JP6328506B2 - Ａｃｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流動作、及び力率改善動作を実行可能に構成された力率改善回路と、前記力率改善回路から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣコンバータとを備えるＡＣＤＣコンバータに適用される制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、交流電源から入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路に接続された昇圧チョッパ回路とを備える充電装置が知られている。この装置では、充電装置の出力電圧の変動１周期における最大値と、整流回路の入力電流及び入力電圧とに基づき、昇圧チョッパ回路を構成するスイッチング素子をオンオフ操作する。これにより、入力電流に含まれる高調波成分を低減し、力率の向上を図っている。

特開２００９−２４７１０１号公報

ここで、上記充電装置では、給電対象に供給する電圧を制御する定電圧制御が行われている。このため、給電対象に供給する電力を制御する定電力制御が要求される場合には、力率の向上を図る上記充電装置の技術を適用することができない。

本発明は、給電対象への供給電力が制御されるＡＣＤＣコンバータに適用され、力率の向上を図ることができるＡＣＤＣコンバータの制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、交流電源（５１）に接続される入力端子（Ｔ１，Ｔ２）と、リアクトル（１２ａ；６１ｐ，６１ｎ；６５ｐ，６５ｎ）と、出力端子（Ｔ３，Ｔ４）と、前記入力端子から入力された交流電圧を元にオン操作によって前記リアクトルにエネルギを蓄積させ、オフ操作によって前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出させて前記出力端子から出力可能となるように設けられた改善用スイッチ（１２ｂ；６２ｐ，６２ｎ；６６ａ，６６ｂ）とを有し、前記入力端子から入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流動作と、前記改善用スイッチのオンオフ操作による前記リアクトルを用いた力率改善動作とを実行可能に構成された力率改善回路（１０；６０；８０）と、前記力率改善回路の出力端子から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して給電対象（５０）に出力するＤＣＤＣコンバータ（２０；７０）と、前記交流電源から前記力率改善回路に入力される交流電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部（５２）と、前記交流電源から前記力率改善回路に入力された交流電流を前記整流動作により整流した直流電流、又は前記交流電源から前記力率改善回路に入力される交流電流を入力電流として検出する入力電流検出部（５３）と、を備えるＡＣＤＣコンバータに適用され、前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と、前記入力電流検出部によって検出された入力電流とに基づき、前記力率改善回路の実入力電力を都度算出する瞬時入力電力算出手段（３０ａ）と、前記入力電圧又は前記入力電流のいずれかである入力交流信号に基づき、前記入力交流信号の２乗値と同周期かつ同位相の基準交流信号を都度算出する基準信号算出手段（３０ｃ）と、前記基準信号算出手段によって算出された都度の基準交流信号に基づき、前記基準交流信号と同周期かつ同位相の信号である目標入力電力を都度算出する目標入力電力算出手段（３０ｄ）と、都度の前記実入力電力を都度の前記目標入力電力にフィードバック制御すべく、前記改善用スイッチを操作する操作手段（３０ｇ）とを備えることを特徴とする。

力率改善回路の入力電流と入力電圧との間の力率が１となる場合、力率改善回路の入力電力は、理論的には、入力電圧又は入力電流の２乗値と同周期かつ同位相の信号となる。このため、力率改善回路の入力電力を、入力電圧又は入力電流の２乗値と同周期かつ同位相の信号に制御することで、力率を高い水準に維持することができる。この点に鑑み、上記発明では、目標入力電力算出手段により、都度の基準交流信号に基づき、基準交流信号と同周期かつ同位相の信号である目標入力電力を都度算出する。そして、算出された都度の目標入力電力に、都度の実入力電力をフィードバック制御すべく、改善用スイッチを操作する。こうした構成によれば、入力電流に含まれる高調波成分を低減することができ、ひいては力率の向上を図ることができる。

第１実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 関連技術にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 第１実施形態にかかる高調波電流の低減効果を示す図。 同実施形態にかかる高調波電流の低減効果を示す図。 同実施形態にかかる負荷電力変動時における応答性の向上効果を示す図。 第２実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 同実施形態にかかる目標中間電圧の設定態様を示す図。 第３実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 第４実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 第５実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。 第６実施形態にかかるＡＣＤＣコンバータの全体構成図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかるＡＣＤＣコンバータの制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、ＡＣＤＣコンバータは、ＰＦＣコンバータ１０（「力率改善回路」に相当）と、ＤＣＤＣコンバータ２０とを備えている。各コンバータ１０，２０は、制御装置３０の制御対象となる。本実施形態において、ＡＣＤＣコンバータは、その給電対象を蓄電装置５０としている。本実施形態では、蓄電装置５０として、蓄電池（ニッケル水素蓄電池，リチウムイオン蓄電池）を用いている。なお、蓄電装置５０としては、蓄電池に限らず、例えば大容量のキャパシタを用いることもできる。また、ＡＣＤＣコンバータは、例えば車載式のものとすることができる。

ＰＦＣコンバータ１０は、第１整流回路１１と、昇圧チョッパ回路１２とを備えている。第１整流回路１１は、ＰＦＣコンバータ１０の入力端子である第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２を介して入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流動作を行い、第１〜第４整流ダイオード１１ａ〜１１ｄを備えている。詳しくは、第１整流ダイオード１１ａのアノードには、第２整流ダイオード１１ｂのカソードが接続され、これらダイオード１１ａ，１１ｂの接続点には、第１端子Ｔ１が接続されている。第３整流ダイオード１１ｃのアノードには、第４整流ダイオード１１ｄのカソードが接続され、これらダイオード１１ｃ，１１ｄの接続点には、第２端子Ｔ２が接続されている。第１整流ダイオード１１ａのカソードには、第３整流ダイオード１１ｃのカソードが接続され、第２整流ダイオード１１ｂのアノードには、第４整流ダイオード１１ｄのアノードが接続されている。第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２には、外部の交流電源５１が接続されている。

第１整流回路１１の出力側には、昇圧チョッパ回路１２の入力側が接続されている。昇圧チョッパ回路１２は、改善用リアクトル１２ａ、改善用スイッチ素子１２ｂ、改善用ダイオード１２ｃ、及び平滑コンデンサ１２ｄを備えている。本実施形態では、改善用スイッチ１２ｂとして、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴを用いている。改善用リアクトル１２ａの第１端には、第１，第３整流ダイオード１１ａ，１１ｃのカソードが接続されている。改善用リアクトル１２ａの第２端には、改善用スイッチ１２ｂのコレクタと、改善用ダイオード１２ｃのアノードとが接続されている。改善用ダイオード１２ｃのカソードには、平滑コンデンサ１２ｄの第１端が接続されている。平滑コンデンサ１２ｄの第２端には、改善用スイッチ１２ｂのエミッタと、第２，第４整流ダイオード１１ｂ，１１ｄのアノードとが接続されている。平滑コンデンサ１２ｄの第１端には、ＰＦＣコンバータ１０の出力端子である第３端子Ｔ３が接続され、平滑コンデンサ１２ｄの第２端には、ＰＦＣコンバータ１０の出力端子である第４端子Ｔ４が接続されている。なお、平滑コンデンサ１２ｄとしては、例えば、フィルムコンデンサや、セラミックコンデンサを用いることができる。ちなみに、本実施形態では、平滑コンデンサ１２ｄをＰＦＣコンバータ１０内に配置したがこれに限らない。例えば、平滑コンデンサ１２ｄを、ＤＣＤＣコンバータ２０内に配置してもよいし、ＰＦＣコンバータ１０の出力側とＤＣＤＣコンバータ２０の入力側との間に配置してもよい。

ＰＦＣコンバータ１０の第３端子Ｔ３には、ＤＣＤＣコンバータ２０の入力端子である第５端子が接続され、ＰＦＣコンバータ１０の第４端子Ｔ４には、ＰＦＣコンバータ１０の入力端子である第６端子Ｔ６が接続されている。ＤＣＤＣコンバータ２０は、第１〜第４変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄ、トランス２２（絶縁トランス）、第２整流回路２３、変換用リアクトル２４、及び変換用コンデンサ２５を備えるフルブリッジ型の絶縁コンバータである。ＤＣＤＣコンバータ２０は、入力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して出力する。本実施形態では、各変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄとして、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴを用いている。

第１変換用スイッチ２１ａのコレクタと第３変換用スイッチ２１ｃのコレクタとには、第５端子Ｔ５が接続されている。第１変換用スイッチ２１ａのエミッタには、第２変換用スイッチ２１ｂのエミッタが接続され、第３変換用スイッチ２１ｃのエミッタには、第４変換用スイッチ２１ｄのエミッタが接続されている。第２変換用スイッチ２１ｂのエミッタと第４変換用スイッチ２１ｄのエミッタとには、第６端子Ｔ６が接続されている。

第１変換用スイッチ２１ａと第２変換用スイッチ２１ｂとの接続点には、トランス２２を構成する１次巻線２２ａの第１端が接続されている。１次巻線２２ａの第２端には、第３変換用スイッチ２１ｃと第４変換用スイッチ２１ｄとの接続点が接続されている。トランス２２を構成する２次巻線２２ｂには、第２整流回路２３が接続されている。第２整流回路２３は、２次巻線２２ｂから出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流動作を行い、第５〜第８整流ダイオード２３ａ〜２３ｄを備えている。詳しくは、第５整流ダイオード２３ａのアノードには、第６整流ダイオード２３ｂのカソードが接続され、これらダイオード２３ａ，２３ｂの接続点には、２次巻線２２ｂの第１端が接続されている。第７整流ダイオード２３ｃのアノードには、第８整流ダイオード２３ｄのカソードが接続され、これらダイオード２３ｃ，２３ｄの接続点には、２次巻線２２ｂの第２端が接続されている。第５整流ダイオード２３ａのカソードには、第７整流ダイオード２３ｃのカソードが接続され、第６整流ダイオード２３ｂのアノードには、第８整流ダイオード２３ｄのアノードが接続されている。

第５整流ダイオード２３ａと第７整流ダイオード２３ｃとのカソードには、変換用リアクトル２４を介して、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力端子である第７端子Ｔ７が接続されている。第６整流ダイオード２３ｂと第８整流ダイオード２３ｄとのアノードには、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力端子である第８端子Ｔ８が接続されている。第７端子Ｔ７と第８端子Ｔ８とは、変換用コンデンサ２５によって接続されている。第７端子Ｔ７には、蓄電装置５０の正極端子が接続され、第８端子Ｔ８には、蓄電装置５０の負極端子が接続されている。

ＡＣＤＣコンバータには、入力電圧センサ５２（「入力電圧検出部」に相当）、入力電流センサ５３（「入力電流検出部」に相当）、中間電圧センサ５４（「中間電圧検出部」に相当）、出力電圧センサ５５（「出力電圧検出部」に相当）、及び出力電流センサ５６（「出力電流検出部」に相当）が備えられている。本実施形態において、入力電圧センサ５２は、交流電源５１から出力される交流電圧（具体的には例えば、第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２間の電位差）を検出する。入力電流センサ５３は、改善用リアクトル１２ａに流れる電流を、ＰＦＣコンバータ１０の入力電流として検出する。中間電圧センサ５４は、平滑コンデンサ１２ｄの端子間電圧を、ＰＦＣコンバータ１０の出力電圧（換言すれば、ＤＣＤＣコンバータ２０の入力電圧）として検出する。出力電圧センサ５５は、変換用コンデンサ２５の端子間電圧を、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧として検出する。出力電流センサ５６は、変換用リアクトル２４に流れる電流を、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電流として検出する。なお、本実施形態において、各センサの検出値、及び上記検出値に基づき算出された値には、基本的には添え字「ｒ」を付している。

制御装置３０は、第１〜第４変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄのオンオフ操作により、ＤＣＤＣコンバータ２０の実出力電力Ｐｏｒを目標出力電力Ｐｏｔｇｔに制御する定電力制御を行う。また、制御装置３０は、改善用スイッチ１２ｂのオンオフ操作により、力率改善動作を行う。以下、制御装置３０における上記力率改善動作及び定電力制御について説明する。なお、制御装置３０における入力電力算出部３０ａ等の各処理部は、例えば、所定の処理周期毎に演算処理を行う。

入力電力算出部３０ａ（「瞬時入力電力算出手段」に相当）は、入力電圧センサ５２によって検出された入力電圧Ｖｉｎｒと、入力電流センサ５３によって検出された入力電流Ｉｉｎｒとを乗算することで、実入力電力Ｐｉｎｒを算出する。出力電力算出部３０ｂ（「瞬時出力電力算出手段」に相当）は、出力電圧センサ５５によって検出された出力電圧Ｖｏｒと、出力電流センサ５６によって検出された出力電流Ｉｏｒとを乗算することで、実出力電力Ｐｏｒを算出する。

基準信号算出部３０ｃ（「基準信号算出手段」に相当）は、入力電圧Ｖｉｎｒに基づき、入力電圧Ｖｉｎｒの２乗値の同周期かつ同位相の基準交流信号Ｓｉｇを算出する。以下、基準交流信号Ｓｉｇについて説明する。ＰＦＣコンバータ１０の入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎとの力率が１となる場合、ＰＦＣコンバータ１０の入力電力Ｐｉｎは下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、「Ｖａ」は入力電圧Ｖｉｎの実効値を示し、「Ｉａ」は入力電流Ｉｉｎの実効値を示し、「ω」は入力電圧Ｖｉｎ，入力電流Ｉｉｎの角速度を示す。定電力制御が行われる場合、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電力Ｐｏｕｔは下式（ｅｑ２）で表される。

上式（ｅｑ２）において、「Ｖｏ」はＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧を示し、「Ｉｏ」はＤＣＤＣコンバータ２０の出力電流を示す。ここで、ＰＦＣコンバータ１０の入力側からＤＣＤＣコンバータ２０の出力側までにおける損失を無視すると、入力電力Ｐｉｎの実効値と出力電力Ｐｏｕｔとが等しくなることから、下式（ｅｑ３）が導かれる。

上式（ｅｑ３）を上式（ｅｑ１）に代入すると、下式（ｅｑ４）が導かれる。

上式（ｅｑ４）から、力率が１となる場合、入力電力Ｐｉｎは、入力電圧Ｖｉｎの２乗値と同周期かつ同位相の交流信号となることがわかる。このため、入力電力Ｐｉｎの目標値である目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔを、上記２乗値と同周期かつ同位相の交流信号に設定することで、力率を高い水準に維持できる。なお、基準信号算出部３０ｃは、例えば、入力電圧Ｖｉｎｒを入力とする位相同期回路（ＰＬＬ）と、位相同期回路の出力信号を上記基準交流信号Ｓｉｇに変換して出力する変換回路とを備えて構成すればよい。

目標入力電力算出部３０ｄ（「目標入力電力算出手段」に相当）は、出力電力算出部３０ｂによって算出された実出力電力Ｐｏｒと、基準信号算出部３０ｃによって算出された基準交流信号Ｓｉｇとを乗算することで、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔを算出する。電力偏差算出部３０ｅは、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔから実入力電力Ｐｉｎｒを減算することで、電力偏差ΔＰｉｎを算出する。フィードバック制御部３０ｆは、電力偏差ΔＰｉｎに基づき、実入力電力Ｐｉｎｒを目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、第１時比率信号を算出する。具体的には、電力偏差ΔＰｉｎに基づく比例積分制御によって第１時比率信号を算出する。第１時比率信号は、改善用スイッチ１２ｂをオンオフ操作するための操作信号であり、具体的には、改善用スイッチ１２ｂのオンオフ操作１周期（スイッチング周期）に対するオン操作時間の比率を定めたものである。第１駆動部３０ｇ（「操作手段」に相当）は、第１時比率信号に基づき、改善用スイッチ１２ｂをオンオフ操作する。これにより、力率改善動作が行われる。

第２駆動部３０ｈは、第１〜第４変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄのオンオフ操作により、ＤＣＤＣコンバータ２０の実出力電力Ｐｏｒを目標出力電力Ｐｏｔｇｔに制御する定電力制御を行う。詳しくは、第２駆動部３０ｈは、目標出力電力Ｐｏｔｇｔと実出力電力Ｐｏｒとに基づき、第２時比率信号を算出する。第２時比率信号は、各変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄをオンオフ操作するための操作信号であり、具体的には、各変換用スイッチ２１ａ〜２１ｄのオンオフ操作１周期に対するオン操作時間の比率を定めたものである。第２駆動部３０ｈは、第２時比率信号に基づき、第１，第３変換用スイッチ２１ａ，２１ｃの組と、第２，第４変換用スイッチ２１ｂ，２１ｄの組とを、デッドタイムを挟みつつ交互にオン操作する。

続いて、本実施形態の効果を関連技術と対比して説明する。

まず、図２に、関連技術にかかるＡＣＤＣコンバータを示す。なお、図２において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、電圧偏差算出部３１ａは、中間電圧センサ５４によって検出された中間電圧Ｖｍｒを目標中間電圧Ｖｍｔｇｔから減算することで、電圧偏差ΔＶを算出する。電圧フィードバック制御部３１ｂは、電圧偏差ΔＶに基づく比例積分制御によって目標入力電流の振幅Ｉａを算出する。信号生成部３１ｃは、入力電圧Ｖｉｎｒに基づき、基準信号「ｓｉｎ（ωｔ）」を算出する。

目標入力電流算出部３１ｄは、振幅Ｉａと基準信号「ｓｉｎ（ωｔ）」とを乗算することで、目標入力電流Ｉｔｇｔを算出する。電流偏差算出部３１ｅは、目標入力電流Ｉｔｇｔから入力電流Ｉｉｎｒを減算することで、電流偏差ΔＩを算出する。電流フィードバック制御部３１ｆは、電流偏差ΔＩに基づく比例積分制御によって改善用スイッチ１２ｂをオンオフ操作するための第１時比率信号を算出する。算出された第１時比率信号は、第１駆動部３０ｇに入力される。

ここで、出力電圧Ｖｏｒには、交流電源５１の２倍の周波数の変動成分が含まれる。このため、電圧偏差算出部３１ａによって算出された電圧偏差ΔＶｏにも変動成分が含まれる。その結果、目標入力電流Ｉｔｇｔにも変動成分が含まれる。すなわち、目標入力電流Ｉｔｇｔが正弦波から歪む。このため、変動成分が含まれる目標入力電流Ｉｔｇｔに基づき改善用スイッチ１２ｂをオンオフ操作すると、入力電流Ｉｉｎｒが歪むこととなり、その結果、力率が悪化する。

図３に、本実施形態と関連技術とにおける入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ及び中間電圧Ｖｍの推移を示す。詳しくは、図３（ａ）は本実施形態にかかる推移を示し、図３（ｂ）は関連技術にかかる推移を示す。なお、図３（ａ），（ｂ）では、「ＶＬ１」によって入力電圧Ｖｉｎ，中間電圧Ｖｍのスケールが互いに同一であることを示し、「ＶＬ２」によって入力電流Ｉｉｎのスケールが互いに同一であることを示し、「ＨＬ１」によって横軸スケールが互いに同一であることを示している。

図示されるように、本実施形態によれば、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔに中間電圧Ｖｍの変動の影響が含まれないことから、入力電流Ｉｉｎに歪が生じていない。これに対し、関連技術では、中間電圧Ｖｍの変動の影響によって目標入力電流Ｉｔｇｔに歪が生じ、その結果、入力電流Ｉｉｎに歪が生じている。

図４に、本実施形態と関連技術とにおける平滑コンデンサ１２ｄの容量及び入力電流Ｉｉｎに含まれる３次高調波成分の関係を示す。図示されるように、関連技術では、平滑コンデンサ１２ｄの容量が小さくなるほど、３次高調波成分が大きくなっている。このことは、関連技術では、３次高調波成分を低減するために、大容量の平滑コンデンサ１２ｄが要求されることを意味している。これに対し、本実施形態では、平滑コンデンサ１２ｄの大きさにかかわらず、３次高調波成分が小さい。これは、上述した力率改善動作により、３次高調波成分が大きく低減されているためである。したがって、本実施形態によれば、平滑コンデンサ１２ｄを小容量化することができる。なお、図４には、３次高調波成分の上限閾値を合わせて示した。この閾値は、例えば法規に基づき定められる値である。

関連技術では、上述したように、中間電圧Ｖｍの変動の影響によって目標入力電流Ｉｔｇｔに歪が生じる。こうした事態を回避すべく、関連技術において、電圧フィードバック制御部３１ｂの応答性を低下させることも考えられる。ただし、この場合、図５に示すように、目標出力電力Ｐｏｔｇｔを急変させたときの中間電圧Ｖｍの制御応答性が大きく低下する。ここで、図５（ａ）は本実施形態にかかる推移を示し、図５（ｂ）は関連技術にかかる推移を示している。なお、図５（ａ），（ｂ）では、「ＶＬ３」によって中間電圧Ｖｍのスケールが互いに同一であることを示し、「ＶＬ４」によって入力電流Ｉｉｎのスケールが互いに同一であることを示し、「ＨＬ２」によって横軸スケールが互いに同一であることを示している。

本実施形態では、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔの算出に中間電圧Ｖｍｒを用いていないことから、フィードバック制御部３０ｆの制御応答性を低く設定することを要しない。このため、本実施形態にかかる中間電圧Ｖｍの変動量ΔＶ１は、関連技術にかかる中間電圧Ｖｍの変動量ΔＶ２よりも十分小さくなる。したがって、出力電力の急変時においても、出力電力の制御応答性を高く維持でき、中間電圧Ｖｍが、その上限値（例えば、デバイスの耐圧）と下限値（例えば、交流電源５１の波高値）とで規定される範囲から外れることを回避できる。

このように、本実施形態によれば、ＰＦＣコンバータ１０の入力電流に含まれる高調波成分を低減することができ、ひいては力率を向上させて１に近づけることができる。これにより、平滑コンデンサ１２ｄの小容量化を図ることができる。さらに、出力電力の制御応答性を向上させることもできる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図６に示すように、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔの算出手法を変更する。詳しくは、制御装置３０は、中間電圧Ｖｍｒを目標中間電圧Ｖｍｔｇｔに制御できる構成をさらに備えている。なお、図６において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、中間電圧偏差算出部３０ｉは、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔから中間電圧Ｖｍｒを減算することで、中間電圧偏差ΔＶｍを算出する。中間電圧フィードバック制御部３０ｊ（「中間補償電力算出手段」に相当）は、中間電圧偏差ΔＶｍに基づき、中間電圧Ｖｍｒを目標中間電圧Ｖｍｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、中間補償電力Ｐｃｔｒを算出する。詳しくは、中間電圧偏差ΔＶｍに基づく比例積分制御によって中間補償電力Ｐｃｔｒを算出する。なお、中間電圧フィードバック制御部３０ｊの制御応答性を、中間電圧Ｖｍｒの変動の影響を受けない程度に低く設定することが望ましい。

中間補償電力加算部３０ｋは、出力電力算出部３０ｂによって算出された実出力電力Ｐｏｒに中間補償電力Ｐｃｔｒを加算する。中間補償電力加算部３０ｋの出力値「Ｐｏｒ＋Ｐｃｔｒ」は、目標入力電力算出部３０ｄに入力される。すなわち、本実施形態において、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔは下式（ｅｑ５）で表される。

ここで、図７を用いて、中間電圧センサ５４によって検出された中間電圧Ｖｍｒの制御態様の具体例を示す。なお、図７には、出力電力Ｐ１（例えば３ｋＷ）が大きい場合と出力電力Ｐ２（例えば１ｋＷ）が小さい場合とのそれぞれにおける中間電圧Ｖｍｒの推移を示している。

図７（ａ）に示すように、交流電源５１の１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの中央値が、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔにフィードバック制御されるようにしてもよい。この場合、中間電圧偏差算出部３０ｉには、例えば、１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの時間平均値を入力すればよい。

また、図７（ｂ）に示すように、交流電源５１の１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの最大値が、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔにフィードバック制御されるようにしてもよい。この場合、中間電圧偏差算出部３０ｉには、例えば、１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの最大値を入力すればよい。こうした構成によれば、出力電力が小さい場合において中間電圧を極力高い電圧に保持できる。このため、中間電圧とその下限値との間のマージンを大きくすることができ、出力電力が急増した場合において、中間電圧の低下によって中間電圧が下限値を下回ることを回避できる。

さらに、図７（ｃ）に示すように、交流電源５１の１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの最小値が、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔにフィードバック制御されるようにしてもよい。この場合、中間電圧偏差算出部３０ｉには、例えば、１変動周期Ｔａｃにおける中間電圧Ｖｍｒの最小値を入力すればよい。こうした構成によれば、出力電力が小さい場合において中間電圧が低い電圧に保持されるため、ＰＦＣコンバータ１０のスイッチング損失を低減することができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、先の第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図８に示すように、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔを可変設定する。なお、図８において、先の図６に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、中間電圧設定部３０ｌ（「中間電圧設定手段」に相当）は、実出力電力Ｐｏｒが大きいほど、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔを低く設定する。こうした設定によれば、出力電力が小さい場合において、中間電圧を高い電圧に保持することができる。このため、その後出力電力が急増する場合であっても、中間電圧が下限値を下回ることを回避できる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図９に示すように、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔの算出手法を変更する。なお、図９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、損失補償電力算出部３０ｍ（「損失補償電力算出手段」に相当）は、入力電圧Ｖｉｎｒと、実出力電力Ｐｏｒとに基づき、損失補償電力Ｐｌｏｓｓを算出する。ここでは、実出力電力Ｐｏｒが大きかったり、入力電圧Ｖｉｎｒが低かったりするほど、損失補償電力Ｐｌｏｓｓを大きく算出する。なお、損失補償電力Ｐｌｏｓｓは、例えば、実出力電力Ｐｏｒと損失補償電力Ｐｌｏｓｓとが関係付けられたマップや数式を用いて算出すればよい。上記マップは、制御装置３０の備える記憶手段（例えば、不揮発性メモリ）にあらかじめ記憶される。

損失補償電力加算部３０ｎは、実出力電力Ｐｏｒと損失補償電力Ｐｌｏｓｓとを加算する。損失補償電力加算部３０ｎの出力値「Ｐｏｒ＋Ｐｌｏｓｓ」は、中間補償電力加算部３０ｋに入力される。すなわち、本実施形態において、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔは下式（ｅｑ６）で表される。

以上説明した本実施形態によれば、定電力制御の応答性をより向上できる。

（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１０に示すように、ＡＣＤＣコンバータの構成を変更する。なお、図１０において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、ＡＣＤＣコンバータは、ＰＦＣコンバータ６０と、ＤＣＤＣコンバータ７０とを備えている。ＰＦＣコンバータ６０は、第１，第２リアクトル６１ｐ，６１ｎ、第１，第２改善用スイッチ６２ｐ，６２ｎ、整流回路６３、及び平滑コンデンサ６４を備えている。本実施形態では、各スイッチ６２ｐ，６２ｎとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。

第１リアクトル６１ｐの第１端には、第１端子Ｔ１が接続されている。第２リアクトル６１ｎの第１端には、第２端子Ｔ２が接続されている。各リアクトル６１ｐ，６１ｎのそれぞれの第２端同士は、第１改善用スイッチ６２ｐ及び第２改善用スイッチ６２ｎの直列接続体を介して接続されている。詳しくは、第１改善用スイッチ６２ｐのドレインには、第１リアクトル６１ｐの第２端が接続され、第２改善用スイッチ６２ｎのドレインには、第２リアクトル６１ｎの第２端が接続されている。各スイッチ６２ｐ，６２ｎのソース同士は短絡されている。各スイッチ６２ｐ，６２ｎのドレイン側には、整流回路６３の入力側が接続されている。整流回路６３の出力側には、平滑コンデンサ６４を介して、第３，第４端子Ｔ３，Ｔ４が接続されている。

ＰＦＣコンバータ６０の第３，第４端子Ｔ３，Ｔ４には、ＤＣＤＣコンバータ７０の第５，第６端子が接続されている。ＤＣＤＣコンバータ７０は、第１，第２変換用スイッチ７１ａ，７１ｂ、第１，第２トランス７２、７３、及び第１，第２変換用ダイオード７４ａ，７４ｂを備えるプッシュプル型の絶縁コンバータである。本実施形態では、各変換用スイッチ７１ａ，７１ｂとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。

第１トランス７２を構成する第１の１次巻線７２ａの第１端には、第５端子Ｔ５が接続され、第２端には、第１変換用スイッチ７１ａを介して第６端子Ｔ６が接続されている。第２トランス７３を構成する第２の１次巻線７３ａの第１端には、第５端子Ｔ５が接続され、第２端には、第２変換用スイッチ７１ｂを介して第６端子Ｔ６が接続されている。第１トランス７２を構成する第１の２次巻線７２ｂの第１端には、第７端子Ｔ７が接続され、第２端には、第１変換用ダイオード７４ａのカソードが接続されている。第１変換用ダイオード７４ａのアノードには、第８端子Ｔ８が接続されている。第２トランス７３を構成する第２の２次巻線７３ｂの第１端には、第７端子Ｔ７が接続され、第２端には、第２変換用ダイオード７４ｂのカソードが接続されている。第２変換用ダイオード７４ｂのアノードには、第８端子Ｔ８が接続されている。各変換用ダイオード７４ａ，７４ｂと第７，第８端子Ｔ７，Ｔ８との間には、変換用リアクトル７５及び変換用コンデンサ７６が設けられている。

なお、本実施形態において、入力電流センサ５３は、第１リアクトル６１ｐに流れる電流を入力電流として検出する。中間電圧センサ５４は、平滑コンデンサ６４の端子間電圧を中間電圧として検出する。出力電圧センサ５５は、変換用コンデンサ７６の端子間電圧を出力電力として検出する。出力電流センサ５６は、変換用リアクトル７５に流れる電流を出力電流として検出する。

制御装置３０は、第１，第２変換用スイッチ７１ａ，７１ｂのオンオフ操作により、ＤＣＤＣコンバータ７０の実出力電力Ｐｏｒを目標出力電力Ｐｏｔｇｔに制御する定電力制御を行う。ここで、各変換用スイッチ７１ａ，７１ｂは、第２駆動部３０ｈによって操作される。また、制御装置３０は、第１，第２改善用スイッチ６２ｐ，６２ｎのオンオフ操作により、力率改善動作を行う。ここで、各改善用スイッチ６２ｐ，６２ｎは、第１駆動部３０ｇによって操作される。詳しくは、交流電源５１の出力電圧の極性が正となる期間においては、第２改善用スイッチ６２ｎがオフ操作される状況下、第１改善用スイッチ６２ｐがオンオフ操作される。なお、この期間におけるＰＦＣコンバータ６０の出力電圧は、第１改善用スイッチ６２ｐのオンオフ操作１周期に対する第１改善用スイッチ６２ｐのオン操作時間の比率を調節することで調節できる。一方、交流電源５１の出力電圧の極性が負となる期間においては、第１改善用スイッチ６２ｐがオフ操作される状況下、第２改善用スイッチ６２ｎがオンオフ操作される。なお、この期間におけるＰＦＣコンバータ６０の出力電圧は、第２改善用スイッチ６２ｎのオンオフ操作１周期に対する第２改善用スイッチ６２ｎのオン操作時間の比率を調節することで調節できる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第６実施形態）
以下、第６実施形態について、先の第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１１に示すように、ＰＦＣコンバータをブリッジレスブースト型のものに変更する。なお、図１１において、先の図１０に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、ＰＦＣコンバータ８０は、第１，第２リアクトル６５ｐ，６５ｎ、第１，第２改善用スイッチ６６ａ，６６ｂ、第１，第２改善用ダイオード６７ａ，６７ｂ、及び平滑コンデンサ６４を備えている。本実施形態では、各スイッチ６６ａ，６６ｂとして、ＩＧＢＴを用いている。

第１リアクトル６５ｐの第１端には、第１端子Ｔ１が接続されている。第２リアクトル６５ｎの第１端には、第２端子Ｔ２が接続されている。第１改善用ダイオード６７ａのアノードには、第１改善用スイッチ６６ａのコレクタが接続され、第２改善用ダイオード６７ｂのアノードには、第２改善用スイッチ６６ｂのコレクタが接続されている。第１，第２改善用ダイオード６７ａ，６７ｂのカソードには、第３端子Ｔ３が接続され、第１，第２改善用スイッチ６６ａ，６６ｂのエミッタには、第４端子Ｔ４が接続されている。

第１リアクトル６５ｐの第２端には、第１改善用ダイオード６７ａと第１改善用スイッチ６６ａとの接続点が接続され、第２リアクトル６５ｎの第２端には、第２改善用ダイオード６７ｂと第２改善用スイッチ６６ｂとの接続点が接続されている。各改善用スイッチ６６ａ，６６ｂは、第１駆動部３０ｇによってオンオフ操作される。なお、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとして、上記第１実施形態の図１に示したＤＣＤＣコンバータ２０を用いている。また、本実施形態において、入力電流センサ５３は、第１リアクトル６５ｐに流れる電流を入力電流として検出する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第５実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１実施形態では、目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔの算出に用いる出力電力として、出力電流センサ５６によって検出された出力電流Ｉｏｒと、出力電圧センサ５５によって検出された出力電圧Ｖｏｒとから算出した値を用いたがこれに限らない。例えば、検出値を用いることなく、目標出力電力Ｐｏｔｇｔを目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔの算出に用いてもよい。すなわち、この場合、目標出力電力Ｐｏｔｇｔと基準交流信号Ｓｉｇとの乗算値が目標入力電力Ｐｉｎｔｇｔとなる。こうした構成であっても、上記第１実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。

・上記第３実施形態では、実出力電力Ｐｏｒが大きいほど、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔを連続的に低く設定したがこれに限らない。例えば、実出力電力Ｐｏｒが大きいほど、目標中間電圧Ｖｍｔｇｔを段階的に低く設定してもよい。

・上記第４実施形態で説明した損失補償電力算出部３０ｍ及び損失補償電力加算部３０ｎを、上記第２，第３実施形態に適用してもよい。

・基準交流信号を、入力電圧Ｖｉｎｒに代えて、入力電流Ｉｉｎｒに基づき算出してもよい。これは、ＰＦＣコンバータ１０において力率改善動作が行われていることから、入力電圧と入力電流との周期及び位相が同一又は略同一であることに基づくものである。

・フィードバック制御部３０ｆにおいて、例えば、比例積分微分制御や、積分制御によって第１時比率信号を算出してもよい。なお、上記第２実施形態の中間電圧フィードバック制御部３０ｊにおいても同様である。

・ＤＣＤＣコンバータとしては、絶縁型のものに限らず、非絶縁型のものであってもよい。

１０…ＰＦＣコンバータ、２０…ＤＣＤＣコンバータ、３０…制御装置。

Claims (8)

1. 交流電源（５１）に接続される入力端子（Ｔ１，Ｔ２）と、リアクトル（１２ａ；６１ｐ，６１ｎ；６５ｐ，６５ｎ）と、出力端子（Ｔ３，Ｔ４）と、前記入力端子から入力された交流電圧を元にオン操作によって前記リアクトルにエネルギを蓄積させ、オフ操作によって前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出させて前記出力端子から出力可能となるように設けられた改善用スイッチ（１２ｂ；６２ｐ，６２ｎ；６６ａ，６６ｂ）とを有し、前記入力端子から入力された交流電圧を直流電圧に変換する整流動作と、前記改善用スイッチのオンオフ操作による前記リアクトルを用いた力率改善動作とを実行可能に構成された力率改善回路（１０；６０；８０）と、
   前記力率改善回路の出力端子から出力された直流電圧を所定の直流電圧に変換して給電対象（５０）に出力するＤＣＤＣコンバータ（２０；７０）と、
   前記交流電源から前記力率改善回路に入力される交流電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部（５２）と、
   前記交流電源から前記力率改善回路に入力された交流電流を前記整流動作により整流した直流電流、又は前記交流電源から前記力率改善回路に入力される交流電流を入力電流として検出する入力電流検出部（５３）と、を備えるＡＣＤＣコンバータに適用され、
   前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と、前記入力電流検出部によって検出された入力電流とに基づき、前記力率改善回路の実入力電力を都度算出する瞬時入力電力算出手段（３０ａ）と、
   前記入力電圧又は前記入力電流のいずれかである入力交流信号に基づき、前記入力交流信号の２乗値と同周期かつ同位相の基準交流信号を都度算出する基準信号算出手段（３０ｃ）と、
   前記基準信号算出手段によって算出された都度の基準交流信号に基づき、前記基準交流信号と同周期かつ同位相の信号である目標入力電力を都度算出する目標入力電力算出手段（３０ｄ）と、
   都度の前記実入力電力を都度の前記目標入力電力にフィードバック制御すべく、前記改善用スイッチを操作する操作手段（３０ｇ）とを備えることを特徴とするＡＣＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記ＡＣＤＣコンバータには、
   前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を検出する出力電圧検出部（５５）と、
   前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流を検出する出力電流検出部（５６）とが備えられ、
   前記出力電圧検出部によって検出された出力電圧と、前記出力電流検出部によって検出された出力電流とに基づき、前記ＤＣＤＣコンバータの実出力電力を都度算出する瞬時出力電力算出手段（３０ｂ）をさらに備え、
   前記目標入力電力算出手段は、都度の前記実出力電力と、都度の前記基準交流信号とに基づき、前記基準交流信号の振幅に前記実出力電力を含む前記目標入力電力を都度算出する請求項１記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記ＡＣＤＣコンバータには、前記力率改善回路の出力電圧を検出する中間電圧検出部（５４）が備えられ、
   前記中間電圧検出部によって検出された出力電圧を目標中間電圧にフィードバック制御するための操作量である中間補償電力を都度算出する中間補償電力算出手段（３０ｊ）をさらに備え、
   前記目標入力電力算出手段は、都度の前記実出力電力と、都度の前記基準交流信号と、都度の前記中間補償電力とに基づき、前記基準交流信号の振幅に前記実出力電力及び前記中間補償電力を含む前記目標入力電力を都度算出する請求項２記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記中間補償電力算出手段は、前記力率改善回路の出力電圧の１変動周期における中央値を前記目標中間電圧にフィードバック制御するための操作量として、前記中間補償電力を算出する請求項３記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記中間補償電力算出手段は、前記交流電源の１変動周期における前記力率改善回路の出力電圧の最大値を前記目標中間電圧にフィードバック制御するための操作量として、前記中間補償電力を算出する請求項３記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
6. 前記中間補償電力算出手段は、前記交流電源の１変動周期における前記力率改善回路の出力電圧の最小値を前記目標中間電圧にフィードバック制御するための操作量として、前記中間補償電力を算出する請求項３記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記実出力電力が大きい場合の前記目標中間電圧を前記実出力電力が小さい場合の前記目標中間電圧よりも低く設定する中間電圧設定手段をさらに備える請求項３〜６のいずれか１項に記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。
8. 前記実出力電力が大きい場合に前記実出力電力が小さい場合よりも大きく設定される損失補償電力を都度算出する損失補償電力算出手段（３０ｍ）をさらに備え、
   前記目標入力電力算出手段は、都度の前記実出力電力と、都度の前記基準交流信号と、都度の前記損失補償電力とに基づき、前記基準交流信号の振幅に前記実出力電力及び前記損失補償電力を含む前記目標入力電力を都度算出する請求項２〜７のいずれか１項に記載のＡＣＤＣコンバータの制御装置。