JP2013005589A - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング周波数変調制御を適切に行い、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】インバータ回路１１のスイッチング周波数の算出に際し、コンバータ１０の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数としたスイッチング周波数ｆｓｗに関する損失関数Ｇが用いられる。そして、その損失関数Ｇから算出されたスイッチング周波数ｆｓｗにてインバータ回路１１の制御（ＰＦＭ制御）を行うことで、その時々でコンバータ１０の損失が最小、即ち変換効率が高効率となるようなコンバータ１０の動作が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング周波数を変調する制御方式を用いる電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置においては、スイッチング素子のオンオフ動作を制御することで出力の調整等を行うが、その制御方式には、スイッチングパルス幅を変調するＰＷＭ制御方式やスイッチング周波数を変調するＰＦＭ制御方式が知られている。

例えば特許文献１に示される電力変換装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）は、ＰＷＭ制御とＰＦＭ制御とを出力電流に応じて切り替えるものである。また特許文献２に示される電力変換装置（スイッチング電源装置）は、出力電圧に基づくＰＦＭ制御を全域に亘って実施するものである。

特開２０１０−６８６７１号公報 特開２０１１−５０１３５号公報

ところで、スイッチング制御方式を用いる電力変換装置での損失は、スイッチング素子におけるスイッチング損失と、コイル（リアクトル）やトランス、コンデンサ等の受動部品損失とに分類される。一般的に、スイッチング素子は動作周波数が低いほど効率が高く、受動部品は動作周波数が高いほど効率が高くなるというように相反事項となっている。

そのため、スイッチング周波数変調制御（ＰＦＭ制御）を実施するにあたり、スイッチング素子と受動部品とを組み込む本装置では、スイッチング周波数（動作周波数）を如何に設定したら更なる効率化が図られるかが特許文献１，２に開示の技術を含めて不明で、高効率な制御手法の確立が望まれていた。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、スイッチング周波数変調制御を適切に行い、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電力を高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を所定の出力電力に変換する出力回路と、前記インバータ回路のスイッチング周波数変調制御により前記出力電力を調整する制御回路と、を備えた電力変換装置であって、装置にはコンデンサ及びリアクトルを含む直列共振回路が備えられ、前記インバータ回路のスイッチング動作に基づいて共振動作が行われるものであり、前記制御回路は、前記装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とした前記スイッチング周波数に関する損失関数を有し、該損失関数から前記電力変換装置の損失が最小となる前記スイッチング周波数の算出をその時々で行いつつ、そのスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の制御を行うことをその要旨とする。

この発明では、インバータ回路のスイッチング周波数の算出に際し、電力変換装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数としたスイッチング周波数に関する損失関数が用いられる。ここで、本発明者により、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とする電力変換装置の損失関数が検討され、該損失関数からスイッチング周波数を適切に設定することで、電力変換装置の損失の最小化が可能である。従って、このような損失関数から算出されたスイッチング周波数にてインバータ回路の制御（ＰＦＭ制御）を行うことで、その時々で電力変換装置の損失が最小、即ち変換効率が高効率となるように電力変換装置が動作するようになる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記出力回路は、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路と、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有して前記整流回路の出力の平滑化を行うフィルタ回路とを備え、前記直列共振回路は、前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続した共振コンデンサと、前記フィルタ回路の平滑リアクトルとで構成されていることをその要旨とする。

この発明では、絶縁トランスの二次側の出力回路として、整流回路とフィルタ回路とが備えられ、直列共振回路は、絶縁トランスの二次側コイルと整流回路との間に直列接続される共振コンデンサと、フィルタ回路の平滑リアクトルとで構成される。つまり、このような直列共振回路を有する電力変換装置のスイッチング周波数を適切に行うことで、高効率化が可能となる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記入力電力が太陽光発電装置の発電電力である太陽光発電用途であることをその要旨とする。
この発明では、太陽光発電装置の発電電力はその電力値が大きくしかも頻繁に変動し得るため、その時々でインバータ回路のスイッチング周波数を適切に設定することは特に有効であり、太陽光発電用途に好適である。

請求項４に記載の発明は、スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電力を高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を所定の出力電力に変換する出力回路と、を備えた電力変換装置に対し、前記インバータ回路のスイッチング周波数変調制御により前記出力電力を調整するその制御方法であって、装置にはコンデンサ及びリアクトルを含む直列共振回路が備えられ、前記インバータ回路のスイッチング動作に基づいて共振動作が行われるものであり、前記装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とした前記スイッチング周波数に関する損失関数を有し、該損失関数から前記電力変換装置の損失が最小となる前記スイッチング周波数の算出をその時々で行いつつ、そのスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の制御を行うようにしたことをその要旨とする。

この発明では、請求項１と同様の作用効果が得られる。

本発明によれば、スイッチング周波数変調制御を適切に行い、変換効率の高効率化を図ることができる電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供することができる。

実施形態における電力変換装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 スイッチング周波数による効率特性の変化を説明するための説明図。 スイッチング動作による電圧電流変化を示す波形図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示す本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、太陽光発電装置を直流電源Ｅと想定し該電源Ｅからの直流電力を入力し、その直流入力電力を所定電圧に変換した直流出力電力として出力するものである。因みに、直流電源としては、太陽光発電装置の他、燃料電池発電装置、蓄電池装置、及び商用交流電力の直流変換装置等であってもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、平滑コンデンサＣａ、インバータ回路１１、絶縁トランス１２、共振コンデンサＣｘ、整流回路１３、及びフィルタ回路１４を備えている。
絶縁トランス１２の一次側には、スイッチング回路としてインバータ回路１１が備えられている。インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を４個用いたフルブリッジ（Ｈブリッジ）回路にて構成される。また、これら各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、逆接ダイオードＤ１〜Ｄ４及びコンデンサＣ１〜Ｃ４がそれぞれ並列に接続されている。そして、インバータ回路１１は、直流電源Ｅから平滑コンデンサＣａを介して入力される直流電力を制御回路１５の制御に基づく各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ動作にて高周波交流電力に変換し、変換した高周波交流電力を絶縁トランス１２の一次側コイル１２ａに供給する。絶縁トランス１２は、一次側コイル１２ａに供給された高周波交流電力を二次側コイル１２ｂにて所定電圧に変換する。

絶縁トランス１２の二次側では、その二次側コイル１２ｂに共振コンデンサＣｘが直列に接続されており、その後段には整流回路１３が備えられている。整流回路１３は、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８を用いたフルブリッジ回路にて構成される。整流回路１３の後段には、フィルタ回路１４が備えられている。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂで構成される。フィルタ回路１４は、平滑リアクトルＬｂ及び平滑コンデンサＣｂにて整流回路１３を経た出力の平滑化を行い、直流出力電力として負荷側に出力する。

また、共振コンデンサＣｘは、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂと直列共振回路を構成し、これらの共振動作にてトランス１２の二次側回路の低インピーダンス化が図られる。これにより、トランス１２の二次側での電流波形が正弦波状となり、整流回路１３のダイオードＤ５〜Ｄ８の動作損失（導通損失、リカバリ損失）等を始め、各種回路素子の損失低減がなされる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、平滑コンデンサＣａより入力側において、入力電流Ｉを検出するための電流センサ１６、及び入力電圧Ｖを検出するための電圧センサ１７が備えられている。制御回路１５は、電流センサ１６からの検出信号の入力に基づいて入力電流Ｉの検出を行い、電圧センサ１７からの検出信号の入力に基づいて入力電圧Ｖの検出を行っている。制御回路１５は、その時々の入力電力Ｐ（入力電流Ｉ及び入力電圧Ｖの積）から適切な出力電力が生成できるように、インバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に対するスイッチング周波数変調制御（ＰＦＭ制御）を行っている。

ここで、図２に示すように、出力電力に対するコンバータ１０の効率特性は、スイッチング周波数ｆｓｗ（動作周波数）によって異なることがわかる。
即ち、コンバータ１０の損失は、スイッチング損失と受動部品損失とに分類され、先の損失を生じさせるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は動作周波数が低いほど高効率である。一方、受動部品損失を生じさせる受動部品としてはリアクトルＬｂやトランス１２、コンデンサＣｘ，Ｃａ，Ｃｂ等であり、これらは動作周波数が高いほど高効率である。従って、このような相反事項を含む各部品を組み合わせてなるコンバータ１０は、スイッチング周波数ｆｓｗによって、スイッチング損失や受動部品損失のいずれかの影響が強く出て、効率特性が異なってくる。図２において、出力電力が低い低出力領域では、スイッチング周波数ｆｓｗが高い（ｆ高）ほどコンバータ１０が高効率となり、出力電力が中程度の中出力領域では、スイッチング周波数ｆｓｗに対する効率特性に逆転が生じる。出力電力が高い高出力領域では、スイッチング周波数ｆｓｗが低い（ｆ低）ほど高効率が維持される。

これを踏まえ、本実施形態の制御回路１５は、その時々のコンバータ１０の効率特性が最良、換言すれば損失が最小となるように、インバータ回路１１のスイッチング周波数ｆｓｗがその時々で適切に調整されている。

次に、制御回路１５におけるその時々のスイッチング周波数ｆｓｗの算出は、コンバータ１０の全体損失を勘案して以下のようにして行われる。
先ず、［受動部品損失］として多くを占めるトランス１２及びリアクトルＬｂのコア損失Ｐｃｏｒｅに関して、トランス１２及びリアクトルＬｂのコアの磁束密度をΔＢとし、ａ〜ｃを定数とすると、

で表される。尚、ｂは、ΔＢが増加するとＰｃｏｒｅも増加することから、ｂ＞０である。上記式を対数表示すると、

となる。ここで、印加電圧を入力電圧Ｖとし、トランス１２の一次側巻数をＮＰ、励磁断面積をＡｅ、電圧印加時間をＴｏｎとすると、ΔＢについて次式が成立する。

また、電圧印加時間Ｔｏｎ及びスイッチング周波数ｆｓｗには次式が成立する。デッドタイムＴＤとすると、

となる。上記［数２］［数４］より、

とすると、次式が成立する。

尚、Ｐｃｏｒｅ０は、ΔＢ＝０時のコア損失である。このようにコア損失Ｐｃｏｒｅの算出が可能である。

次いで、［スイッチング損失］に関しては、図３に示すように、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオンによる電流発生期間を区間ｔ１〜ｔ３に分類して検討する。この場合、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４（インバータ回路１１）への印加電圧を入力電圧Ｖとし、ターンオン時の電流立ち上がり区間ｔ１の電流をＩｄ、ターンオフ時の電流立ち下がり区間ｔ３の電流をＩｐ、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン抵抗をＲｏｎとする。ターンオン時の区間ｔ１、導通区間ｔ２、ターンオフ時の区間ｔ３におけるスイッチング損失Ｐ１〜Ｐ３について、図３（ａ）にて示す一般型（非共振型）から一般式として次式群が成立する。

一方、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のデッドタイムＴＤを考慮した電流波形のピーク電流Ｉｍについては、入力電力Ｐ、入力電圧Ｖを用いると次式が成立する。

次いで、区間ｔ１〜ｔ３でのスイッチング損失Ｐ１〜Ｐ３の総和を損失Ｐｓｗとする。損失Ｐｓｗは、一素子当りのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４におけるスイッチング損失の総和である。

ここで、本実施形態のように直列共振回路が用いられる場合、区間ｔ１〜ｔ３での電流波形は対称形になる（図３（ｂ）参照）。つまり、ターンオン時の電流Ｉｄとターンオフ時の電流Ｉｐとが一致（Ｉｄ＝Ｉｐ）することになる。電流Ｉｄが生じる区間ｔ１と電流Ｉｐが生じる区間ｔ３との和、ｔ１＋ｔ３＝αとし、上記［数７］を整理すると、

となる。また、Ｉｄ＝Ｉｐはピーク電流Ｉｍとして一致することから、

であり、［数９］［数１０］及び［数４］でのＴ＝１／ｆｓｗを用いて損失Ｐ１＋Ｐ３、損失Ｐ２をそれぞれ求めると、

となる。これらを総和した損失Ｐｓｗは、

となる。本実施形態では、

程度に設定されることから、αを係数とする項は十分に小さく無視することができる。従って、一素子当りのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の損失Ｐｓｗは、

となり、このようにスイッチング損失Ｐｓｗの算出が可能である。

そして、上記のようにして得られる［受動部品損失］［スイッチング損失］を合計したコンバータ１０の全体の損失（損失関数Ｇ）を求める。Ｔ−ＴＤ＝ｘと置き、コア損失Ｐｃｏｒｅとスイッチング損失Ｐｓｗ（本実施形態では、同一のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を４個用いることから４倍する）との和であるコンバータ１０の損失関数Ｇは、

となる。損失関数Ｇの最小値、即ち損失が最小となるスイッチング周波数ｆｓｗの算出を行うには、損失関数Ｇの微分を行う。

上記［数１６］の微分関数は下に凸の曲線であるため、損失関数Ｇの最小値では、その微分関数Ｇ’＝０が成立する。従って、次式が得られる。

ここで、

と置いて上記［数１７］を変形すると、

となる。但し、ｘ＞０である。

更に、ランベルトのＷ関数Ｗ（ｚ）を用いると、Ｗ関数の性質より上記［数１９］は、

となる。そして、上記でＴ−ＴＤ＝ｘと置いたことから、ｘ＝Ｔ−ＴＤより、

となり、スイッチング周波数ｆｓｗは、

と算出することが可能である。本実施形態の制御回路１５では、検出する入力電流Ｉ及び入力電圧Ｖから、その入力電圧Ｖ、入力電力Ｐ、デッドタイムＴＤを変数とした［数２２］に基づいてスイッチング周波数ｆｓｗの算出が可能に構成されており、その時々でコンバータ１０の損失が最小となるような適切なスイッチング周波数ｆｓｗが算出されるようになっている。尚、［数２２］のランベルトのＷ関数は比較的簡単なプログラムで演算可能なため、その時々のスイッチング周波数ｆｓｗの算出は容易に行われる。そして、このように算出されるスイッチング周波数ｆｓｗにてインバータ回路１１（スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４）がスイッチング動作することで、常にコンバータ１０の損失が最小、即ち効率が最大となるようにコンバータ１０が動作するようになる。

また本実施形態のように、入力側の直流電源Ｅとして太陽光発電装置が接続されるような場合、太陽光発電装置にて生成される直流電力（発電電力）はその電力値が大きくしかも頻繁に変動し得るため、インバータ回路１１のスイッチング周波数ｆｓｗを頻繁に変調する必要がある。そのため、本実施形態のように、その都度高効率となるようスイッチング周波数ｆｓｗを適切に設定することは特に有効である。

次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）インバータ回路１１のスイッチング周波数の算出に際し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の受動部品損失（コア損失Ｐｃｏｒｅ）及びスイッチング損失Ｐｓｗを含み、入力電圧Ｖ、入力電力Ｐ、デッドタイムＴＤを変数としたスイッチング周波数ｆｓｗに関する損失関数Ｇが用いられる。この損失関数Ｇは、本発明者により検討されたものであり、該損失関数Ｇからスイッチング周波数ｆｓｗを適切に設定することで、コンバータ１０の損失の最小化が可能である。従って、このような損失関数Ｇから算出されたスイッチング周波数ｆｓｗにてインバータ回路１１の制御（ＰＦＭ制御）を行うことで、その時々でコンバータ１０の損失が最小、即ち変換効率が高効率となるようにコンバータ１０を動作させることができる。

（２）コンバータ１０は、太陽光発電装置の発電電力を入力する太陽光発電用途に好適である。即ち、太陽光発電装置の発電電力はその電力値が大きくしかも頻繁に変動し得るため、その時々でインバータ回路１１のスイッチング周波数ｆｓｗを適切に設定する本実施形態の手法を用いることは特に有効である。

尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、インバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にダイオードＤ１〜Ｄ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４とをそれぞれ並列に接続したが、コンデンサＣ１〜Ｃ４の省略等、インバータ回路１１の構成を適宜変更してもよい。また、インバータ回路１１を４個のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にて構成したが、数を適宜変更してもよく、例えば２個（ハーフブリッジ）で構成してもよい。この場合、使用するスイッチング素子数をｎとすると、上記［数１５］以下、スイッチング損失Ｐｓｗに関する項をｎ倍とする。

・上記実施形態では、トランス１２の二次側の整流回路１３をダイオードＤ５〜Ｄ８のブリッジ回路にて構成したが、回路構成はこれに限らない。スイッチング素子のフルブリッジ回路よりなる同期整流回路や、ダイオード及びコンデンサを用いた倍電圧整流回路等、その他の構成の整流回路を用いてもよい。

・上記実施形態では、直列共振回路を、絶縁トランス１２の二次側コイル１２ｂと整流回路１３との間に直列接続される共振コンデンサＣｘと、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂとで構成したが、コンデンサ及びリアクトルの配置はこれに限定されるものではない。例えば、コンデンサ、リアクトルのいずれか、若しくはその両方を絶縁トランス１２の一次側に設けてもよい。また、フィルタ回路１４の平滑リアクトルＬｂとは別のリアクトル、例えばトランス１２の漏れリアクトルにて共振回路を構成してもよく、この場合、フィルタ回路１４の設計自由度が向上する。

また、直列共振回路を省略してもよい。この場合、上記した電流発生期間である区間ｔ１〜ｔ３での電流波形が非対称となるため、区間ｔ１と区間ｔ３とを個別に算出する必要があり、［数９］等の算出が複雑となるが、上記実施形態と同様にその時々で適切なスイッチング周波数ｆｓｗの算出が可能なことは推測できる。

・上記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を太陽光発電用途としたが、これ以外の用途として使用してもよい。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。

（イ） 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、ランベルトのＷ関数にて表される次式、

を満たすスイッチング周波数ｆｓｗの算出を行うことを特徴とする電力変換装置。

このような入力電圧Ｖ、入力電力Ｐ、デッドタイムＴＤを変数とした数式からインバータ回路の適切なスイッチング周波数ｆｓｗの算出が行われ、電力変換装置の高効率化が可能となる。

（ロ） スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電力を高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を所定の出力電力に変換する出力回路と、
前記インバータ回路のスイッチング周波数変調制御により前記出力電力を調整する制御回路と、を備えた電力変換装置であって、
前記制御回路は、前記装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とした前記スイッチング周波数に関する損失関数を有し、該損失関数から前記電力変換装置の損失が最小となる前記スイッチング周波数の算出をその時々で行いつつ、そのスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の制御を行うことを特徴とする電力変換装置。

インバータ回路のスイッチング周波数の算出に際し、電力変換装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数としたスイッチング周波数に関する損失関数が用いられる。そして、この損失関数から算出されたスイッチング周波数にてインバータ回路の制御（ＰＦＭ制御）を行うことで、その時々で電力変換装置の損失が最小、即ち変換効率が高効率となるように電力変換装置が動作するようになる。このように直列共振回路を有していない一般的な電力変換装置への適用も可能である。

１１ インバータ回路
１２ 絶縁トランス
１２ａ 一次側コイル
１２ｂ 二次側コイル
１３ 整流回路（出力回路）
１４ フィルタ回路（出力回路）
１５ 制御回路
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
Ｌｂ 平滑リアクトル（リアクトル、直列共振回路）
Ｃｂ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
Ｃｘ 共振コンデンサ（直列共振回路）
Ｐｃｏｒｅ コア損失（受動部品損失）
Ｐｓｗ スイッチング損失
Ｖ 入力電圧
Ｐ 入力電力
ＴＤ デッドタイム
ｆｓｗ スイッチング周波数
Ｇ 損失関数

Claims (4)

1. スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電力を高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
   前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を所定の出力電力に変換する出力回路と、
   前記インバータ回路のスイッチング周波数変調制御により前記出力電力を調整する制御回路と、を備えた電力変換装置であって、
   装置にはコンデンサ及びリアクトルを含む直列共振回路が備えられ、前記インバータ回路のスイッチング動作に基づいて共振動作が行われるものであり、
   前記制御回路は、前記装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とした前記スイッチング周波数に関する損失関数を有し、該損失関数から前記電力変換装置の損失が最小となる前記スイッチング周波数の算出をその時々で行いつつ、そのスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記出力回路は、前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を整流して直流化を行う整流回路と、平滑リアクトル及び平滑コンデンサを有して前記整流回路の出力の平滑化を行うフィルタ回路とを備え、
   前記直列共振回路は、前記絶縁トランスの二次側コイルと前記整流回路との間に直列に接続した共振コンデンサと、前記フィルタ回路の平滑リアクトルとで構成されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
   前記入力電力が太陽光発電装置の発電電力である太陽光発電用途であることを特徴とする電力変換装置。
4. スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電力を高周波交流電力に変換し、後段の絶縁トランスの一次側コイルに供給するインバータ回路と、
   前記一次側コイルに供給された高周波交流電力を電圧変換して二次側コイルに伝送する絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの二次側コイルから出力される高周波交流電力を所定の出力電力に変換する出力回路と、
   を備えた電力変換装置に対し、前記インバータ回路のスイッチング周波数変調制御により前記出力電力を調整するその制御方法であって、
   装置にはコンデンサ及びリアクトルを含む直列共振回路が備えられ、前記インバータ回路のスイッチング動作に基づいて共振動作が行われるものであり、
   前記装置の受動部品損失及びスイッチング損失を含み、入力電圧、入力電力、デッドタイムを変数とした前記スイッチング周波数に関する損失関数を有し、該損失関数から前記電力変換装置の損失が最小となる前記スイッチング周波数の算出をその時々で行いつつ、そのスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の制御を行うようにしたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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