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)으로서 위상각 0 내지 30도에 있어서 채용되는 값은, 도 2에 있어서 위상각 0도에서 채용되는 값으로 된다. 또한, 위상각 30 내지 90도에 있어서 채용되는 값은, 도 2에 있어서 위상각 60도에서 채용되는 값으로 된다. 이와 같이 하여 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)은 도 22의 그래프에서 나타내어진 바와 같이 구형파로 된다.

따라서, 전류형 컨버터에서 캐리어와 비교되는 값은 위상각 0 내지 30도에 있어서 dst=0으로 되고, 위상각 30 내지 90도에 있어서 drt=0으로 된다.

또한, 제2 전류 모드에서는 상세한 설명은 생략하지만, 중간상의 상 전압은 직류 링크에 인가되지 않기 때문에, 직류 링크 전압의 평균값의 맥동은 최대상 전압과 최소상 전압의 차의 맥동으로 된다. 이 맥동은, 따라서 제1 전류 모드의 그것과는 대소 관계가 반대로 된다. 그리고, 그 진폭을 보정하여 3상 평형을 실현하기 위하여 선간 전압 명령에 대하여 진폭 변조 보정을 행하여도 된다. 도 23은 이러한 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정값을 예시하는 그래프이다. 이러한 보정은 예를 들어 특허문헌 8에 예시되어 있다.

도 24 및 도 25는 제2 전류 모드에서의 컨버터(4)와 인버터(6)의 동작을 설명하는 그래프이다. 도 24 및 도 25는 도 21 내지 도 23에서 나타내어진 위상각으로 환산하여, 각각 0 내지 30도에서의 동작과, 위상각 30 내지 90도에서의 동작을 나타내고 있다.

상술한 바와 같이 위상각 0 내지 30도에 있어서 컨버터(4)에서 캐리어(C)와 비교되는 값은 dst=0으로 되므로, 캐리어(C)의 최대값은 drt로 표시된다. 또한, 위상각 30 내지 90도에 있어서 컨버터(4)에서 캐리어(C)와 비교되는 값은 drt=0으로 되므로, 캐리어(C)의 최대값은 dst로 표시된다. 즉, 컨버터(4)에서는 위상각 0 내지 90도에 있어서 공통되게 값 drt가 명령값으로서 채용되지만, 결과적으로는 컨버터(4)의 전류는 캐리어(C)와 값 drt의 비교를 필요로 하지 않고, 위상각 0 내지 30도에 있어서 입력 전류 Ir=It, Is=0으로 되고, 위상각 30 내지 90도에 있어서 입력 전류 Is=It, Ir=0으로 된다.

따라서, 위상각 0 내지 30도에서의 인버터(6)측의 전류(도 24)는, 제1 전류 모드에서의 전압형 인버터의 비교(도 10 참조)에 있어서 dst=0에 있어서, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0) 내지 drt를 채용하는 기간에서 전압 벡터(V0)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4) 내지 drt(1-d0)을 채용하는 기간에서 전압 벡터(V4)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 0 내지 drt(1-d0-d4)를 채용하는 기간에서 전압 벡터(V6)를 채용하면 된다.

바꾸어 말하면, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0)을 채용하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자군의 도통 패턴을 전환하면 된다.

마찬가지로 하여, 위상각 30 내지 90도에서의 인버터(6)측의 전류(도 25)는, 제1 전류 모드에서의 전압형 인버터의 비교(도 10 참조)에 있어서 drt=0에 있어서, 캐리어(C)가 값 0 내지 dstㆍd0을 채용하는 기간에서 전압 벡터(V0)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 dstㆍd0 내지 dst(d0+d4)를 채용하는 기간에서 전압 벡터(V4)를 채용하고, 캐리어(C)가 값 dst(d0+d4) 내지 dst를 채용하는 기간에서 전압 벡터(V6)를 채용하면 된다.

바꾸어 말하면, 캐리어(C)가 값 dstㆍd0, dst(d0+d4)를 채용하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자군의 도통 패턴을 전환하면 된다.

또한, 제1 전류 모드와 마찬가지로, 여기에서도 전압 벡터(V0)를 채용하는 경우를 예시하였으므로, 전압 벡터(V0)가 채용되는 기간에 있어서는 직류 링크 전류 Idc가 0으로 된다. 이에 따라, 컨버터(4)의 전류에 의존하지 않고 입력 전류 Ir, Is, It는 0으로 되어 있다.

또한, 인버터(6)의 전류가 전압 벡터(V0, V4, V6)를 채용하여 반복되는 경우를 예시하고 있기 때문에, 도 24에서는 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Twn)는 항상 도통으로 되므로, 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp), 스위칭 신호(Swn)는 각각 비활성, 활성으로서 나타내어져 있다. 또한, 도 25에서는 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Twn)는 항상 도통으로 되므로, 스위칭 신호(Sun, Svn, Swp), 스위칭 신호(Swn)는 각각 비활성, 활성으로서 나타내어져 있다.

<자연 전류 모드>

자연 전류 모드는 제1 스위칭 소자군의 전부가 도통함으로써, 캐리어와의 비교를 행하지 않고 제1 다이오드군만으로 정류하는 모드이다.

상술한 설명으로부터 명백한 바와 같이, 제2 전류 모드에서의 컨버터(4)의 전류는 결과적으로는 제1 스위칭 소자군의 동작에 의존하지 않는다. 구체적으로는, 컨버터(4)의 선 전류 명령에 상당하는 도 22에서 나타내어진 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)이 120도 통전으로 통칭되는 패턴의 구형파를 나타내고 있기 때문에, 모든 제1 스위칭 소자군을 도통시켜, 제1 다이오드군에서만 정류하는 모드와 등가이다. 따라서, 자연 전류 모드와 제2 전류 모드는 모두 120도 통전인 점에서 공통되며, 서로 대체 가능하다. 본원에서는 이렇게 120도 통전을 실현하는 컨버터(4)의 전류 모드를 120도 통전 모드라고 칭한다. 또한, 120도 통전에 의한 전력 변환 장치의 제어는 비특허문헌 6에도 소개되어 있다.

자연 전류 모드에서의 컨버터(4)의 전류도 제2 전류 모드와 마찬가지로, 결과적으로는 캐리어(C)와 값 drt의 비교를 필요로 하지 않는다.

이어서, 상술한 스위칭을 행하기 위한 구체적인 구성을 예시적으로 설명한다. 도 26은 컨버터(4)의 전류나 인버터(6)의 전류를 행하기 위한 제어부(9)의 개념적인 일례를 도시하는 블록도이다. 제어부(9)는 크게 구별하여 컨버터 전류 신호 생성부(81)와, 인버터 전류 신호 생성부(82)와, 전환 신호 생성부(83)로 구분된다.

<컨버터(4)의 전류>

컨버터 전류 신호 생성부(81)는 입력단(Pr)의 전압 Vr(특히 그 위상)을 입력하고, 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 출력한다. 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)의 활성/비활성에 의해, 각각 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn)가 도통/비도통한다.

인버터 전류 신호 생성부(82)는 전압 Vr(특히 그 위상)과 운전 주파수의 명령값(f*)을 입력하고, 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)를 출력한다.

전환 신호 생성부(83)는 직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압인 직류 링크 전압 Vdc(바람직하게는 직류 링크 전압 Vdc로부터 펄스폭 변조에 의한 변동을 제외한 평균값)에 기초하여 전환 신호 Scl을 생성한다. 전환 신호 Scl의 활성, 비활성에 따라 스위치부(S5)가 각각 도통/비도통한다.

컨버터 전류 신호 생성부(81)는, 사다리꼴 형상 전압 명령 생성부(11)와, 비교기(12)와, 전류형 게이트 논리 변환부(13)를 갖는다. 이들 동작은 특허문헌 1, 2에서 공지된 기술이므로 상세한 설명은 생략하지만, 그 개략은 이하와 같다.

사다리꼴 형상 전압 명령 생성부(11)는 예를 들어 소정의 테이블에 기초하여 사다리꼴파를 갖는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)을 생성한다. 예를 들어, 제1 전류 모드에서 채용되는 사다리꼴파의 경사 영역은, 그 진폭을 정규화하여 ±√3ㆍtan(θ)로 나타내어진다(θ는 상 전압 Vr의 위상을 기준으로 하여 각 상마다 정해지는 위상이며 -π/6≤θ≤π/6). 또한, 제2 전류 모드에서 채용되는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)은, 그 값이 천이하는 근방에 있어서 급준한 경사를 갖는다.

비교기(12)는 캐리어와 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)을 비교한 결과를 출력하고, 이것에 기초하여 전류형 게이트 논리 변환부(13)가 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 생성한다. 이 생성에 대하여 이하에 설명한다.

상술한 비특허문헌 5에는 전압형 인버터의 상 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 상대성, 및 전압형 인버터의 선간 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 상대성을 감안하여, 선 전류 명령값에 기초하는 스위칭과 상 전류 명령값에 기초하는 스위칭의 대응 관계에 대하여 교시하고 있다.

도 27은 여기서 검토하는 가상적인 인버터의 구성을 도시하는 회로도이다. 당해 인버터는 컨버터(4)의 스위칭에 대하여 검토하기 위한 것이며, 인버터(6)와는 직접적으로는 관계가 없으므로 3상 교류에 대하여 a상, b상, c상의 명칭을 채용한다. 당해 인버터는 a상의 하이 아암측에 스위치 소자(Qap)를, 로우 아암측에 스위치 소자(Qan)를 각각 갖고 있다. 당해 인버터는 마찬가지로 하여 b상에 있어서 스위치 소자(Qbp, Qbn)를, c상에 있어서 스위치 소자(Qcp, Qcn)를 각각 갖고 있다.

a상의 선 전류는 a상-c상간의 상 전류 ica와 b상-a상간의 상 전류 iba의 차로 구해지기 때문에, 이들 한 쌍의 상 전류를 흘리는 스위칭을 행하는 경우에만 a상 전류가 흐른다. 다른 상의 선 전류에 대해서도 마찬가지이다. 따라서, 상 전류 ijk가 상부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지의 여부를 기호 Sjk로, 하부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지의 여부를 기호 SjkB로 나타내기로 한다. 여기서 기호 j, k는 서로 상이하면서도 기호 a, b, c를 대표하고, 기호 Sjk, SjkB가 2치 논리 "1"/"0"을 취함으로써, 상 전류 ijk가 「흐른다」 /「흐르지 않는다」를 나타내는 것으로 한다.

인버터가 상 전압 명령과 캐리어의 비교에 기초하여 선 전류를 흘릴 때에, 하이 아암측의 스위치 소자(Qjp), 로우 아암측의 스위치 소자(Qjn)의 도통/비도통을 제어하는 스위치 명령을 각각 기호 Sj⁺, Sj^-로 나타내면, 비특허문헌 5에 개시하는 내용은 다음 변환식으로 나타내어진다: Sa⁺=SacㆍSbaB, Sb⁺=SbaㆍScbB, Sc⁺=ScbㆍSacB, Sa^-=SbaㆍSacB, Sb^-=ScbㆍSbaB, Sc^-=SacㆍScbB.

여기서, 또한 전압형 인버터의 상 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 상대성을 감안하면, 상기의 각 식의 우변의 논리값은 전압형 인버터에서의 상 전압과 캐리어의 비교 결과로서 얻어지는 것을 알 수 있다. 비특허문헌 5에 따르면, 상 전류 ijk의 명령값이 상 전압 Vj의 명령값과 대응한다. 따라서 기호 Sjk의 논리는 상 전압 명령(Vj*)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qjp)를 도통시키는 논리와 일치하고, 기호 SjkB의 논리는 상 전압 명령(Vj*)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qjn)를 도통시키는 논리와 일치한다.

기호 SbaB의 논리는 상 전압 명령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qap, Qbp)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치하고, 기호 Sba의 논리는 상 전압 명령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qbp, Qap)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치한다. 보다 구체적으로는, 상 전압 명령(Vb)이 캐리어 이하인 경우에는 스위치 소자(Sap)를 도통시키고, 이상인 경우에는 스위치 소자(Qbp)를 도통시킨다. 그리고, 기호 Sa⁺, Sb⁺는 선 전류를 흘릴 때에 각각 스위치 소자(Qap, Qbp)를 도통시키는 기간을 나타낸다.

이제, 도 2에서 나타내어진 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)을 전압 명령(Va*, Vb*, Vc*)으로 바꾸어, 이것들이 위상각 0 내지 60도에 있는 경우를 설명한다. 전압 명령(Va*, Vc*)은 각각 값 1, -1을 채용하므로, Sac=1, SacB=0, Scb=0, ScbB=1로 된다. 이에 의해, Sa⁺=SbaB, Sb⁺=Sba, Sc⁺=Sa^-=Sb^-=0으로 된다.

바꾸어 말하면, a상, b상, c상을 각각 r상, s상, t상으로 바꾸어, 상 전압 명령(Vs*)이 캐리어(C) 이하인 경우에는 스위치 소자(Qrp)가 도통하고, 캐리어(C) 이상인 경우에는 스위치 소자(Qsp)가 도통한다. 캐리어(C)의 최소값이 0인 것을 감안하면, 전압 명령 신호(Vs)의 값이 스위치 소자(Qrp)를 도통시키는 기간에 상당한다.

이상의 것으로부터 상 전압 명령(Vs)의 값은, 캐리어(C)와 비교되는 명령값을 구할 때의 기준값 drt로 된다. 이것은 컨버터(4)의 스위치 소자(Qrp, Qsp)를 값(drt, dst)의 비에 비례하는 기간에서 교대로 도통시키는 전류의 타이밍을 규정한다. 다른 위상각에 있어서도 마찬가지로 전압 명령(Vr*, Vt*)의 값에 대해서도 상기의 설명이 타당하다.

도 26을 다시 참조하여, 상술한 바와 같이 하여 결정되는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)과 캐리어(C)의 비교에 의해 얻어진 결과는, 비교기(12)로부터 전류형 게이트 논리 변환부(13)에 제공된다. 그리고, 상기의 변환식으로 나타내어진 변환식에 준한 변환이 행해짐으로써, 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)가 구해진다.

캐리어(C)를 생성하는 캐리어 생성부(14)는 컨버터 전류 신호 생성부(81)에 설치되어도 되고, 다음에 설명하는 인버터 전류 신호 생성부(82)에 설치되어도 되며, 양자 중 어느 것에 속하는 것으로 파악하여도 된다.

<인버터(6)의 전류>

인버터 전류 신호 생성부(82)는, 출력 전압 명령 생성부(21)와 중간상 검출부(22)와 명령값 보정부(23)와 비교기(24)와 논리 연산부(25)를 갖는다. 인버터 전류 신호 생성부(82)의 동작도 특허문헌 1, 2에서 공지이므로 간단한 설명에 그친다.

중간상 검출부(22)는, 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*) 중 어느 것이 소위 중간상에 상당하는지를 판단한다. 제1 전류 모드에 대하여 살펴보면, 도 2에 예시된 위상각 0 내지 60°에 있어서는 상 전압 명령(Vs*)이 상당한다. 그리고, 상 전압 명령(Vs*)의 값을 감안하여 비 drt:dst가 결정되고, 값 drt, dst가 명령값 보정부(23)에 제공된다. 이들 비는 어느 상 전압 명령이 중간상에 상당하는지에 따라 상이하므로, 도 26에서는 상 전압 명령(Vr*, Vt*)이 중간상인 경우도 포함하여, 값 drt, dst에 상당하는 값을 각각 보정값 dx, dy로서 기재하였다. 이하에서도 이 표현을 채용한다.

단, 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드를 채용하는 경우, 중간상이 존재하는 기간이 매우 짧다. 따라서, 실질적으로는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 일의적으로 결정되는 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)의 어느 것이 중간상인지를 추출하게 된다. 그리고, 예를 들어 위상각 0 내지 30도에 있어서 선간 전압 명령(Vst*)이 중간상으로 되고, 이때 값 dst가 0으로 설정된다. 또한, 위상각 30 내지 90도에 있어서 선간 전압 명령(Vrs*)이 중간상으로 되고, 이때 값 drt가 0으로 설정된다.

중간상 검출부(22)는 인버터 전류 신호 생성부(82)에 설치되어도 되고, 앞서 설명한 컨버터 전류 신호 생성부(81)에 설치되어도 되며, 양자 중 어느 것에 속하는 것으로 파악하여도 된다.

출력 전압 명령 생성부(21)는 전압 Vr(특히 그 위상)과 운전 주파수의 명령값(f*)을 입력하고, 인버터(6)의 전압 명령값(Vu*, Vv*, Vw*)을 생성한다. 이러한 전압 명령값(Vu*, Vv*, Vw*)의 생성은 주지된 기술이므로 설명을 생략한다.

명령값 보정부(23)는 전압 명령값(Vu*, Vv*, Vw*)과 보정값(dx, dy)에 기초하여 인버터(6)의 전류를 위하여 캐리어(C)와 비교해야 할 값을 생성한다. 도 10에 입각하여 말하면(즉, 상 전압 명령(Vs*)이 중간상인 경우를 예로 들면), 전압 명령값(Vu*, Vv*, Vw*)에 기초하여 값 d0, d4, d6(=1-d0-d4)을 계산하고, 이것과 값 drt, dst에 기초하여 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0), drt+dstㆍd0, drt+dst(d0+d4)를 생성한다. 또한, 값 0, drt+dst도 출력한다. 이들 값은 비교기(24)에 있어서 비교되며, 그 결과가 논리 연산부(25)에 의해 연산된다. 그리고, 논리 연산부(25)는 비교기(24)에서의 비교 결과에 기초하여 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)를 생성한다.

<전류 모드의 전환>

전환 신호 생성부(83)는 전환 명령 생성부(31)와 전환 신호 발생부(32)를 갖고 있다. 전환 명령 생성부(31)는, 후술하는 기준에 따라 직류 링크 전압 Vdc에 기초하여 제1 전류 모드와 제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드)의 전환을 판단하여 전환 명령(J)을 생성한다.

사다리꼴 형상 전압 명령 생성부(11)는 전환 명령(J)에 따라, 그 출력하는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)이 갖는 사다리꼴파의 종류를 전환한다. 또한, 상술한 바와 같이, 중간상 검출부(22)에서의 중간상 검출은 실질적으로는 제1 전류 모드에 있어서는 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)의 중간상을, 제2 전류 모드에 있어서는 선간 전압 명령(Vrs*, Vst*, Vtr*)의 중간상을 각각 검출하는 것이 적합하다. 따라서, 중간상 검출부(22)는 전환 명령(J)에 따라 상 전압 명령, 선간 전압 명령 중 어느 중간상을 검출할지를 전환하여도 된다.

또한, 제2 전류 모드 대신에 자연 전류 모드가 채용되는 경우, 제1 스위칭 소자군의 전부가 도통되기 때문에, 실질적으로 컨버터 전류 신호 생성부(81), 인버터 전류 신호 생성부(82), 전환 신호 생성부(83)가 상기와 같이 기능할 필요는 없고, 스위칭 신호(Srp, Srp, Ssp, Ssn, Ssn, Ssn)를 모두 활성화시켜도 된다. 예를 들어, 도 26에 있어서 파선 화살표로 나타낸 바와 같이, 전류형 게이트 논리 변환부(13)에 전환 명령(J)을 제공한다. 전환 명령(J)이 제1 전류 모드를 설정하는 경우에는 전류형 게이트 논리 변환부(13)는 상술한 동작을 취한다. 전환 명령(J)이 자연 전류 모드를 설정하는 경우에는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)가 모두 활성화된 스위칭 신호(Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn)를 출력한다.

단, 그러한 자연 전류 모드를 위한 특별한 동작을 전환 신호 생성부(83)에 행하게 하는 것보다도, 상 전압 명령(Vr*, Vs*, Vt*)의 파형을 제2 전류 모드용으로 생성하는 쪽이 장치 설계의 관점에서는 용이하다고 하는 이점이 있다. 즉, 제1 및 제2 전류 모드의 어느 것에 있어서도 사다리꼴파와 캐리어의 비교에 의해 컨버터(4)가 전류하므로, 이들 전류 모드에 따라 개별적으로 설계를 행할 필요가 없다.

한편, 120도 통전 모드에 자연 전류 모드를 채용하면 사다리꼴파와 캐리어의 비교를 행할 필요는 없다.

전환 명령(J)이 컨버터(4)의 전류 모드로서 제1 전류 모드를 설정하는 경우에, 전환 신호 발생부(32)는 전환 신호 Scl을 비활성으로 한다. 또한, 컨버터(4)의 전류 모드로서 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드를 설정하는 경우에, 전환 신호 발생부(32)는 전환 신호 Scl을 활성으로 한다.

그런데, 상술한 바와 같이 제1 전류 모드를 채용하고, 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시킨 경우, 컨버터(4)가 제1 전류 모드에서 전류하여도 전류를 출력하는 것이 곤란해진다.

이에 대해 제2 전류 모드나 자연 전류 모드에서는 120도 통전의 패턴에서 전류가 흐르기 때문에, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 어느 것 중 최대상에 대응하는 상 전압이 인가되는 것이 직류 전원선(LH)에 접속되므로, 컨버터(4)로부터 인버터(6)로 전위를 공급하는 것을 확보할 수 있다. 즉, 역률 저하에 의해 증대되는 회생 전류에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 피하고, 이로써 직접형 교류 전력 변환을 실현할 수 있다.

따라서, 부하 역률이 소정값을 하회한 경우에 스위치부(S5)를 도통시키면서, 제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드)를 채용하는 것이 바람직하다. 보다 상세하게는 제1 전류 모드가 채용되어 있는 상태에서 스위치부(S5)가 도통하는 것을 계기로 하여 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드가 채용된다. 또한, 스위치부(S5)가 비도통으로 되는 시점 이후에서 제1 전류 모드를 채용한다.

부하 역률은 도 18을 보아도 이해되는 바와 같이, 콘덴서가 지지하는 클램프 전압을 검출하여 추측할 수 있다. 혹은 클램프 전압의 변동은 직류 링크 전압 Vdc의 크기를 좌우하므로, 직류 링크 전압 Vdc를 검출함으로써 부하 역률을 추측할 수 있다. 따라서, 도 26에 도시된 바와 같이 전환 명령 생성부(31)가 직류 링크 전압 Vdc(혹은 클램프 전압)를 입력하고, 이로부터 평균값 Vdc1을 구하고, 당해 평균값 Vdc1을 부하 역률에 대한 상기 소정값에 상당하는 임계값과 비교하여 전환 명령(J)을 생성할 수 있다.

혹은, 특허문헌 5의 도 6의 (d)에 도시된 바와 같이, 전류 위상각에 대하여 전류 극성이 반전하는 위상각은 π/6로 상 지연된다. 특허문헌 5의 도 6의 (e)에 도시된 바와 같이, 인버터의 출력 전압의 위상각은 기지이므로, 이들 위상각의 차로부터 부하 전류의 위상을 검출하고, 이것에 기초하여 역률의 크기를 추정할 수 있다. 즉, 전환 명령 생성부(31)에의 입력으로서, 도 26에 나타내어진 직류 링크 전압 Vdc 대신에 인버터 출력 전류의 제로 크로스, 인버터의 출력 전압을 입력하고, 양자의 위상차와 부하 역률의 소정값에 상당하는 임계값과 비교하여 전환 명령(J)을 생성할 수 있다. 도 28로서 특허문헌 5의 도 6의 (d) (e)를 나타내었다. 그래프 I_V4, I_V6은 각각 인버터가 전압 벡터(V4, V6)를 채용할 때에 흐르는 직류 전류를 나타내고, 그래프 t4, t6은 각각 인버터가 전압 벡터(V4, V6)를 채용할 때의 비율을 나타낸다.

혹은 지연상으로 하여 회전기의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 운전은, 기동 당초에 있어서 채용되는 것을 감안하면, 기동 당초에 스위치부(S5)를 도통시키고, 이것을 계기로 하여 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드가 채용되면 된다. 그리고, 소정 기간이 경과할 때까지는 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드에 따라 컨버터(4)가 전류하고, 소정 기간이 경과한 후에 스위치부(S5)를 비도통으로 시킨다. 이 시점 이후에서 제1 전류 모드를 채용하면 된다. 이와 같이 하여 부하(7)가 회전기인 경우, 그 기동 당초에 있어서 위치 검출을 행하기 위하여 지연상으로 되는 전류에 기인한 역률의 저하에 대처할 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 클램프 회로(5)에서 다이오드(D12, D13)를 설치하지 않고, 소위 CD 스너버를 채용할 수 있다. 도 29, 30은 이러한 클램프 회로(5)를 도시하고 있다. 도 29, 30의 클램프 회로(5)는 각각 도 19, 20의 클램프 회로(5)로부터 다이오드(D12, D13)를 제외한 것과 동일하다. 이러한 경우라도 스위치부(S5)를 도통시킴으로써, 클램프 회로(5)를 평활 회로로서 기능시킬 수 있다.

그러나, 이 경우, 부하 역률이 √3/2 이상이 아니면 스위치부(S5)를 비도통으로 시켜도 클램프 회로(5)가 효과적으로 기능하지 않는다. 따라서, 전환 명령(J)이 제1 전류 모드를 선택하는 시기를 부하 역률이 √3/2 이상으로 될 때까지 기다리는 것이 바람직하다.

<입력단에 접속되는 전원의 순간 전압 저하>

순간 정전에 의해 컨버터(4)에 입력하는 3상 교류 전압이 소실되면, 클램프 회로(5)에서는 콘덴서(C1, C2)가 병렬 접속되어 방전하므로, 클램프 전압은 반감된다. 특히, 부하(7)가 회전기인 경우, 클램프 전압의 감소는 회전기의 쇄교 자속을 약화시켜, 전류가 많아져 인버터(6)가 정지하거나 탈조에 의해 운전 정지를 초래할 우려가 있다.

도 31은 순간 정전 시에도 클램프 회로(5)가 기능하고 있는 경우의 동작을 나타내는 그래프이다. 전원(1)이 발생하는 전원 전압은 50Hz400V이며, 정전은 1/4 주기만 발생한 경우를 예시하고 있다.

상 전압 Vr, Vs, Vt는 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)에서의 전압을 나타내고, 전원선 전류 Ir, Is, It는 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)에 콘덴서군(3)으로부터 유입하는 전류를 나타내고, 클램프 회로 직렬 전압 Vc는 클램프 회로(5)에 있어서 콘덴서(C1, C2)가 지지하는 전압의 합을 나타내고, 직류 링크 전압 Vdc는 직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압을 나타내고, 부하선간 전압은 출력단(Pu, Pv, Pw)에 인가되어 있는 전압 Vu, Vv, Vw의 차를 나타내고(단, 도시되어 있는 것은 전압 Vu, Vv의 차 Vuv임), 부하선 전류 Iu, Iv, Iw는 각각 출력단(Pu, Pv, Pw)으로부터 부하(7)로 흘러 나가는 전류를 나타내고 있다.

상 전압 Vr, Vs, Vt가 모두 0으로 됨으로써, 전원선 전류 Ir, Is, It는 링잉을 수반하여 0에 수렴되고, 직류 링크 전압 Vdc는 콘덴서(C1, C2)의 각각이 지지하는 전압이 유지될 뿐이며 저하한다. 이에 따라, 부하선간 전압 Vuv도 반감하고, 부하선 전류 Iu, Iv, Iw는 크게 흐트러진다.

따라서, 순간 정전을 계기로 하여 스위치부(S5)를 단락한다. 구체적으로는 직류 링크 전압 Vdc의 평균값 Vdc1이 제1 임계값(예를 들어 400V)을 하회할 때를 계기로 하여 전환 신호 Scl을 활성화시킨다. 이 경우의 전환 명령(J)의 생성에 대해서는 전술하였다.

도 32 및 도 33은 모두 상술한 바와 같이 전환 신호 Scl을 활성화시키고, 전환 신호 Scl이 활성화되어 있을 때에는 컨버터(4)의 전류 모드를 120도 통전 모드(제2 전류 모드 또는 자연 전류 모드)로 하고, 전환 신호 Scl이 비활성화되어 있을 때에는 컨버터(4)의 전류 모드를 제1 전류 모드로 한 경우의 동작을 나타내는 그래프이다. 도 31과 마찬가지로 전원(1)이 발생하는 전원 전압은 50Hz400V이며, 정전은 1/4 주기만 발생한 경우를 예시하였다.

모두 전환 신호 Scl이 활성화되어 있는 사이에는 콘덴서(C1, C2)가 직류 전원선(LH, LL)간에서 직렬로 접속되므로, 직류 링크 전압 Vdc가 클램프 회로 직렬 전압 Vc와 일치한다.

그리고, 전환 신호 Scl이 활성화되어 있는 사이에는 120도 통전 모드에서 컨버터(4)가 전류하므로, 마침내 클램프 전압 Vc(직류 링크 전압 Vdc)는 상승한다.

단, 도 32는 직류 링크 전압 Vdc가 제2 임계값(이것은 제1 임계값 이상이고 예를 들어 450V)을 초과한 값을 소정 기간 유지한 것으로써, 전환 신호 Scl을 비활성화시키는 경우를 예시하고 있다. 또한, 도 33은 직류 링크 전압 Vdc가 제2 임계값(이것은 제1 임계값 이상이고 예를 들어 600V)을 초과한 것을 계기로 하여, 전환 신호 Scl을 비활성화시키는 경우를 예시하고 있다.

도 32에 나타내어진 동작에서는 제1 전류 모드로 이행할 때의 직류 링크 전압 Vdc가 과대해지지 않고, 그 후에도 직류 링크 전압 Vdc가 과대해지기 어렵다고 하는 이점이 있다. 도 33에 나타내어진 동작에서는 전원선 전류 Ir, Is, It에 발생하는 링잉이 발생하는 횟수가 적다고 하는 이점이 있다.

도 34도 순간 정전에 따른 동작을 나타내는 그래프이다. 당해 동작도 도 32 및 도 33에 나타내어진 동작과 마찬가지로 직류 링크 전압 Vdc의 평균값 Vdc1이 제1 임계값(예를 들어 400V)을 하회할 때를 계기로 하여 전환 신호 Scl을 활성화시킨다. 그리고, 도 34에 나타내어진 동작도 직류 링크 전압 Vdc가 제2 임계값(이것은 제1 임계값 이상이고 예를 들어 600V)을 초과한 것을 계기로 하여, 전환 신호 Scl을 비활성화시키는 점에서 도 33에 나타내어진 동작과 마찬가지이다.

단, 도 34에 나타내어진 동작에서는 전환 신호 Scl을 비활성화시키고 나서 120도 통전 모드로 옮길 때까지 소정 시간만큼 지연을 설정한다. 즉, 도 31 내지 도 33에 나타내어진 동작은 모두 스위치부(S5)가 비도통으로 되는 시점 이후에서 제1 전류 모드가 채용되는 점에서 공통되지만, 도 34에 나타내어진 동작에서는 스위치부(S5)가 비도통으로 된 시점 이후이며 소정 시간이 경과하고 나서 제1 전류 모드가 채용되는 점에서 도 32, 도 33에 나타내어진 동작과 상이하다. 이러한 소정 시간의 지연은 전환 명령(J)이 제1 전류 모드를 설정하여도 사다리꼴 형상 전압 명령 생성부(11)에 있어서 계시함으로써 실현할 수 있다.

도 34에 나타내어진 동작에서는 전환 신호 Scl을 비활성화시키고 나서 제1 전류 모드로 옮길 때까지의 사이, 컨버터(4)의 전류에는 120도 통전 모드가 채용된다. 이와 같이 클램프 회로가 기능하고 있는 경우에 120도 통전 모드를 채용하여 컨버터를 전류시키면, 전원선 전류 Ir, Is, It는 크게 흐트러지지만, 직류 링크 전압 Vdc를 손상시키는 것은 아니다.

따라서, 스위치부(S5)를 설치하지 않는 경우라도 직류 링크 전압 Vdc를 검출하여, 이로써 정전을 검출하고, 당해 정전 시에는 120도 통전 모드를 채용하여 컨버터를 전류시켜도 된다.

또한, 전환 신호 Scl을 활성화시키는 타이밍은 평균값 Vdc1을 사용할 뿐만 아니라, 직류 링크 전압 Vdc 자체를 사용하여도 된다. 도 31에 있어서 나타내어진 바와 같이, 또한 도 4를 사용하여 설명한 바와 같이, 직류 링크 전압 Vdc는 컨버터(4)의 스위칭에 의해 포락선간을 천이한다. 따라서, 예를 들어 상술한 바와 같이 제1 임계값을 400V로 설정하면, 정상 운전 시에 있어서도 직류 링크 전압 Vdc는 제1 임계값보다도 작은 값을 이산적으로 채용하고 있다.

따라서, 간단히 직류 링크 전압 Vdc를 사용하여 전환 신호 Scl을 활성화시키는 타이밍을 결정하기 위해서는, 전환 명령 생성부(31)의 직류 링크 전압 Vdc에 대한 감도를 저하시키면 된다. 구체적으로는 전환 명령 생성부(31)는 직류 링크 전압 Vdc의 크기를 인식하는 데 필요한 시간을 길게 채용하면 된다. 예를 들어 직류 링크 전압 Vdc가 제1 임계값 이하를 소정 기간 유지할 때에 전환 명령(J)을 생성하여 스위치부(S5)를 도통시킨다.

물론 평균값 Vdc1과 제1 임계값을 비교하는 쪽이 직류 링크 전압 Vdc를 소정 기간 계속해서 계측할 필요가 없는 점에서 유리하다.

직류 링크 전압 Vdc로부터 평균값 Vdc1을 구하는 기능은 전환 명령 생성부(31)가 담당하여도 된다. 혹은 당해 기능은 별도로 설치하는 연산부 혹은 적분 회로에 담당시키고, 전환 명령 생성부(31)에는 평균값 Vdc1이 입력되어도 된다.

본 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은 모든 국면에 있어서 예시이며, 본 발명이 그것에 한정되는 것이 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것으로 이해된다.

4: 전류형 컨버터
5: 클램프 회로
6: 전압형 인버터
C1, C2: 콘덴서
Dcl: 클램프 다이오드
D12, D13: 다이오드
LH: 제1 직류 전원선
LL: 제2 직류 전원선
Pr, Ps, Pt: 입력단
Pu, Pv, Pw: 출력단
S1: 스위치
S5: 스위치부
Trp, Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn: 제1 스위칭 소자군
Tup, Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn: 제2 스위칭 소자군
Vr*, Vs*, Vt*: 사다리꼴파(상 전압 명령)

Claims

삭제
복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
제1 직류 전원선(LH)과,
상기 제1 직류 전원선보다도 낮은 전위가 인가되는 제2 직류 전원선(LL)과,
적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)와, 상기 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)를 갖는 전류형 컨버터(4)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 애노드를 상기 제1 직류 전원선측을 향하게 하여 설치되는 다이오드(D1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 콘덴서(C1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 콘덴서 및 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 제1 저항(R1)과,
적어도 하나의 상기 복수의 입력단과 상기 콘덴서를 연결하는 직렬 경로에 설치되는 제2 저항(R81, R82)과,
상기 제2 저항을 통한 상기 적어도 하나의 상기 복수의 입력단과 상기 콘덴서의 사이의 도통/비도통을 선택하는 제1 스위치(S81, S82)를 구비하고,
상기 제1 저항(R1)은 상기 제2 저항보다도 낮은 저항값을 갖는, 전력 변환 장치.
복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
제1 직류 전원선(LH)과,
상기 제1 직류 전원선보다도 낮은 전위가 인가되는 제2 직류 전원선(LL)과,
적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)와, 상기 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)를 갖는 전류형 컨버터(4)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 애노드를 상기 제1 직류 전원선측을 향하게 하여 설치되는 다이오드(D1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 콘덴서(C1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 콘덴서 및 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 제1 저항(R1)과,
유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)를 구비하고,
상기 제1 저항(R1)의 저항값은, 상기 전압형 인버터의 정격 전압으로부터 상기 복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)의 상호간에 인가되는 선간 전압의 최대값을 감산한 값을, 상기 유도성 부하로부터 상기 전압형 인버터를 통하여 흐르는 회생 전류로 나눈 값 이하인, 전력 변환 장치.
제2항에 있어서, 유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)와,
상기 제1 저항(R1)과 병렬로 접속된 제2 스위치(S1)를 더 구비하는, 전력 변환 장치.
복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
제1 직류 전원선(LH)과,
상기 제1 직류 전원선보다도 낮은 전위가 인가되는 제2 직류 전원선(LL)과,
적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)와, 상기 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)를 갖는 전류형 컨버터(4)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 애노드를 상기 제1 직류 전원선측을 향하게 하여 설치되는 다이오드(D1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 콘덴서(C1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 콘덴서 및 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 제1 저항(R1)과,
유도성 부하(7)에 접속되는 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp)와, 상기 복수의 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선(LL)의 사이에 접속되는 복수의 스위칭 소자(Tun, Tvn, Twn)를 갖는 전압형 인버터(6)와,
상기 다이오드 및 상기 제1 저항(R1)과 병렬로 접속된 쌍방향의 제3 스위치(S5)를 구비하는, 전력 변환 장치.
제5항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는,
상기 다이오드(D1)와 역병렬로 접속된 제1 트랜지스터(T1)와,
애노드를 상기 제2 직류 전원선(LL)측을, 캐소드를 상기 제1 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 상기 제1 저항과 병렬로 접속된 제2 다이오드(D2)와,
상기 제2 다이오드와 역병렬로 접속된 제2 트랜지스터(T2)를 구비하는, 전력 변환 장치.
제5항에 있어서, 상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)은 상기 콘덴서(C1)에 대하여 동일한 측에 설치되고,
상기 제3 스위치(S5)는,
애노드를 상기 제2 직류 전원선(LL)측을, 캐소드를 상기 제1 직류 전원선(LH)측을 각각 향하게 하여 상기 제1 저항과 병렬로 접속된 제2 다이오드(D2)와,
애노드가 상기 제2 다이오드(D2)의 캐소드에 접속된 제3 다이오드(D3)와,
애노드가 상기 다이오드(D1)의 캐소드에 접속된 제4 다이오드(D4)와,
콜렉터가 상기 제3 다이오드의 캐소드와 상기 제4 다이오드의 캐소드와, 이미터가 상기 다이오드 및 상기 제2 다이오드의 애노드와 각각 접속된 트랜지스터를 구비하는, 전력 변환 장치.
제5항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 전압형 인버터(6)의 모든 상기 복수의 스위칭 소자(Tup, Tvp, Twp, Tun, Tvn, Twn)를 비도통으로 하기 전에 도통하는, 전력 변환 장치.
제5항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복수의 입력단은 3개의 입력단이고, 상기 복수의 출력단은 3개의 출력단이며,
상기 전류형 컨버터(4)는 모두가 360도 주기이며 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 결정되는, 제1 전류(轉流) 모드와 120도 통전 모드 중 어느 하나를 따라 전류(轉流)하고,
상기 제1 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖고,
상기 전류형 컨버터는, 상기 제1 전류 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류하고,
상기 제1 전류 모드가 채용되어 있는 상태에서 상기 제3 스위치(S5)가 도통하는 것을 계기로 하여, 상기 120도 통전 모드가 채용되고,
상기 제3 스위치가 비도통으로 되는 시점 이후에서 상기 제1 전류 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
제9항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 복수의 출력단(Pu, Pv, Pw)에 접속되는 상기 유도성 부하(7)의 역률이 소정값을 하회할 때에 도통하는, 전력 변환 장치.
제10항에 있어서, 상기 유도성 부하(7)는 회전기이고, 기동 당초의 소정 기간은 상기 120도 통전 모드에 따라 상기 전류형 컨버터(4)가 전류하는, 전력 변환 장치.
제9항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 제1 임계값을 하회할 때에 도통하는, 전력 변환 장치.
제12항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계값 이상의 제2 임계값을 초과하는 값을 소정 기간 유지한 것으로써 비도통으로 되고,
상기 제3 스위치가 비도통으로 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
제13항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)는, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계값 이상의 제2 임계값을 초과한 것을 계기로 하여 비도통으로 되는, 전력 변환 장치.
제14항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)가 비도통으로 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
제14항에 있어서, 상기 제3 스위치(S5)가 비도통으로 되고 나서 소정 기간이 경과한 후에 상기 제1 전류 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
복수의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
제1 직류 전원선(LH)과,
상기 제1 직류 전원선보다도 낮은 전위가 인가되는 제2 직류 전원선(LL)과,
적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp)와, 상기 적어도 2개의 상기 복수의 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 복수의 스위칭 소자(Trn, Tsn, Ttn)를 갖는 전류형 컨버터(4)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 애노드를 상기 제1 직류 전원선측을 향하게 하여 설치되는 다이오드(D1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 콘덴서(C1)와,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선의 사이에서 상기 콘덴서 및 상기 다이오드와 직렬로 접속되는 제1 저항(R1)을 구비하며,
상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)은 상기 콘덴서(C1)에 대하여 상기 제2 직류 전원선(LL)측에 설치되고,
상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선(LH, LL)의 사이에서 상기 다이오드(D1) 및 상기 제1 저항(R1)의 직렬 접속에 대하여 상기 콘덴서와 반대측에서 직렬로 접속된 제2 콘덴서(C2)와,
애노드가 상기 직렬 접속과 상기 제2 콘덴서의 사이에, 캐소드가 상기 제1 직류 전원선에 각각 접속된 제5 다이오드(D12)와,
애노드가 상기 제2 직류 전원선에, 캐소드가 상기 직렬 접속과 상기 콘덴서의 사이에 각각 접속된 제6 다이오드(D13)를 더 구비하는, 전력 변환 장치.
제9항에 있어서, 상기 120도 통전 모드는 제2 전류 모드이고,
상기 제2 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 180도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 갖고,
상기 전류형 컨버터(4)는, 상기 제2 전류 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류하는, 전력 변환 장치.
제9항에 있어서, 상기 120도 통전 모드는, 상기 전류형 컨버터(4)가 갖는 모든 상기 복수의 스위칭 소자(Trp, Tsp, Ttp, Trn, Tsn, Ttn)가 도통하는 자연 전류 모드인, 전력 변환 장치.