JPH1141930A

JPH1141930A - 平滑回路

Info

Publication number: JPH1141930A
Application number: JP19145497A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Matsumoto; 匡彦松本; Yoshihiro Matsumoto; 義寛松本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1997-07-16
Filing date: 1997-07-16
Publication date: 1999-02-12

Abstract

(57)【要約】【課題】回路構成が簡易で、ノイズが少なく、また
小形、軽量で、エネルギ−効率が良く、さらにＩＥＣ１
０００−３−２に基づいたガイドラインのクラスＡで規
定する規格値に設定しやすい平滑回路を提供する。【解決手段】交流電圧を直流電圧に整流して定電力
負荷に出力する整流回路の出力端には、ＭＯＳＦＥＴと
第一のコンデンサとからなる第一の直列回路が接続され
る。また、整流回路の出力端には、第二のダイオ−ドと
第二のコンデンサとからなる第二の直列回路が接続され
る。第二のコンデンサには、第一の抵抗と第二の抵抗と
からなる分圧回路が並列接続される。第一の抵抗と第二
の抵抗の接続点はＭＯＳＦＥＴのゲ−トに接続され、一
定の基準電圧が印加される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
やインバ−タ等に用いられる平滑回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図４を用いて、従来の一般にチョ−クイ
ンプット型平滑回路と呼ばれている平滑回路１について
説明する。平滑回路１は、整流回路２と、インダクタ３
と、平滑コンデンサ４とから構成される。整流回路２
は、例えば単相ブリッジ回路のような整流回路であり、
交流電源５の出力端に接続される。交流電源５は、例え
ば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚのような低周波の交流電源
を発生し、発生した交流電圧は整流回路２によって整流
される。整流回路２の出力端には、直列接続されたイン
ダクタ３と平滑コンデンサ４とからなる直列回路が接続
される。インダクタ３と平滑コンデンサ４は、整流回路
２によって整流された電圧を平滑化する。

【０００３】平滑化された直流電圧は、定電力負荷６に
供給される。定電力負荷６は、電圧が低下すると電流が
増加して一定の電力を消費する負荷であり、具体的には
ＤＣ−ＤＣコンバ−タのような電力変換器である。

【０００４】このように構成される平滑回路１におい
て、インダクタ３は平滑コンデンサ４の充電電流のピ−
ク値を抑制するので、平滑コンデンサ４に電流が流れる
時間、すなわち整流回路２の導通幅を広げることができ
る。この結果、ＩＥＣ（国際電気標準会議）１０００草
案、パ−ト３、セクション２（以下「ＩＥＣ１０００−
３−２」という）に基づいたガイドラインのクラスＤで
規定する規格値以下に高調波電流を抑制することができ
る。なおＩＥＣ１０００−３−２に規定する規格におい
ては、各クラスごとに、高調波次数およびワット当たり
の最大許容高調波電流の定格負荷条件に対しての高調波
電流の限度値および入力電流の波形を規定する包絡線に
対する波形の形状が定められている。

【０００５】次に、図５を用いて、特開平７−２４１０
７８号公報に記載されたコンデンサインプット型の平滑
回路７について説明する。平滑回路７は、整流回路２
と、コンデンサ８と、トランジスタ９と、ダイオ−ド１
０と、電圧検出回路１１と、制御回路１２とから構成さ
れる。

【０００６】整流回路２はブリッジ接続された４個のダ
イオ−ドで構成され、交流電源５の出力端に接続され
る。交流電源５は、周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、最
大電圧値Ｖｐが約１４１Ｖの商用電源である。整流回路
２の一方の出力端にはコンデンサ８の一端が接続され
る。ＮＰＮ型のトランジスタ９のエミッタＥはコンデン
サ８の他端に接続され、トランジスタ９のコレクタＣは
整流回路２の他方の出力端に接続される。また、トラン
ジスタ９のエミッタＥにはダイオ−ド１０のアノ−ドが
接続され、トランジスタ９のコレクタＣにはダイオ−ド
１０のカソ−ドが接続される。交流電源５の一方の出力
端とトランジスタ９のベ−スＢの間には、電圧検出回路
１１と、制御回路１２とが直列に接続される。電圧検出
回路１１は、交流電源５によって発生した正弦波電圧Ｖ
ｉｎを検出する。電圧検出回路１１は、検出した正弦波
電圧Ｖｉｎが所定の基準電圧以下の場合には制御回路１
２に信号を出力するが、検出した正弦波電圧Ｖｉｎが所
定の基準電圧以上の場合には制御回路１２に信号を出力
しない。制御回路１２は、電圧検出回路１１からの信号
を受けた場合にのみ、トランジスタ９をオン制御する。
整流回路２の出力端には、負荷１３が接続される。

【０００７】平滑回路７を構成するトランジスタ９は、
制御回路１２によってオン・オフ制御されてスイッチン
グ動作を行う。すなわち、トランジスタ９のエミッタＥ
とコレクタＣの間に十分な電流が流れるトランジスタ９
の飽和領域が、オン状態として使用される。また、トラ
ンジスタ９のエミッタＥとコレクタＣの間にほとんど電
流が流れていない状態であるトランジスタ９の遮断領域
が、オフ状態として使用される。このため、トランジス
タ９は、図６のように、等価回路的にはオン・オフ動作
をするスイッチ素子１４とみなすことができる。

【０００８】次に、図７（ａ）乃至（ｇ）に示す動作波
形図を用いて、平滑回路７の回路動作についての説明を
する。なお、横軸は、時間軸ｔである。

【０００９】図７（ａ）のように、交流電源５の正弦波
電圧Ｖｉｎが上昇し、＋Ｖｔ（但し、±Ｖｍを正弦波電
圧Ｖｉｎのピーク値とすると、｜Ｖｔ｜＜｜Ｖｍ｜であ
る。）となった時点をｔ０とする。次に＋Ｖｍをピーク
に下降して再び＋Ｖｔとなった時点をｔ１、さらに下降
して極性が変わり−Ｖｔとなった時点をｔ２、一Ｖｍを
ピークに上昇を始め、再び十Ｖｔとなった時点をｔ３、
そしてさらに上昇して再び十Ｖｔとなった時点をｔ４と
する。なお、±Ｖｔは、電圧検出回路１１が制御回路１
２に、トランジスタ９を制御するための信号を送るため
に設定された基準電圧である。なお、図７（ｃ）は、整
流回路２の出力電圧Ｖｏｕｔを示す。

【００１０】ｔ０〜ｔ１の期間では、図７（ａ）のよう
に、交流電源５の正弦波電圧Ｖｉｎが＋Ｖｔよりも大き
いため、電圧検出回路１１は、図７（ｂ）のように、電
圧を検出しない。このため、電圧検出回路１１は制御回
路１２に信号を出力せず、トランジスタ９は遮断領域の
動作となりオフ制御される。負荷１３には、図７（ｆ）
のように、整流回路２から電流ｉ１３が直接供給され
る。また、交流電源５の正弦波電圧Ｖｉｎがコンデンサ
８の充電電圧よりも高くなるとコンデンサ８には、図７
（ｄ）のように、コンデンサ８およびダイオ−ド１０の
経路を介して充電電流ｉｃがパルス的に供給される。コ
ンデンサ８の充電は、交流電源５の正弦波電圧Ｖｉｎが
ピ−ク値＋Ｖｍのときに完了する。なお、交流電源５の
出力端には、図７（ｇ）のように、電流ｉ１３と、充電
電流がｉｃとが重畳された波形の電流ｉ５が流れる。

【００１１】ｔ１〜ｔ２の期間では、図７（ａ）のよう
に、交流電源５の正弦波電圧Ｖｉｎが＋Ｖｔよりも小さ
くなる。このため、図７（ｂ）のように、電圧検出回路
１１は電圧を検出し、制御回路１２に信号を出力する。
この結果、制御回路１２は、トランジスタ９を飽和領域
で動作させるのに充分な大きさの信号を出力し、卜ラン
ジスタ９をオン制御する。このとき、コンデンサ８の充
電電圧は＋Ｖｍであり、整流回路２の出力端の電圧より
も高い状態にある。このため、コンデンサ８に充電され
た電荷は、図７（ｅ）のように、オン制御されたトラン
ジスタ８を介して放電する。従って、負荷１３には、図
７（ｆ）のように、コンデンサ８から放電電流ｉｄが供
給される。

【００１２】ｔ２〜ｔ３の期間では、交流電源５の出力
端に流れる電流ｉ５の極性が反転する以外は、ｔ０〜ｔ
１の期間における回路動作と同じである。

【００１３】ｔ３〜ｔ４の期間では、ｔ１〜ｔ２の期間
における回路動作と同じである。

【００１４】以後、ｔ０〜ｔ４の期間の動作を繰り返
す。

【００１５】このように構成された平滑回路７は、整流
回路２の出力電流の導通角を増大させることにより、高
調波を低減することができる等の種々の特徴を有する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た図４に示す平滑回路１においては、ＩＥＣ１０００−
３−２に基づいたガイドラインのクラスＤで規定する規
格値以下に高調波電流を抑制することができる。しかし
ながら、高調波電流を十分に抑制するためには、大きな
インダクタンスを有するインダクタ３を用いる必要があ
り、平滑回路１の体積および重量が共に大きくなるとい
う欠点があった。例えば、出力が１００Ｗの場合には、
インダクタンスが２０ｍＨ程度のインダクタ３を使用す
る必要があり、体積が８０ｃｍ³、また重量が２００ｇ
程度になってしまうという欠点が有る。

【００１７】また、上述した図５に示す平滑回路７にお
いては、コンデンサ８に整流回路２のピ−ク電圧で充電
された充電電荷が、オン制御されたトランジスタ９を介
して負荷１３に放電される。すなわち、トランジスタ９
がタ−ンオンすると、図７（ｃ）の時刻ｔ１における波
形からも明らかなように、整流回路２の出力電圧Ｖｏｕ
ｔは急峻に立ち上がり、コンデンサ８の充電電圧と等し
くなる。

【００１８】一般に、このような急激な電圧変化は、交
流電源５へのノイズ、いわゆるＡＣ帰還ノイズや、定電
力負荷１３に対するリップルノイズ等の発生原因とな
る。

【００１９】そこで、本発明は上述のような問題を解決
するもので、回路構成が簡易で、小形、軽量で、エネル
ギ−効率が良く、ＩＥＣ１０００−３−２に基づいたガ
イドラインのクラスＡで規定する規格値以下に設定しや
すく、ノイズの少ない平滑回路を提供することを目的と
する。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、次のように構成される。すなわち、第一
に、交流電源に接続された整流回路と、該整流回路の出
力端に接続されたトランジスタを有する充放電回路およ
びコンデンサとからなる直列回路と、一定基準電圧を発
生する手段とを備え、前記充放電回路を介して前記整流
回路の出力が前記コンデンサの充電電圧と等しい電圧か
ら出力のピ−クの電圧までの期間前記コンデンサに充電
電圧を供給し、前記整流回路の出力電圧と前記基準電圧
との電圧差に基づいて前記トランジスタを活性領域にお
いて動作させ、前記コンデンサの充電電圧が充電電荷の
放電をする期間、負荷に供給する電圧を一定に保つもの
である。

【００２１】整流回路の出力電圧がコンデンサの充電電
圧よりも高い場合は、充放電回路を介して整流回路から
コンデンサに充電電流が供給される。この時、充放電回
路を構成するトタンジスタはオフ状態に保たれる。そし
て、コンデンサの充電電圧が整流回路の出力電圧より高
くなると、充放電回路を介して整流回路からコンデンサ
に充電電流が流れなくなる。この時、トランジスタは、
依然としてオフ状態に保たれる。次に、コンデンサの充
電電圧が整流回路の出力電圧より高い状態で、基準電圧
と該基準電圧よりも低い整流回路の出力電圧との電圧差
がトランジスタに印加されるとトランジスタは活性領域
における動作を開始し、コンデンサの充電電荷がわずか
ながらトランジスタを介して放電する。電圧差が所定の
電圧値に達すると、トランジスタは活性領域における所
定の静特性曲線に応じて動作する。この結果、コンデン
サに充電された充電電荷はトランジスタを介して放電
し、コンデンサの充電電圧が直線的に減少する。このと
き、コンデンサの放電電流は一定量流れ、トランジスタ
は所定の静特性曲線に保たれる。この結果、整流回路の
出力電圧は一定に保たれる。以降、この動作を繰り返
す。

【００２２】第二に、交流電源に接続された整流回路
と、該整流回路の出力端に接続されたトランジスタと第
一のコンデンサとからなる第一の直列回路と、トランジ
スタに並列接続された第一のダイオ−ドと、前記整流回
路の出力端に接続された第二のダイオ−ドと第二のコン
デンサとからなる第二の直列回路と、前記第二のコンデ
ンサに並列接続された分圧回路とを有し、該分圧回路に
よって得られる基準電圧を前記トランジスタの制御端子
に印加することにより、前記トランジスタを活性領域に
おいて動作させるものである。

【００２３】トランジスタの制御端子には、第二のコン
デンサの充電電圧が分圧回路で分圧された基準電圧が印
加される。整流回路の出力端の電圧が第一のコンデンサ
の充電電圧よりも低い状態で、トランジスタの制御端子
の電圧と整流回路の出力電圧の電圧差がトランジスタを
活性領域で動作させる電圧に達すると第一のコンデンサ
に充電された充電電荷はトランジスタを介して放電され
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１を用いて、本発明に係る平滑
回路１５の構成を説明する。従来と同じ構成部分は同じ
番号を用いて、説明は簡略化する。

【００２５】平滑回路１５は、整流回路２と、充放電回
路１６と、第一のコンデンサ１７と、第一のダイオ−ド
１８と、第二のコンデンサ１９と、第一の抵抗２０と、
第二の抵抗２１とから構成される。

【００２６】なお、以下の説明では、充放電回路１６と
してＮチャンネル型のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ
（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏ
ｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）
２２を用いた場合を例示として説明する。ＭＯＳＦＥＴ
２２のソ−スＳとドレインＤの間には、アノ−ドがソ−
スＳに接続され、カソ−ドがドレインＤに接続された寄
生ダイオ−ド２３が存在する。このため、後述するよう
に寄生ダイオ−ド２３を介して第一のコンデンサ１７に
電流を流すことができるので、第一のコンデンサ１７に
電流を流すためのダイオ−ドの接続を省略することがで
き、整流回路２は、例えば単相ブリッジ回路のような整
流回路からなり、例えば周波数５０Ｈｚあるいは６０Ｈ
ｚの低周波、最大電圧値Ｖｐが約１４１Ｖの交流電圧を
発生する交流電源５の出力端に接続される。整流回路２
は、交流電源５によって発生した交流電圧を整流する。
得られた整流電圧は、整流回路２の出力端に接続された
定電力負荷６に供給される。定電力負荷６は、電圧が低
下すると電流が増加して一定の電力を消費する負荷であ
る。整流回路２の一方の出力端には、ＭＯＳＦＥＴ２２
のソ−スＳが接続される。ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン
Ｄは、第一のコンデンサ１７を介して、整流回路２の他
方の出力端に接続される。

【００２７】第一のダイオ−ド１８のアノ−ドは、ＭＯ
ＳＦＥＴ２２のソ−スＳに接続される。第一のダイオ−
ド１８のカソ−ドは、第二のコンデンサ１９を介して、
整流回路２の他方の出力端に接続される。第二のコンデ
ンサ１９には、直列接続された第一の抵抗２０と第二の
抵抗２１とからなる分圧回路が並列接続される。第一の
抵抗２０と第二の抵抗２１の接続点は、ＭＯＳＦＥＴ２
２のゲ−トＧに接続される。

【００２８】また、ツェナ−ダイオ−ド２４のアノ−ド
がＭＯＳＦＥＴ２２のソ−スＳに接続され、カソ−ドが
ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧに接続される。この結果、
過電圧がＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧに印加されるのが
防止され、ＭＯＳＦＥＴ２２の酸化膜が過電圧によって
静電破壊されるのを防ぐことができる。

【００２９】さらに、定電力負荷６が高周波でスイッチ
ング動作をするＤＣ−ＤＣコンバ−タのような場合に
は、定電力負荷６で発生するスイッチングノイズを吸収
するため、第一のコンデンサ１７に比べて容量が小さい
ノイズ除去用の第三のコンデンサ２５が定電力負荷６に
並列接続される。

【００３０】ＭＯＳＦＥＴ２２は、ＭＯＳＦＥＴ２２の
ドレインＤとソ−スＳの間に十分な電流が流れ、かつ抵
抗の小さい状態、すなわちトランジスタにおける飽和領
域に相当する領域（以下、飽和領域という）と、ドレイ
ンＤとソ−スＳの間にほとんど電流が流れていない状
態、すなわちトランジスタにおける遮断領域に相当する
領域（以下、遮断領域という）の中間状態、すなわちト
ランジスタにおける活性領域に相当する領域（以下、活
性領域という）で使用される。このため、ＭＯＳＦＥＴ
２２はオン・オフ動作をするスイッチ素子としてではな
く、図２に示すように、等価回路的には可変抵抗２６と
寄生ダイオ−ド２３とが並列接続されたものとみなすこ
とができる。なお、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレインＤとソ
−スＳの間に流れる電流量は、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−
トＧとソ−スＳに印加される電圧差Ｖｇｓによって制御
される。

【００３１】次に、図３（ａ）乃至（ｇ）に示す動作波
形を用いて、平滑回路１５の回路動作について説明す
る。なお、横軸は、時間軸ｔである。

【００３２】図３（ａ）に点線で示される波形Ｖａｃ
は、平滑回路１５が整流回路２のみから構成されるとし
た場合における、整流回路２の出力電圧である。すなわ
ち、交流電源５によって発生した交流電圧が、整流回路
２によって全波整流された時の出力電圧である。

【００３３】Ｖｇは、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧに印
加されるゲ−ト電圧Ｖｇである。出力電圧Ｖａｃの最大
電圧値がＶｐであるので、第二のコンデンサ１９の充電
電圧はＶｐとなる。また、第二の抵抗２１の抵抗値は比
較的大きな値に設定されるため、ツェナ−ダイオ−ド２
４と第二の抵抗２１の経路を介して流れる電流は極めて
小さく、無視することができる。このため、ゲ−ト電圧
Ｖｇは、第二のコンデンサ１９の充電電圧Ｖｐが第一の
抵抗２１と第二の抵抗２２とによって分圧された一定の
電圧値となる。

【００３４】Ｖｃは、ゲ−ト電圧Ｖｇよりも低い一定の
基準電圧である。ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧとソ−ス
Ｓの間には、ゲ−ト電圧Ｖｇと基準電圧Ｖｃとの電圧差
Ｖｔが印加される。この結果、ＭＯＳＦＥＴ２２は、電
圧差Ｖｔによってあらかじめ定められた活性領域におけ
る静特性曲線にしたがって動作する。なお、ゲ−ト電圧
Ｖｇの値の設定により、電圧差Ｖｔは可変される。従っ
て、ＭＯＳＦＥＴ２２が動作する際の、活性領域におけ
る所定の静特性曲線を変えることができる。

【００３５】時刻ｔ０で、第一のコンデンサ１７の充電
電圧と、整流回路２の出力電圧Ｖ２が等しくなる。この
ため、後述するように活性領域で動作していたＭＯＳＦ
ＥＴ２２のソ−ス電圧Ｖｓとドレイン電圧Ｖｄが等しく
なり、ＭＯＳＦＥＴ２２はタ−ンオフする。

【００３６】時刻ｔ０〜ｔ１の期間では、図３（ｃ）の
ように、整流回路２の出力電圧Ｖ２が上昇する。この期
間では、第一のコンデンサ１７の充電電圧Ｖ１７が整流
回路２の出力電圧Ｖ２より低いため、ＭＯＳＦＥＴ２２
はオフ状態が維持される。また、第一のコンデンサ１７
には、図３（ｅ）のように、整流回路２から寄生ダイオ
−ド２３を介して充電電流ｉ２ａが供給される。この結
果、図３（ｂ）のように、第一のコンデンサ１７の充電
電圧Ｖ１７が上昇する。また、同時に、定電力負荷６に
は整流回路２から直接に電流が供給され、図３（ｆ）の
ように、定電力負荷６には電流ｉ６が流れる。定電力負
荷６は、定電力負荷６に印加される整流回路２の出力電
圧Ｖ２と、定電力負荷６に流れる電流ｉ６の積が一定と
なるように電力を消費する負荷であるため、定電力負荷
６に供給される電流ｉ６は下にへこんだ波形となる。

【００３７】また、第二のコンデンサ１９にも、整流回
路２から第二のダイオ−ド１８を介して充電電流が供給
される。

【００３８】時刻ｔ１で、図３（ｃ）のように、整流回
路２の出力電圧Ｖ２は最大電圧値Ｖｐに到達する。これ
に伴い、第一のコンデンサ１７の充電電圧Ｖ１７も、図
３（ｂ）のように、最大電圧値Ｖｐに到達する。すなわ
ち、第一のコンデンサ１７は、整流回路２の出力電圧Ｖ
２をロスすることなく極めて効率良く充電される。ま
た、第二のコンデンサ１９の充電電圧も、最大電圧値Ｖ
ｐに到達する。

【００３９】時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、図３（ｃ）の
ように、整流回路２の出力電圧Ｖ２は最大電圧値Ｖｐか
ら徐々に減少する。この結果、第一のコンデンサ１７の
充電電圧Ｖ１７は整流回路２の出力電圧Ｖ２よりも高く
なり、図３（ｅ）のように、整流回路２から第一のコン
デンサ１７に供給される充電電流ｉ２ａは零となる。ま
た、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン電圧Ｖｄはソ−ス電圧
Ｖｓよりも高くなるが、ＭＯＳＦＥＴ１６のソ−ス電圧
Ｖｓがゲ−ト電圧Ｖｇよりも高いため、ＭＯＳＦＥＴ１
６のオフ状態が維持される。従って、第一のコンデンサ
１７の充電電荷は放電されることなく、図３（ｂ）のよ
うに、第一のコンデンサ１７の充電電圧Ｖ１７はＶｐに
維持されたままとなる。定電力負荷６には、図３（ｆ）
のように、引き続いて整流回路２から直接に電流が供給
される。

【００４０】時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、図３（ｃ）の
ように、整流回路２の出力電圧Ｖ２はさらに減少する。
このため、時刻ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、第一のコン
デンサ１７の充電電圧Ｖ１７は整流回路２の出力電圧Ｖ
２よりも高く、図３（ｅ）のように、整流回路２から第
一のコンデンサ１７に供給される充電電流ｉ２ａは零と
なる。定電力負荷６には、図３（ｆ）のように、引き続
いて整流回路２から直接に電流が供給される。

【００４１】また、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−ト電圧Ｖｇ
はソ−ス電圧Ｖｓよりも徐々に高くなるので、ＭＯＳＦ
ＥＴ１６は活性領域における動作を開始する。しかしな
がら、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧとソ−スＳの間に印
加される電圧差Ｖｇｓが小さく、この期間での第一のコ
ンデンサ１７の放電電荷は極めて少ない。このため、図
３（ｄ）のように、第一のコンデンサ１７の充電電流ｉ
ｄはほぼ零とみなすことができ、また、図３（ｂ）のよ
うに、第一のコンデンサ１７の充電電圧Ｖ１７はＶｐに
維持される。

【００４２】時刻ｔ３で、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧ
とソ−スＳとの間には、ＭＯＳＦＥＴ２２の活性領域に
おける所定の静特性曲線にしたがってＭＯＳＦＥＴ２２
を動作させるための電圧差Ｖｔが印加される。

【００４３】時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、ＭＯＳＦＥＴ
２２のゲ−トＧとソ−スＳとの間には一定の電圧差Ｖｔ
が引き続き印加される。このため、ＭＯＳＦＥＴ２２
は、ＭＯＳＦＥＴ２２の活性領域における所定の静特性
曲線にしたがって、図３（ｄ）のように、第一のコンデ
ンサ１７から一定の放電電流ｉｄを流す。この結果、第
一のコンデンサ１７の充電電圧Ｖ１７は、直線的に減少
する。一方、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲ−トＧとソ−スＳと
の間の電圧差Ｖｔおよびゲ−ト電圧ｇが一定であるた
め、図３（ｃ）のように、ＭＯＳＦＥＴ２２のソ−ス電
圧Ｖｓは一定電圧に保たれる。この結果、整流回路２の
出力電圧Ｖ２は急峻に立ち上がることなく、一定電圧に
保持される。

【００４４】時刻ｔ４で、第一のコンデンサ１７の充電
電圧と、整流回路２の出力電圧Ｖ２が等しくなる。この
ため、活性領域で動作していたＭＯＳＦＥＴ２２のソ−
ス電圧Ｖｓとドレイン電圧Ｖｄが等しくなり、ＭＯＳＦ
ＥＴ２２はタ−ンオフする。この結果、図３（ｄ）のよ
うに、第一のコンデンサ１７から定電流負荷６に供給さ
れていた放電電流ｉｄは零となる。

【００４５】図３（ｇ）は、整流回路２の出力端を流れ
る電流ｉ２を示す。電流ｉ２は、時刻ｔ０〜ｔ１の期間
における充電電流ｉ２ａと、時刻ｔ０〜ｔ３における電
流ｉ６を合わせた波形となる。

【００４６】以降、時刻ｔ０〜ｔ４の回路動作を繰り返
す。

【００４７】なお、本発明の平滑回路は、上述した回路
構成に限られない。

【００４８】すなわち、上述した平滑回路１５における
第二の抵抗２１を、ツェナ−ダイオ−ドに置き換えても
良い。この場合は、ＭＯＳＦＥＴ１６のゲ−トＧには、
ツェナ−ダイオ−ドの準方向電圧が一定電圧として印加
される。

【００４９】また、上述した平滑回路１５では、充放電
回路１６としてＭＯＳＦＥＴ２２を用いた場合を例示と
して説明したが、充放電回路１６をバイポ−ラＮＰＮ型
のトランジスタとダイオ−ドとによって構成しても良
い。この場合、整流回路２の一方の出力端はトランジス
タのエミッタが接続され、トランジスタのコレクタは整
流回路２の他方の出力端に接続される。また、ダイオ−
ドのアノ−ドはトランジスタのエミッタに接続され、ダ
イオ−ドのカソ−ドはトランジスタのコレクタに接続さ
れる。さらに、トランジスタのベ−スは、第一の抵抗２
０と第二の抵抗２１の接続点に接続される。

【００５０】このような平滑回路における回路動作は、
図３（ａ）乃至（ｇ）に示す平滑回路１５の動作波形と
同じとなるので、回路動作の説明は省略する。

【００５１】

【発明の効果】本発明の平滑回路は上述のように構成さ
れるので、第一のコンデンサに充電された電荷が放電さ
れる際に、整流回路の出力端の電圧が急峻に立ち上がる
ことがないため、交流電源へのノイズ、いわゆるＡＣ帰
還ノイズや、定電力負荷に与えるリップルノイズ等を防
止することができる。

【００５２】また、従来のチョ−クインプット型の平滑
回路のように、整流回路から定電力負荷に電流を供給す
る際に平滑コンデンサを介さない。このため、整流回路
から定電力負荷に電流を直接供給する期間を長くとるこ
とができ、交流電源を流れる電流の導通角を広げること
が出来る。

【００５３】さらに、交流電源によって発生する交流電
圧を整流して得られる電流波形はＩＥＣ１０００−３−
２に基づいたガイドラインのクラスＡで規定する規格値
に、また高調波電流はＩＥＣ１０００−３−２のガイド
ラインに基づくクラスＡで規定する規格値以下にするこ
とができる。すなわち、入力電流の波形を規定する包絡
線と、交流電圧を整流して得られる電流波形を重ね合わ
せた時に、交流電圧を整流して得られる電流波形の５％
以上が包絡線の外側にあるという規格を容易に満足させ
ることができ、かつ高調波電流については高調波次数お
よびワット当たりの最大許容高調波電流の定格負荷条件
に対しての高調波電流の限度値以下に抑えることができ
る。

【００５４】さらにまた、整流回路から定電力負荷に電
流を直接供給する時間を長く取ることができ、また、平
滑回路を構成する第一のコンデンサは出力電圧の最大値
Ｖｐまで充電されるので、平滑回路を構成する第一のコ
ンデンサの容量を小さくすることが出来る。従って、第
一のコンデンサを小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る平滑回路の回路図である。

【図２】本発明に係る平滑回路を構成する充放電回路の
等価回路図である。

【図３】本発明に係る平滑回路の動作波形図である。

【図４】従来のチョ−クインプット型の平滑回路の回路
図である。

【図５】特開平７−２４１０７８号公報に記載されたコ
ンデンサインプット型の平滑回路の回路図である。

【図６】特開平７−２４１０７８号公報に記載されたコ
ンデンサインプット型の平滑回路を構成するトランジス
タの等価回路図である。

【図７】特開平７−２４１０７８号公報に記載されたコ
ンデンサインプット型の平滑回路の動作波形図である。

【符号の説明】

２整流回路５交流電源６定電力負荷１６充放電回路１７第一のコンデンサ１８第二のダイオ−ド１９第二のコンデンサ２０第一の抵抗２１第二の抵抗２２ＭＯＳＦＥＴ２３寄生ダイオ−ドＶ２整流回路の出力電圧Ｖ１７第一のコンデンサの充電電圧ｉ２ａ整流回路から第一のコンデンサに供給される充
電電流ｉ６定電力負荷に流れる電流ｉｄ第一のコンデンサの放電電流Ｖａｃ交流電源で発生した交流電圧を全波整流した場
合の出力電圧ＶｇＭＯＳＦＥＴのゲ−トＧに印加されるゲ−ト電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源に接続された整流回路と、該整
流回路の出力端に接続されたトランジスタを有する充放
電回路およびコンデンサとからなる直列回路と、一定基
準電圧を発生する手段とを備え、前記充放電回路を介し
て前記整流回路の出力が前記コンデンサの充電電圧と等
しい電圧から出力のピ−クの電圧までの期間前記コンデ
ンサに充電電圧を供給し、前記整流回路の出力電圧と前
記基準電圧との電圧差に基づいて前記トランジスタを活
性領域において動作させ、前記コンデンサの充電電圧が
充電電荷の放電をする期間、負荷に供給する電圧を一定
に保つことを特徴とする平滑回路。
【請求項２】交流電源に接続された整流回路と、該整
流回路の出力端に接続されたトランジスタと第一のコン
デンサとからなる第一の直列回路と、前記トランジスタ
に並列接続された第一のダイオ−ドと、前記整流回路の
出力端に接続された第二のダイオ−ドと第二のコンデン
サとからなる第二の直列回路と、前記第二のコンデンサ
に並列接続された分圧回路とを有し、該分圧回路によっ
て得られる基準電圧を前記トランジスタの制御端子に印
加することにより、前記トランジスタを活性領域におい
て動作させることを特徴とする平滑回路。