CN102308462B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明构成一种开关电源装置，其能够不取得来自负载的反馈，而根据负载的轻重自动且连续地将PFC转换器的输出电压控制为最佳值。在PFC转换器的输入端输入交流输入电源，在输出端连接DC-DC转换器。在DC-DC转换器的输出连接负载。数字信号处理电路将输出电压检测值相对于输出电压目标值的误差即输出电压误差、与输入电压检测值的积作为电流基准振幅值，根据该电流基准振幅值与在电感器中流过的电流的差来控制开关元件的接通时间。此外，按照随着负载从轻负载状态变成重负载状态，输出电压上升的方式，用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压的目标值或者输出电压误差。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及输入交流电源并输出直流电压的电源装置，特别涉及具备抑制高次谐波电流的PFC转换器的开关电源装置。
背景技术
连接于商用电源的电气设备，根据其功率容量(power capacity)而存在高次谐波电流限制，将商用电源作为输入的开关电源装置为了消除该限制多数具备PFC(功率因数改善电路)转换器。
将商用交流电源作为输入电源的一般的开关电源装置，对商用交流电源进行整流平滑来变换成直流电压后，用DC-DC转换器对其进行开关，因此输入电流变得不连续，并从正弦波大幅变形。这是高次谐波电流产生的原因。
因此，为了抑制该高次谐波电流，在全波整流电路的后级并且在基于平滑电容器的平滑电路的前面设置了PFC转换器。
该PFC转换器由斩波电路构成，按照使输入电流波形成为与输入电压波形相似形状且同相位的正弦波状的方式工作。因此高次谐波电流被抑制在一定水平以下，功率因数也得到改善。
这样的PFC转换器是一种升压转换器，因此PFC转换器自身的变换效率的好坏会影响到电源装置整体的功率变换效率。若将PFC转换器的输出电压不必要地升压，则功率变换效率降低。
若与后级的DC-DC转换器电路及其负载状态无关地，控制PFC转换器的输出电压(＝后级的DC-DC转换器的输入电压)使其固定，则在轻负载的情况下，对于后级的DC-DC转换器来说，被过量地施加了较高的输入电压，从而功率变换效率降低。
作为防止这种情况的现有技术，有专利文献1和专利文献2。
专利文献1的电源装置是控制PFC转换器，使其输出比输入电压的峰值高某固定值的电压的电源装置。
专利文献2的电源装置是根据来自负载的反馈，在为轻负载时停止PFC转换器的工作的电源装置。
在此，参照图1来说明专利文献2所公开的开关电源装置的构成。图1所示的开关电源装置具备：将宽范围的交流输入电压1变换成直流电压的整流器2、将该整流输出提供给DC-DC转换器4a的升压型功率变换器3a、进行其控制的PFC控制电路42a、检测负载状态的负载检测电路41、进行输出电压的控制的输出电压控制部43、切换PFC控制电路的工作/停止的PFC接通/断开电路44。
PFC接通/断开电路44对负载检测电路41的检测输出值和用于判定负载状态的判定基准值进行比较，PFC控制电路42a根据该比较结果来进行PFC转换器的工作或者停止。
专利文献1：JP特开2001-268897号公报
专利文献2：JP特开2007-181362号公报
但是，在专利文献1的电源装置中，存在与负载无关只根据输入电压来决定PFC转换器的输出电压的问题。在专利文献2的电源装置中，存在需要用于检测负载的轻重并进行反馈的专用电路的问题。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供一种开关电源装置，其能够不取得来自负载的反馈，而根据负载的轻重自动且连续地将PFC转换器的输出电压控制为最佳值。
为了解决所述课题，本发明如下来构成。
(1)一种开关电源装置，其特征在于，具有：
PFC转换器，其具备：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接于所述整流电路的后级，且含有电感器和开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；和开关控制单元，其控制所述开关元件，以使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形状；以及
绝缘型DC-DC转换器，其连接于所述PFC转换器的后级，且具有：变压器，其至少具有初级线圈和次级线圈；初级侧电路，其连接于所述初级线圈；和次级侧电路，其连接于所述次级线圈，向负载输出电源电压，
该开关电源装置具备：
输入电压检测单元，其检测从所述交流输入电源输入的输入电压；
电流检测单元，其检测在所述电感器中流过的电流或者在所述开关元件中流过的电流；和
输出电压检测单元，其检测所述整流平滑电路的输出电压，
所述开关控制单元将所述输出电压的检测值相对于所述输出电压的目标值的误差即输出电压误差、和所述输入电压的检测值的积作为电流基准振幅值，并根据该电流基准振幅值和由所述电流检测单元检测出的电流的差来控制所述开关元件的接通时间，
所述开关电源装置还设置了输出电压控制值校正单元，该输出电压控制值校正单元按照随着所述负载从轻负载状态变成重负载状态而所述输出电压上升的方式，利用所述电流基准振幅值的比例值来校正所述输出电压的目标值或者所述输出电压误差。
(2)一种开关电源装置，其特征在于，具有：
PFC转换器，其具有：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接于所述整流电路的后级，且含有电感器和开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；和开关控制单元，其控制所述开关元件，以使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形状；以及
绝缘型DC-DC转换器，其连接于所述PFC转换器的后级，且具有：变压器，其至少具有初级线圈和次级线圈；初级侧电路，其连接于所述初级线圈；和次级侧电路，其连接于所述次级线圈，向负载输出电源电压，
该开关电源装置具备：
输入电压检测单元，其检测从所述交流输入电源输入的输入电压；
电流检测单元，其检测在所述电感器中流过的电流或者在所述开关元件中流过的电流；和
输出电压检测单元，其检测所述整流平滑电路的输出电压，
所述开关控制单元将所述输出电压的检测值相对于所述输出电压的目标值的误差即输出电压误差、和所述输入电压的检测值的积作为电流基准振幅值，并在所述电流检测单元所检测出的电流达到了所述电流基准振幅值时，将所述开关元件断开，
所述开关电源装置还设置了输出电压控制值校正单元，该输出电压控制值校正单元按照随着所述负载从轻负载状态变成重负载状态而所述输出电压上升的方式，利用由所述电流检测单元检测出的电流的有效值或者平均值、以及所述电流基准振幅值的比例值来校正所述输出电压的目标值或者所述输出电压误差。
(3)所述开关控制单元以及所述输出电压控制值校正单元由DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)构成，其中，所述DSP保持与所述输出电压目标值相当的数字值，所述输出电压控制值校正单元利用所述电流基准振幅值的比例值来校正所述数字值。
通过本发明，能够根据负载的轻重将PFC转换器的输出电压值分别设定为最佳值，并能够根据负载状态将后级的DC-DC转换器的功率变换效率最佳化，其结果，能够提高AC-DC转换器整体的功率变换效率。
附图说明
图1是表示专利文献2所公开的开关电源装置的结构的图。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置201的电路图。
图3是在电流连续模式下进行控制的状态下的以开关周期为单位的PFC转换器101的电压/电流波形图。
图4是表示向DC-DC转换器的供给功率Po和PFC转换器101的输出电压Vo的关系的图。
图5是模块化地表示图2所示的数字信号处理电路13的处理内容的图。
图6是与输出电压的反馈控制相关的模块图。
图7是表示图6(A)、(B)所示的反馈系统的负载供给功率对输出电压的关系的图。
图8是模块化地表示适用于第2实施方式所涉及的开关电源装置的数字信号处理电路(DSP)的处理内容的图。
图9是表示第3实施方式所涉及的开关电源装置所具备的PFC转换器的、将输入电压作为参数的、输出电压Vo相对于输出功率Po的特性的图。
图10是第4实施方式所涉及的输出电压放大器的电路图。
图11是第5实施方式所涉及的开关电源装置202的电路图。
图12是表示图11中的PFC转换器104的4个定时的电流路径的图。
图13是第6实施方式所涉及的开关电源装置203的电路图。
图14是图13各部的电压/电流的波形图。
具体实施方式
第1实施方式
关于第1实施方式所涉及的开关电源装置201，参照图2～图7进行说明。
图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置201的电路图。在图2中，符号P11、P12是PFC转换器101的输入端，符号P21、P22是PFC转换器101的输出端。在输入端P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，并在输出端P21-P22连接DC-DC转换器100。
DC-DC转换器100是包含如下部分的绝缘型DC-DC转换器：变压器，其至少具有初级线圈及次级线圈；初级侧电路，其与该初级线圈连接；和次级侧电路，其与次级线圈连接，向负载输出电源电压。
在DC-DC转换器100的输出连接负载99，并提供被DC-DC转换器100稳定化后的直流电压。
在PFC转换器101的输入级设置有二极管桥(diode bridge)B1，该二极管桥B1对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流。二极管桥B1相当于本发明的“整流电路”。在二极管桥B1的输出侧连接有电感器L1、开关元件Q1、以及电流检测用电阻Rcd的串联电路。在开关元件Q1的两端并联连接有由二极管D1及平滑电容器C1所构成的整流平滑电路。由所述电感器L1、开关元件Q1、二极管D1及平滑电容器C1构成了所谓升压斩波电路。
电流检测用电阻Rcd及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部分相当于本发明的“电流检测单元”。
在二极管桥B1的输出侧的两端间设置有输入电压检测电路11。此外，在输出端P21-P22间设置有输出电压检测电路12。数字信号处理电路13由DSP构成，通过数字信号处理来控制该PFC转换器101。即，数字信号处理电路13将输入电压检测电路11的输出信号用数字值输入，并检测交流输入电源的电压的瞬间值。此外，保持与所述输出电压的目标值相当(群注：在此，用“相当于”也可以，但容易导致划界不清楚，不知道“相当于”修饰到哪里为止，所以优选“与…相当”，在不易产生歧义的情况下为了句子简洁则可用“相当于”)的数字值，并输入输出电压检测电路12的输出信号来检测输出电压，同时将开关元件Q1按照规定的开关频率接通/断开。
数字信号处理电路13相当于本发明的“开关控制单元”。所述输入电压检测电路11及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部相当于本发明的“输入电压检测单元”。此外，所述输出电压检测电路12及输入其信号的数字信号处理电路13的输入部相当于本发明的“输出电压检测单元”。
并且，数字信号处理电路13具备用于和DC-DC转换器100之间进行通信的端口，例如进行数据的通信或者信号的输入输出，并不断对DC-DC转换器100发送转换器的状态等，或发送输入电压、输出电压、输出电流等，或从DC-DC转换器100侧接收负载状态等并反映到开关控制中。
图3是在电流连续模式下进行控制的状态下的以开关周期为单位的PFC转换器101的电压/电流波形图。
数字信号处理电路13进行开关控制，以使得对PFC转换器101的输入电流、即在电感器L1中流过的电流的平均值，成为与全波整流波形相似的形状。如此一来，通过流过与输入电压相似形状的输入电流，从而高次谐波得到控制，且功率因数得到改善。
在图3中，(A)是以商用电源频率的半周期为单位的、在电感器L1中流过的电流的平均值Ii的电流波形，(B)是将其一部分时间轴扩大化表示的、以开关周期为单位的在电感器L1中流过的电流IL的波形图，(C)是开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds的波形图。
在开关元件Q1的接通期间Ton，在电感器L1中流过电流IL，电流IL按照根据电感器L1的两端间电压以及电感器L1的电感而决定的倾斜度上升。之后，在开关元件Q1的断开期间Toff，电流IL按照根据电感器L1的两端电压及其电感而决定的倾斜度下降。这样，在电感器L1中流过的电流IL以电流脉动ΔIL的幅度，按照开关周期而变动。
图4是表示向DC-DC转换器100的供给功率Po和PFC转换器101的输出电压Vo之间的关系的图。
例如，在向DC-DC转换器100的供给功率Po＝0时，PFC转换器的输出电压Vo是290V，在向DC-DC转换器100的供给功率Po＝1600W时，PFC转换器的输出电压Vo为约390V。
PFC转换器的输出电压的最小值按照满足以下条件的方式来确定。
(1)为了使所有输入电压进行升压动作，PFC转换器的输出电压的最小值比从交流输入电源输入的电压的峰值高。
(2)在瞬间停电的情况下，提供规定时间以上的E＝CV2/2的能量。
(3)输出后级的DC-DC转换器能够工作的最低电压以上的电压。
若考虑上述(2)，则需要在负载轻时降低输出电压，在负载重时提高输出电压。通过与负载相应地变更输出电压，在轻～中负载的范围内无需进行不必要的升压，因此能够改善效率。
设计例如下。
电容器C1的电容：980μF
DC-DC转换器100的最低工作电压：290V
瞬间停电保持时间：25ms
图5是模块化地表示图2所示的数字信号处理电路13的处理内容的图。
在图5中，加法元件(adder element)31求出输出电压检测值vo相对于后述的输出电压目标值Vref的误差ev。输出电压误差放大器32对误差ev乘以规定的比例系数来求出电流基准振幅值Vm(通常，PFC中的误差放大器，需要使输出电压不响应输入电压的脉动，因此具有高频截止特性)。乘法器33对电流基准振幅值Vm乘以输入电压检测值Vi来求出电流基准值ir。加法元件34求出电感器电流检测值iL相对于电流基准值ir的差分即输入电流误差值ei。输入电流误差放大器35根据输入电流误差值ei来产生对脉冲生成器的调制信号D。脉冲生成器36基于所述调制信号D，来输出作为双值逻辑信号的脉冲信号。该脉冲信号是针对开关元件Q1的开关控制信号。即，用与所述电流误差值ei相应的值来对开关控制信号进行PWM调制。由此来控制开关元件Q1的接通时间。
系数元件(coefficient element)38产生对所述电流基准振幅值Vm乘以规定的系数后的值、即所述电流基准振幅值Vm的比例值。加法元件39将系数元件38所产生的值加到基准值vr0上来求出输出电压目标值Vref。该系数元件38以及加法元件39相当于本发明的“输出电压控制值校正单元”。
系数元件38根据输出电压误差放大器32的输出Vm来使输出电压目标值Vref变化。因此，根据条件有时会异常振荡。在这种情况下使系数元件38具有高频截止特性。由此，即使在电流基准振幅值Vm急剧变化的情况下，Vref的变化也变得低速，能够避免瞬态响应(transient response)。
另外，虽然在以上所示的例子中，表示了用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压的目标值Vref的例子，但校正对象也可以是输出电压误差ev。
图6是与输出电压的反馈控制相关的模块图。图6(A)是基于图5所示的加法元件31、输出电压误差放大器32、系数元件38、加法元件39的反馈系统的模块图。图6(B)作为比较例，是没有设置图5所示的系数元件38以及加法元件39的情况的模块图。
在图6(B)所示的比较例的反馈系统中，求出输出电压检测值vo相对于输出电压目标值Vref的误差ev，输出电压误差放大器32输出电流基准振幅值Vm，控制对象(PFC转换器)50根据电流基准振幅值Vm来控制输出电压(输出电压检测值vo)。
另一方面，在图6(A)所示的反馈系统中，系数元件38进一步将对电流基准振幅值Vm乘以系数后的值加到基准值vr0上，来校正输出电压目标值Vref。
图7是表示图6(A)、(B)所示的反馈系统的负载供给功率对输出电压的关系的图。
在图6(B)所示的通常的P控制(P补偿)中，随着负载变重而输出电压降低，但通过图6(A)的“P补偿+目标值校正”的控制能够使输出电压保持固定。但是，本发明进一步增大该目标值的校正量，从而负载变得越重(随着从轻负载状态变成重负载状态)，则越使输出电压上升。
所述输出电压误差放大器32的输出Vm是电流基准振幅的信息，因此若负载增大则Vm也增大。因此通过根据Vm来校正Vref，能够使输出电压增加。
这样一来，即使负载发生变动也能够变更成适合各自的输出电压，能够改善效率。
如上所述，通过用DSP来构成数字信号处理电路13，由于没有信号的劣化、噪声的混入、元件偏差的影响，因此能够进行高精度的目标值校正。此外，能够精确且复杂地进行条件判断和条件转移。例如在负载重时目标值也变大，但是若在此状态下检测到负载急剧变小，则将输出电压目标值Vref重置成初始值。由此，来抑制负载急剧变小时的输出电压的跃变。
第2实施方式
图8是模块化地表示了适用于第2实施方式所涉及的开关电源装置的数字信号处理电路(DSP)的处理内容。开关电源装置整体的构成与图2所示的构成相同。
在图8中，加法元件31求出输出电压检测值vo相对于输出电压目标值Vref的误差ev。输出电压误差放大器32对误差ev乘以规定的比例系数来求出电流基准振幅值Vm。乘法器33对电流基准振幅值Vm乘以输入电压检测值Vi来求出电流基准值ir。加法元件34求出电感器电流检测值iL相对于电流基准值ir的差分即输入电流误差值ei。输入电流误差放大器35根据输入电流误差值ei来产生对脉冲生成器的调制信号D。脉冲生成器36基于所述调制信号D来输出脉冲信号。
有效值检测部37产生对电感器电流检测值iL的有效值或者平均值乘以规定的系数后的值。加法元件39将有效值检测部37所产生的值加到基准值vr0上来求出输出电压目标值Vref。该有效值检测部37及加法元件39相当于本发明的“输出电压控制值校正单元”。
像这样，通过根据负载供给电流的有效值或者平均值来检测负载供给功率，若负载增大，则相应地校正vref，从而能够使输出电压增加。
如此一来，即使负载发生变动也能够变更成适合各自的输出电压，能够改善效率。
另外，和第1实施方式的情况相同，也可以取代用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压目标值Vref，而使用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压误差ev。
第3实施方式
第3实施方式所涉及的开关电源装置是在第1/第2实施方式所示的开关电源装置中，还考虑到输入电压，根据输入电压来使PFC转换器的输出电压变化的开关电源装置。图9是表示以输入电压为参数的、输出电压Vo相对于输出功率Po的特征的图。
如上所述，PFC转换器的输出电压需要比输入电压更高。因此，为了满足该条件，考虑输入电压来变更PFC转换器的输出电压，为此，例如用下面的方法来变更。
如图9(A)所示，根据输入电压来对输出电压Vo相对于输出功率Po的倾斜度/截距进行变更。
或者，如图9(B)所示，设定输出电压的下限。即，设置相对于负载的变动，输出电压固定的区域和变动的区域。
如此一来，能够在将PFC转换器的输出电压保持得比输入电压高的同时，根据负载的状态来使DC-DC转换器的功率变换效率最佳，其结果，能够提高AC-DC转换器整体的功率变换效率。
第4实施方式
在第1实施方式中，在图2所示的开关电源装置中，使用基于DSP的数字信号处理电路13来进行开关控制，而第4实施方式是用模拟元件来构成图5所示的输出电压误差放大器32的例子。
图10是第4实施方式所涉及的输出电压误差放大器的电路图。运算放大器OP的正向输入端子(+)的输入电压Vref由下面的(1)式来表示。在此，Vm是运算放大器OP的输出电压(输出电压误差放大器的输出)，Vo是输出电压检测值，Vref是输出电压目标值。
Vref＝(vr0/Rr1+Vm/Rr3)/(1/Rr1+1/Rr2+1/Rr3)...(1)
其中，对电阻Rr2并联连接有电容器Cref，因此该电容器Cref的电容越大，则每个单位时间的输出电压目标值Vref的变化越小。即具备低通滤波器的作用。
第5实施方式
图11是第5实施方式所涉及的开关电源装置202的电路图。此外，图12是表示PFC转换器104的4个定时的电流路径的图。
图11所示的PFC转换器104是不经由二极管桥地具备2个电感器和2个开关元件的无二极管桥PFC转换器。
在图11中，符号P11、P12是PFC转换器104的输入端，符号P21、P22是PFC转换器104的输出端。在输入端P11-P12输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端P21-P22连接DC-DC转换器100。
在DC-DC转换器100的输出连接负载99，并提供被DC-DC转换器100稳定化后的直流电压。
在PFC转换器104的输入级设置有输出电压检测电路11，在一条线路上串联连接有电感器L1。在电感器L1的后级连接有基于二极管D1、D2及开关元件Q1、Q2的桥接电路。在开关元件Q1、Q2的源极和接地之间连接有电流检测用电阻R21、R22。在桥接电路的输出并联连接有由平滑电容器C1构成的平滑电路。
图12(A)是在交流输入电源的正的半周期，开关元件Q1、Q2都处于接通状态时的电流路径，图12(B)是在交流输入电源的正的半周期，开关元件Q1、Q2都处于断开状态时的电流路径。
此外，图12(C)是在交流输入电源的负的半周期，开关元件Q1、Q2都处于接通状态时的电流路径，图12(D)是在交流输入电源的负的半周期，开关元件Q1、Q2都处于断开状态时的电流路径。
在交流输入电源的正的半周期，当Q1、Q2处于接通状态时，电流按照图12(A)所示的路径流动，激发能(excitation energy)被蓄积在电感器L1中，当Q1、Q2处于断开状态时，电流按照图12(B)所示的路径流动，从电感器L1释放出激发能。此时，电流通过Q2的寄生二极管流动。同样，在交流输入电源的负的半周期，当Q1、Q2处于接通状态时，电流按照图12(C)所示的路径流动，激发能被蓄积在电感器L1中，当Q1、Q2处于断开状态时，在图12(D)所示的定时，从电感器L1释放出激发能。此时，电流通过Q1的寄生二极管流动。
电流检测用电阻R21是为了在交流输入电源的正的半周期，在Q1的接通期间，检测在电感器L1中流过的电流而设置的。此外，电流检测用电阻R22是为了在交流输入电源的负的半周期，在Q2的接通期间，检测在电感器L1中流过的电流而设置的。图11所示的数字信号处理电路13通过在开关元件Q1、Q2的接通期间的中央，对电流检测用电阻R21、R22的下降电压进行抽样，来检测在电感器L1中流过的电流的平均值。
图11所示的数字信号处理电路13，在电流连续模式下进行平均电流控制的情况下，将输出电压检测值相对于输出电压目标值的误差即输出电压误差与输入电压检测值的积作为电流基准振幅值，并根据该电流基准振幅值与在开关元件Q1、Q2中流过的电流的差来控制开关元件Q1、Q2的接通时间。然后，按照伴随着负载从轻负载状态变成重负载状态，输出电压上升的方式，用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压的目标值或者输出电压误差。
此外，图11所示的数字信号处理电路13，在临界模式下进行峰值电流控制的情况下，将输出电压检测值相对于输出电压目标值的误差即输出电压误差与输入电压检测值的积作为电流基准振幅值，当在开关元件Q1或Q2中流过的电流达到电流基准振幅值时，将开关元件Q1或Q2断开。然后，按照伴随着负载从轻负载状态变成重负载状态，输出电压上升的方式，用电流基准振幅值的比例值来校正输出电压的目标值或输出电压误差。
第6实施方式
图13是第6实施方式所涉及的开关电源装置203的电路图。此外，图14是图13各部分的电压/电流波形图。
虽然在图2、图11所示的例子中，用输出电压检测电路12来检测向DC-DC转换器100的输出电压Vo，但是在PFC转换器的输出连接着DC-DC转换器等电压转换器的情况下，可以检测该DC-DC转换器的输出电压来用于控制PFC转换器。第6实施方式是其例子。在图13中，PFC转换器具备：二极管桥B1、电感器L1、二极管D1、开关元件Q1、平滑电容器C1。该结构和第1实施方式中图2所示的结构相同。不过，对于图2所示的电流检测用电阻Rcd以及输入电压检测电路11的结构进行了简化表示。
开关电源装置203具备：变压器T2、开关元件Q2、整流二极管D2、以及含有平滑电容器C2的DC-DC转换器。
在图13中，数字信号处理电路13虽然由DSP构成，但是在本例中用等效电路表示了工作内容。即，PFC控制部和第1实施方式中图5所示的结构相同。不过，输入作为输出电压误差放大器32的输出值的电流基准振幅值Vm，并输出对开关元件Q1的PWM信号(PWM1)的电路部分用单一的模块30来简化表示。
在所述数字信号处理电路13中，DC-DC转换器控制部具备输出电压检测电路，该输出电压检测电路产生根据所述DC-DC转换器的输出电压Vo2的变化而变化的检测电压Vir。而且具备：比较器60，其对所述检测电压Vir和在开关元件Q2中流过的电流iFET的比例电压进行比较；触发器61，其通过比较器60的输出来复位，通过振荡器62的输出来置位。
如图14所示，在振荡器62的输出成为高电平时，PWM2上升，在所述DC-DC转换器的开关元件Q2中流过的电流iFET的电流值超过所述输出电压检测值Vir时，触发器61的输出信号PWM2下降。
处于这样一种关系，即DC-DC转换器的输出功率变大则输出电压检测值Vir变高。
在所述PFC控制部中，系数元件38产生对所述输出电压检测值Vir乘以规定的系数后的值。加法元件39将系数元件38所产生的值加到基准值Vr0上来求出输出电压目标值Vref。以后的工作和图5及图8所示的电路的工作相同。
像这样，也可以根据输入PFC转换器的输出电压来工作的DC-DC转换器的输出电压检测值，来变更PFC转换器的输出电压。
(符号说明)
B1...二极管桥
C1...平滑电容器
D...调制信号
D1、D2...二极管
ei...输入电流误差值
ev...输出电压误差
Ii...平均值
iL...电感器电流检测值
ir..电流基准值
L1...电感器
P11、P12...输入端
P21、P22...输出端
Q1、Q2...开关元件
R21、R22...电流检测用电阻
Rcd...电流检测用电阻
Vac...交流输入电源
Vds...源极间电压
Vi...输入电压检测值
Vm...电流基准振幅值
Vo...输出电压
vo...输出电压检测值
vr0...基准值
Vref...输出电压目标值
11...输入电压检测电路
12...输出电压检测电路
13...数字信号处理电路
31...加法元件
32...输出电压误差放大器
33...乘法器
34...加法元件
35...输入电流误差放大器
36...脉冲生成器
37...有效值检测部
38...系数元件
39...加法元件
99...负载
100...DC-DC转换器
101...PFC转换器
104...PFC转换器
201～203...开关电源装置

Claims (3)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具有：
PFC转换器，其具备：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接于所述整流电路的后级，且含有电感器和开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；和开关控制单元，其控制所述开关元件，以使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形状；以及
绝缘型DC-DC转换器，其连接于所述PFC转换器的后级，且具有：变压器，其至少具有初级线圈和次级线圈；初级侧电路，其连接于所述初级线圈；和次级侧电路，其连接于所述次级线圈，向负载输出电源电压，
该开关电源装置具备：
输入电压检测单元，其检测从所述交流输入电源输入的输入电压；
电流检测单元，其检测在所述电感器中流过的电流或者在所述开关元件中流过的电流；和
输出电压检测单元，其检测所述整流平滑电路的输出电压，
所述开关控制单元将所述输出电压的检测值相对于所述输出电压的目标值的误差即输出电压误差乘以规定的比例系数所求出的电流基准振幅值和所述输入电压的检测值的积作为电流基准值，并根据该电流基准值和由所述电流检测单元检测出的电流的差来控制所述开关元件的接通时间，
所述开关电源装置还设置了输出电压控制值校正单元，该输出电压控制值校正单元按照随着所述负载从轻负载状态变成重负载状态而所述输出电压上升的方式，利用所述电流基准振幅值的比例值来校正所述输出电压的目标值或者所述输出电压误差。
2.一种开关电源装置，其特征在于，具有：
PFC转换器，其具有：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接于所述整流电路的后级，且含有电感器和开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；和开关控制单元，其控制所述开关元件，以使得从所述交流输入电源输入的输入电流相对于所述交流电压成为相似形状；以及
绝缘型DC-DC转换器，其连接于所述PFC转换器的后级，且具有：变压器，其至少具有初级线圈和次级线圈；初级侧电路，其连接于所述初级线圈；和次级侧电路，其连接于所述次级线圈，向负载输出电源电压，
该开关电源装置具备：
输入电压检测单元，其检测从所述交流输入电源输入的输入电压；
电流检测单元，其检测在所述电感器中流过的电流或者在所述开关元件中流过的电流；和
输出电压检测单元，其检测所述整流平滑电路的输出电压，
所述开关控制单元将所述输出电压的检测值相对于所述输出电压的目标值的误差即输出电压误差乘以规定的比例系数所求出的电流基准振幅值和所述输入电压的检测值的积作为电流基准值，并在所述电流检测单元所检测出的电流达到了所述电流基准值时，将所述开关元件断开，
所述开关电源装置还设置了输出电压控制值校正单元，该输出电压控制值校正单元按照随着所述负载从轻负载状态变成重负载状态而所述输出电压上升的方式，利用由所述电流检测单元检测出的电流的有效值或者平均值、以及所述电流基准振幅值的比例值来校正所述输出电压的目标值或者所述输出电压误差。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制单元以及所述输出电压控制值校正单元由DSP构成，其中，所述DSP保持与所述输出电压目标值相当的数字值，所述输出电压控制值校正单元利用所述电流基准振幅值的比例值来校正所述数字值。
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