CN106300953B - 功率因数校正方法、功率因数校正电路和开关电源 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种功率因数校正方法、功率因数校正电路和开关电源，该电路具有：整流单元，其将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压并且输出；开关单元，其具有串联连接的电抗器、开关元件以及电阻，开关元件用于对直流电压进行开关，以对流过电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压；导通时间控制单元，其用于根据输出电压设定开关元件的导通时间；电抗器电流检测单元，其用于根据开关单元的电阻的电压下降，检测流过电抗器的再生电流的结束时刻；导通时间决定单元，其用于根据在开关元件导通期间电阻的电压下降的大小，以及电抗器电流检测单元的检测结果，决定开关元件的下一次的导通开始时刻。根据本申请，能够可靠地使开关元件导通。

Description

功率因数校正方法、功率因数校正电路和开关电源

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种功率因数校正方法、功率因数校正电路和开关电源。

背景技术

目前，为了提高电源的利用效率，在开关电源产品上大多会加装功率因数校正电路(Power Factor Corrector，PFC)。

现有技术中常见的功率因数校正电路包括临界模式(Critical Mode PFC)和连续导通模式(Continue Conduction Mode PFC)，其中，临界模式的功率因数校正电路在运行时，需要检测电抗器电流过零的临界点。

在现有技术中，过零电流的检测具有下述方法：使用电抗器的辅助绕组进行检测的方法以及直接检测电抗器电流的方法。直接检测电抗器电流的方法具有下述优点：电抗器上不需要辅助绕组。

在直接检测电抗器过零电流的情况下，考虑到检测偏差以及比较器的偏移量等因素，通常使用具有比电流零值稍大的检测阈值的比较器进行零电流的检测。

但是，为了使电流过零点的检测具有更好的精度，在现有技术1中(JP特开2013-243838A)，通过检测电抗器电流大小随时间的倾斜，来预测电流的过零点。

应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本申请的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本申请的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

发明内容

本申请的发明人发现，在通过电流倾斜检测电流过零点的情况下，为了检测其倾斜需要求出电流的时间变化率，由于电路中包含时间常数，会受到时间常数的偏差的影响，并且，电路也会复杂化；并且，在临界模式PFC中，在通过电抗器电流检测电流过零点使其在临界模式运行的情况下，有时瞬时输入电压比较低，会导致在开关元件断开后电抗器的输出端电压没有达到输出电压或负载极轻且电抗器电流比较小，因此，在开关元件的断开期间电抗器电流停留在零附近，难以检测电流过零的时刻。

本申请的实施例提供一种功率因数校正方法、功率因数校正电路和开关电源。能够不需要预测零电流，而是根据在导通期间电抗器的电流，以及对电抗器的再生电流的结束时刻这二者，来决定开关元件下一次导通开始的时刻，因此，无论电抗器上流过的电流是否达到规定值，都能够使开关元件正确地导通。

根据本发明实施例的第一方面，提供一种功率因数校正(Power FactorCorrection)电路，该功率因数校正电路具有：

整流单元，其用于将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压并且输出；

开关单元，其具有串联连接的电抗器、开关元件以及电阻，所述开关元件用于对所述直流电压进行开关，以对流过所述电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压；

导通时间控制单元，其用于根据所述输出电压设定所述开关元件的导通时间；

电抗器电流检测单元，其用于根据所述开关单元的所述电阻的电压下降，检测流过所述电抗器的再生电流的结束时刻；以及

导通时间决定单元，其用于根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及所述电抗器电流检测单元的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。

根据本发明实施例的第二方面，提供一种开关电源，其如上述实施例的第一方面所述的功率因数校正电路。

根据本发明实施例的第三方面，提供一种功率因数校正方法，该功率因数校正方法包括：

将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压；

利用开关元件对直流电压进行开关，以对流过电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压，所述开关元件、所述电抗器与电阻串联；

根据所述输出电压设定所述开关元件的导通时间；

根据所述电阻的电压下降，检测流过所述电抗器的再生电流的结束时刻；以及

根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及再生电流的结束时刻的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。

本发明的有益效果在于：不需要预测零电流，而是根据在导通期间电抗器的电流，以及对电抗器的再生电流的结束时刻这二者，来决定开关元件下一次导通开始的时刻，因此，无论电抗器上流过的电流是否达到规定值，都能够使开关元件正确地导通。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

所包括的附图用来提供对本发明实施例的进一步的理解，其构成了说明书的一部分，用于例示本发明的实施方式，并与文字描述一起来阐释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1是本实施例1的功率因数校正电路的一个电路结构图；

图2是本实施例1的功率因数校正电路的一个工作时序图；

图3是本实施例2的功率因数校正电路的一个电路结构图；

图4是本实施例2的功率因数校正电路的一个工作时序图；

图5是本实施例3的功率因数校正方法的一个流程示意图。

具体实施方式

参照附图，通过下面的说明书，本发明的前述以及其它特征将变得明显。在说明书和附图中，具体公开了本发明的特定实施方式，其表明了其中可以采用本发明的原则的部分实施方式，应了解的是，本发明不限于所描述的实施方式，相反，本发明包括落入所附权利要求的范围内的全部修改、变型以及等同物。

实施例1

本申请实施例1提供一种功率因数校正电路，图1是本实施例1的功率因数校正电路的一个电路结构图，图2是该功率因数校正电路的一个工作时序图。如图1所示，该功率因数校正电路包括整流单元101，开关单元，导通时间控制单元103，电抗器电流检测单元104，以及导通时间决定单元105。

其中，整流单元101用于将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压并且输出；开关单元具有串联连接的电抗器L1、开关元件Q1以及电阻R3，该开关元件Q1用于对直流电压进行开关，以对流过电抗器L1的再生电流进行整流平滑并得到输出电压；导通时间控制单元103用于根据该输出电压，设定开关元件Q1的导通时间；电抗器电流检测单元104用于根据开关单元102中的电阻R3的电压下降，检测流过电抗器L1的再生电流的结束时刻；导通时间决定单元105用于根据在开关元件Q1导通期间电阻R3的电压下降的大小，以及电抗器电流检测单元104的检测结果，决定开关元件Q1的下一次的导通开始时刻。

在本实施例中，流过电感器L1的再生电流的结束时刻，是指该再生电流等于零或接近零的时刻，对应于图2中“R3输入端电压”到达零或者零附近的时刻。

根据本实施例的功率因数校正电路，不需要预测零电流，而是根据在导通期间电抗器的电流，以及对电抗器的再生电流的结束时刻这二者，来决定开关元件Q1下一次导通开始的时刻，因此，无论电抗器上流过的电流是否达到规定值，都能够使开关元件正确地导通。

如图1所示，在本实施例中，整流单元101例如可以是有多个整流二极管构成的桥式整流器D1。本实施并不限于此，整流单元101还可以具有其他结构。关于整流单元101的结构和原理可以参考现有技术，本实施例不再赘述。

如图1所示，导通时间控制单元103例如可以包括导通时间控制电路1031和误差放大电路1032，其中，该误差放大电路1032中的放大器A1可以根据由电阻R1和R2分压所得到的电压与Vref的关系来输出误差放大值，并且，导通时间控制电路1031可以根据放大器A1输出的误差放大值，输出控制信号，该控制信号被输入到触发器FF1的复位输入端R，以控制Q1的导通时间，因此，Q1的导通时间可以是由R1、R2和Vref决定的目标值。关于导通时间控制单元103的工作原理，可以参考现有技术，本实施例不再赘述。

如图1所示，电抗器电流检测单元104可以包括CP3和CP4，能够根据开关单元102中的电阻R3的电压下降，检测流过电抗器L1的再生电流的结束时刻。并且，该电抗器电流检测单元104还可以具有CP5，其用于将电阻R3的电压下降与第一阈值Vsc2进行比较，以确定在开关元件Q1导通期间电阻R3的电压下降的大小，电抗器电流检测单元104中各部件的连接关系以及工作原理，参见下述的描述。

如图1所示，导通时间决定单元105例如可以包括或门U2、与门U3、与门U4以及触发器FF2，关于导通时间决定单元105中各部件的连接关系以及工作原理，参见下述的描述。

在本实施例中，如图1所示，该功率因数校正电路还可以包括触发器FF1，其中，触发器FF1的设置输入端S连接或门U2的输出端，触发器FF1的复位输入端R可以连接导通时间控制电路1031中的比较器CP1的输出端，触发器FF1的输出端Q可以经由开关元件驱动电路来驱动开关元件Q1的栅极，触发器FF1的输出端可以连接导通时间控制电路1031中的开关元件Q2的栅极。

下面，结合图2的工作时序图对本实施例中的功率因数校正电路的电路结构和工作原理进行详细说明。在以下的说明中，电阻R3两端的电压值是以R3右侧的基准电压为基准，进行检测得出的，该基准电压例如可以是0V，由此，电阻R3两端的电压可以是负值，相应地，第一阈值Vcs2和第二阈值Vcs1也是负值，并且，|Vcs2|>|Vcs1|>0。但是，本实施例并不限于此，也可以以R3的左侧电压作为基准，来检测R3两端的电压值，由此，电阻R3两端的电压可以是正值，相应地，第一阈值Vcs2和第二阈值Vcs1也可以是正值，并且，|Vcs2|>|Vcs1|>0。

另外，图1中的开关元件Q1、Q2以N型晶体管为例，并且，图1中的控制逻辑与晶体管的该导电类型相对应，但本申请实施例并不限于此，当开关元件Q1、Q2为P型晶体管或其他类型的晶体管时，图1中电路元件的种类和连接方式可以做出适应性调整，以形成与之对应的控制逻辑。

如图2所示，从T0时刻开始，如果在开关元件Q1的导通期间电抗器L1的电流增加，则电抗器电流检测电阻R3的输入端电压，即D1侧电压朝向与接地方向相反的方向增加。

在T1时刻，当R3的输入端电压VR3低于阈值Vcs2，即，|VR3|>|Vcs2|，则在比较器CP5产生高电平输出，并输入到与门U4栅极的一侧的输入端子；与门U4栅极的另一侧的输入端子与触发器FF1的输出端Q连接，由此，通过输出端Q向与门U4输入了开关元件Q1导通时的Q端的高电平信号。其结果，在Q1的导通期间流过使R3的输入端电压低于阈值Vcs2的电流时，与门U4输出高电平，该高电平输入到寄存器FF2的设置输入端S(Set端)，用于设置FF2。

在本实施例中，触发器FF2的复位输入端R可以输入或门U2的输出信号，由此，可以向触发器FF2的复位输入端R输入使下一次导通期间开始时产生的信号。由此，在各开关周期内，在流过了使R3的输入端电压低于阈值Vcs2的电流的情况下，从U4输出高电平，并将该高电平输入到触发器FF2的S端，从而对触发器FF2进行设置。

在触发器FF2的设置期间，该触发器FF2的输出为低电平，该低电平被输入到与门U3的栅极的一侧。

在本实施例中，与门U3的栅极的另一侧的输入端子与比较器CP4的输出连接，但是FF2的端子输出为低电平时，无论比较器CP4的输出是高电平或低电平，U3的输出始终为低电平。其中，比较器CP4是用于检测R3输入端电压是否高于阈值Vsc1的比较器。

在T2时刻，当触发器FF1输出端Q输出低电平，使得Q1的栅电压为低电平，由此，开关元件Q1关闭，并且，U4的栅极的该另一侧输入端子被输入了触发器FF1输出端Q所输出的低电平，使得U4输出低电平。

在本实施例中，U3的输出连接到或门U2的一侧的输入端子，比较器CP3的输出与U2另一侧的输入端子连接，其中，比较器CP3是用于将R3输入端电压与阈值0进行比较的比较器。

在电抗器电流流过且在R3两端产生电压降的期间，比较器CP3的输出维持在低电平，在电抗器电流为零且R3两端电压过零时，比较器CP3输出高电平。

由于比较器CP3的输出端与U2的一侧输入端连接，所以在图2的T3时刻所对应的电抗器电流过零时，通过来自U2的输出为高电平，该高电平被输入到触发器FF1的设置输入端S，用于设置触发器FF1。

当触发器FF1被设置，FF1的输出端Q输出高电平，该高电平通过开关元件驱动电路向开关元件Q1的栅极输出高电平，由此，使得开关元件Q1导通。

由此，当在开关元件Q1导通期间，流过了使R3的两端电压的绝对值高于|Vcs2|的电流的情况下，从电抗器电流过零点开始下一次开关元件Q1的导通。

在本实施例中，当在开关元件Q1的导通期间，流过电阻R3的电流在使R3两端电压的绝对值没有超过|Vcs2|而结束导通期间的情况下，比较器CP5不会输出高电平。由此，不设置FF2，FF2的输出为高电平，如图2的时刻T4所示。

在本实施例中，与门U3栅极的一侧的输入端子与触发器FF2的输出端连接，U3的栅极的另一侧的输入端子与比较器CP4的输出端连接。比较器CP4用来比较阈值和电流检测电阻R3的输入端的电压。

在Q1断开期间，电抗器电流减少，如果R3两端电压的绝对值减小到小于|Vcs1|，例如图2的T5时刻，则从比较器CP4输出高电平，此时，从FF2输出端向与门U3的栅极的一侧的输入端子输入高电平，并且U3的栅极的另一侧的输入端子输入比较器CP4输出的高电平，该高电平输入到或门U2的栅极的一侧输入端子，并且由或门U2输出的高电平被输入到触发器FF1的设置输入端，以设置FF1。

通过该动作，当开关元件Q1导通期间没有流过足够的电抗器电流，且R3两端电压的绝对值没有达到阈值|Vcs2|的情况下，在开关元件Q1断开期间，当电抗器电流减小直至R3两端电压的绝对值达到阈值|Vcs1|的时刻，开始导通开关元件Q1。

在本实施例中，在开关元件导通期间，电阻的电压下降超过第一阈值的绝对值的情况下，导通时间决定单元决定为在开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降达到零伏的时刻，使所述开关元件导通；并且，在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降不超过第一阈值的绝对值的情况下，所述导通时间决定单元决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降到低于第二阈值的绝对值的时刻，使所述开关元件导通，其中，所述第一阈值的绝对值|Vsc2|大于所述第二阈值的绝对值|Vsc1|。

由此，能够在由于基准电压的偏差以及比较器的偏移量等不能正确检测零电流，或者流过电抗器的电流较小且R3两端电压停留在零附近的情况下，通过设置比上述因数大的阈值Vcs1，能够可靠地使开关元件导通。

在本实施例中，在直接检测电抗器电流过零的情况下，为了防止产生导通的失误，考虑到比较器的偏移量以及偏差等，在流过比电流过零点值稍多的电流的点设置一个阈值，在电抗器电流减少的时刻进行下一次的导通。

在临界模式PFC中，在开关元件导通期间流过某种程度以上的电抗器电流，在电抗器输出侧电压达到输出电压的情况下，在电抗器电流过零的瞬间也向具有开关元件的杂散电容以及电抗器的杂散电容充入输出电压。

因此，在本实施例中，由于将PFC的输出电压设定为输入电压瞬间值的峰值以上，在电抗器输出端电压高于输出电压且升压二极管导通时，在其后的电抗器电流过零的瞬间，由于电抗器的输出端电压比输入端电压高，所以电抗器电流反向流过，达到零以下。

由此，如果流过某种程度以上的电抗器电流，则利用在开关元件断开期间电抗器电流达到零以下，在开关元件的导通期间流过规定值以上的电流时，通过电流检测阈值零决定开关元件的下一次导通时间；在电流没有达到规定值时，通过比电流过零值稍大的阈值决定开关元件的导通。因此，在本实施例中，几乎在所有的情况下都能通过零电流点决定导通时间。

实施例2

本申请实施例2提供一种功率因数校正电路，基于实施例1的功率因数校正电路。实施例2的该功率因数校正电路与实施例1的功率因数校正电路的结构相似，二者的相同之处可以参考实施例1的说明。

图3是本实施例2的功率因数校正电路的一个电路结构图，图4是该功率校正电路的一个工作时序图。下面结合图3和图4，对实施例2与实施例1的功率校正器的区别之处进行说明。

如图3所示，实施例2的功率校正电路还具有振动频率限制电路106，该振动频率限制电路限制所述输出电压的振动频率的上限。

在图3的电路中，导通时间控制电路1031a中的开关元件Q2的栅极不与触发器FF1输出端子连接，而是与振动频率限制电路106中的比较器CP6的输出连接，由此，比较器CP6的输出来控制开关元件Q2是否导通。

此外，在图3的电路中，导通时间控制单元103a还可以具有与门U5和反向器U6。

在临界模式的功率校正器中，如果是轻负载，则信号频率的上升会使开关的损耗增大，因此，需要设置信号频率的上限。

在图3的电路中，在导通期间，比较器CP1的输出通过反向器U6输入到与门U5的栅极的一侧的输入端子，在U5的栅极的另一侧的输入端子输入来自U2的输出端的信号。

当比较器CP1检测到放大器A1输出的误差信号与由恒流电源l1的电流进行充电的电容器C3的电压VC3一致时，使比较器CP1输出高电平，该高电平输入到触发器FF1的复位输入端R，从而决定开关元件Q1的导通时间的结束。

在本实施例中，如果电容器C3的电压VC3没有达到振动频率限制部106的阈值Vth1，比较器CP6输出为低电平，开关元件Q2关断，电容器C3不进行放电，如图4的VC3波形所示。

由此，比较器CP1的输出维持在高电平，该高电平继续输入到FF1的R端，同时，由反向器U6输出的信号为低电平，使得从U2输出到与门U5的栅极另一侧的决定导通时间的信号不参与FF1的设置，所以在此期间不会产生下一次的导通。

在本实施例中，如果电容器C3的电压VC3超过阈值Vth1，则通过比较器CP6的输出使开关元件Q2导通，由此，电容器C3经由该开关元件Q2放电。于是，比较器CP1的输出变为低电平，由反向器U6输出的信号为高电平，使得从U2输出到与门U5栅极另一侧的决定导通时间的信号来设置FF1。

如上所述，在断开开关元件Q1的期间，通过限制到下一次导通时刻的最小时间，从而防止信号频率的增大。这是因为，在开关元件Q1的断开期间，如果通过二极管D2的电抗器电流为零，那么开关元件Q1和电抗器L1的杂散电容，以及电抗器L1会在随后发生谐振，使得开关元件Q1的两端电压开始阻尼振荡，与此同时，流过电抗器L1以及开关元件Q1的电流也开始阻尼振荡，使得开关损耗增大。因此，为了减少开关损耗，在开关元件Q1的两端产生的阻尼振荡电压的最低点，即电压到达底部时，使开关元件Q1进行导通。

在本实施例中，如图3所示，该功率校正电路还可以具有处理单元107，该处理单元107在从电抗器L1的再生电流的结束时刻起经过规定的延迟时间之后输出信号，并且，图3的导通时间决定单元103a根据在开关元件导通期间电阻的电压下降的大小，以及处理单元107的输出信号，决定开关元件Q1的下一次的导通开始时刻。

如图3所示，该处理单元107可以包括上升沿检测电路和信号延迟电路。其中，与比较器CP3的输出连接的上升沿检测电路可以检测R3的输入端电压从负到正的瞬间，该瞬间为在电抗器L1的电流放出后产生的阻尼振荡的电压峰值部分所对应的时刻，并且，通过信号延迟电路，能够将该时刻延迟阻尼振荡周期的半个周期并输入到U2的栅极的一侧，以用来设置FF1。由此，能够在开关元件Q1的漏电压的阻尼振荡电压的最低点使该开关元件Q1导通，能够减小开关损耗。

在图3的电路中，即使在导通期间的电抗器电流没有达到规定的Vcs2的情况下，也能够通过阈值Vcs1和比较器CP4，在电抗器电流接近零值的情况下，使Q1开始导通；并且，在功率校正器的输入电压瞬时值在零值附近以及负载非常轻的情况下，即使电抗器电流停留在零附近时，也能够可靠进行下一次导通。

实施例3

本申请实施例3提供一种开关电源，该开关电源具有实施例1或实施例2所述的功率因数校正电路。

根据本实施例，开关电源中功率因数校正的开关元件能够正确地导通，由此，提高了开关电源的可靠性。

实施例4

本申请实施例4提供一种功率因数校正方法，与实施例1和实施例2的功率因数校正电路对应。

图5是本实施例4的功率因数校正方法的一个流程示意图，如图5所示，该方法包括：

S501、将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压；

S502、利用开关元件对直流电压进行开关，以对流过电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压，所述开关元件、所述电抗器与电阻串联；

S503、根据所述输出电压设定所述开关元件的导通时间；

S504、根据所述电阻的电压下降，检测流过所述电抗器的再生电流的结束时刻；

S505、根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及再生电流的结束时刻的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。

在本实施例中，S505可以包括：在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降超过第一阈值的绝对值的情况下，决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降达到零伏的时刻，使所述开关元件导通；并且，在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降不超过第一阈值的绝对值的情况下，决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降到低于第二阈值的绝对值的时刻，使所述开关元件导通，其中，所述第一阈值的绝对值大于所述第二阈值的绝对值。

在本实施例中，该功率因数校正方法还可以包括：限制所述输出电压的振动频率的上限。

在本实施例中，该功率因数校正方法还可以包括：在从所述电抗器的再生电流的结束时刻起经过规定的延迟时间之后输出信号；其中，步骤S505可以包括，根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及所述经过规定的延迟时间之后输出的信号，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。

对本实施例中各步骤的说明，可以参考实施例1和实施例2中对相关电路元件和电路工作原理的说明，本实施例不再赘述。

在本实施例中，能够在由于基准电压的偏差以及比较器的偏移量等不能正确检测零电流，或者流过电抗器的电流较小且R3两端电压停留在零附近的情况下，可靠地使开关元件导通。

以上结合具体的实施方式对本申请进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本申请保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本申请的精神和原理对本申请做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本申请的范围内。

Claims (7)

1.一种功率因数校正(Power Factor Correction)电路，其特征在于，该功率因数校正电路具有：

整流单元，其用于将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压并且输出；

开关单元，其具有串联连接的电抗器、开关元件以及电阻，所述开关元件用于对所述直流电压进行开关，以对流过所述电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压；

导通时间控制单元，其用于根据所述输出电压设定所述开关元件的导通时间；

电抗器电流检测单元，其用于根据所述开关单元的所述电阻的电压下降，检测流过所述电抗器的再生电流的结束时刻；以及

导通时间决定单元，其用于根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及所述电抗器电流检测单元的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻，

在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降超过第一阈值的绝对值的情况下，所述导通时间决定单元决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降达到零伏的时刻，使所述开关元件导通；并且，

在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降不超过第一阈值的绝对值的情况下，所述导通时间决定单元决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降到低于第二阈值的绝对值的时刻，使所述开关元件导通，

其中，所述第一阈值的绝对值大于所述第二阈值的绝对值。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，

所述功率因数校正电路还具有振动频率限制电路，该振动频率限制电路限制所述输出电压的振动频率的上限。

3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，

所述功率因数校正电路还具有处理单元，该处理单元在从所述电抗器的再生电流的结束时刻起经过规定的延迟时间之后输出信号，

并且，所述导通时间决定单元，根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及所述处理单元的输出信号，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。

4.一种开关电源，其具有权利要求1-3中任意一项所述的功率因数校正电路。

5.一种功率因数校正方法，其特征在于，该功率因数校正方法包括：

将输入的交流电源的交流电压整流为直流电压；

利用开关元件对直流电压进行开关，以对流过电抗器的再生电流进行整流平滑并得到输出电压，所述开关元件、所述电抗器与电阻串联；

根据所述输出电压设定所述开关元件的导通时间；

根据所述电阻的电压下降，检测流过所述电抗器的再生电流的结束时刻；以及

根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及再生电流的结束时刻的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻，

其中，根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及再生电流的结束时刻的检测结果，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻包括：

在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降超过第一阈值的绝对值的情况下，决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降达到零伏的时刻，使所述开关元件导通；并且，

在所述开关元件导通期间，所述电阻的电压下降不超过第一阈值的绝对值的情况下，决定为在所述开关元件断开期间，在所述电阻的电压下降到低于第二阈值的绝对值的时刻，使所述开关元件导通，

其中，所述第一阈值的绝对值大于所述第二阈值的绝对值。

6.根据权利要求5所述的功率因数校正方法，其特征在于，所述功率因数校正方法还包括：

限制所述输出电压的振动频率的上限。

7.根据权利要求5所述的功率因数校正方法，其特征在于，所述功率因数校正方法还包括：

在从所述电抗器的再生电流的结束时刻起经过规定的延迟时间之后输出信号；

其中，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻的步骤包括，根据在所述开关元件导通期间所述电阻的电压下降的大小，以及所述经过规定的延迟时间之后输出的信号，决定所述开关元件的下一次的导通开始时刻。