JP6341386B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本開示は、例えばＤＣＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に、変圧器の１次側巻線にフルブリッジインバータを接続し、当該変圧器の２次側巻線に整流回路を接続して構成される絶縁型ＤＣＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関する。

近年、電子機器より発生する電磁誘導ノイズの抑制及びスイッチング素子のスイッチング損失の低減のため、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチング技術を適用した低損失及び低ノイズ化の研究が行なわれている。ＤＣＤＣコンバータにおいても、ソフトスイッチング技術を適用して、その特性の改善が行なわれている。

ソフトスイッチングを適用したＤＣＤＣコンバータの回路方式の例として、位相シフトＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式がある。ソフトスイッチングを適用した位相シフトＰＷＭ制御ＤＣＤＣコンバータの従来例が、例えば特許文献１に開示されている。

特開２００２−２３８２５７号公報

しかしながら、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、従来手法では、高周波トランスと直列に接続された共振コイルに流れる電流も小さくなり、フルブリッジインバータ回路の各スイッチング素子と並列にそれぞれ接続された４個のコンデンサの充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大するといった課題があった。

本開示の目的は以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にも効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できるスイッチング電源装置を提供することにある。

本開示にかかるスイッチング電源装置は、
スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。

本開示によれば、軽負荷動作時においても効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できる。

実施の形態１にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１のスイッチング電源装置及び比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータのシミュレーション結果であって、共振コイルＬｒｅに流れる電流Ｉ_Ｒの信号波形図である。 実施の形態２にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａの構成を示す回路図である。 実施の形態３にかかる車載用充電装置の構成を示すブロック図である。 比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの構成を示す回路図である。 図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作を示すタイミングチャートである。 実施の形態４にかかる車両の構成を示すブロック図である。 実施の形態５にかかる電子機器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図９Ａのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。 図９Ａのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。

以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

（比較例）
図５は比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの構成を示す回路図である。図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、変圧器を構成する高周波トランスＴＦと、当該高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１側に配置された共振コイルＬｒｅと、共振コイルＬｒｅと直流電源Ｅとの間に配置された半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を含むフルブリッジインバータ回路ＩＮＶと、当該高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２側に配置された整流回路ＲＥと、整流回路ＲＥと負荷抵抗Ｒとの間に配置された出力リアクトルＬ０及び出力コンデンサＣ０からなる平滑用フィルタ回路６とを備えて構成される。また、ＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、負荷抵抗Ｒの両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部１１と、検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてＤＣＤＣコンバータ５Ｂのスイッチングの時比率（デューティ比）を制御する時比率制御部１２と、制御された時比率に基づいてフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対する制御パルス信号である制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を発生して印加する制御信号生成部１０とを備える。ここで、制御信号生成部１０は、マイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成される。

図５において、高周波トランスＴＦの各巻線ＴＦ１，ＴＦ２の巻き始めは「・」で示してある。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

図５において、フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、フルブリッジ形式で接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、当該スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とそれぞれ並列に接続された逆導通ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４及びスナバコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４とを備えて構成される。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、直流電圧源Ｅからの直流電圧を、位相シフト制御方式によって交流電圧に変換して出力する。ここで、スイッチング素子Ｓ１とＳ２とは、基準相レグを構成し、スイッチング素子Ｓ３とＳ４とは、制御相レグを構成する。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、直流電圧源Ｅからの直流電圧をスイッチングすることにより交流電圧に変換して、高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１に直列接続された共振コイルＬｒｅを介して高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１に出力する。さらに、整流回路ＲＥは整流用ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２を含み交直変換回路を構成し、高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に接続され、交流電圧を直流電圧に全波整流して、出力リアクトルＬ０及び出力コンデンサＣ０からなる平滑用フィルタ回路６を介して負荷抵抗Ｒに出力する。

なお、高周波トランスＴＦの二次巻線ＴＦ２の巻き始めは整流用ダイオードＤｒ１のアノードに接続され、二次巻線ＴＦ２の巻き終わりは整流用ダイオードＤｒ２のアノードに接続されている。整流用ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２の各カソードは共通に接続して出力リアクトルＬ０の一端に接続され、その出力リアクトルＬ０の他端は出力コンデンサＣ０の正極及び負荷抵抗Ｒ０の一端に接続されている。出力コンデンサＣ０の負極と負荷抵抗Ｒの他端は高周波トランスＴＦのセンタータップに接続されている。また、出力コンデンサＣ０と並列にその端子電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部１１を備える。

図６は図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作を示すタイミングチャートである。以下、図５及び図６を参照して位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの動作を説明する。比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、図６に示すように大きく以下の４つのモードＭ１〜Ｍ４で動作する。

（１）モードＭ１：スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオンであって、スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオフである；
（２）モードＭ２：スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオンであって、スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオフである；
（３）モードＭ３：スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオンであって、スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオフである；及び
（４）モードＭ４：スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオンであって、スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオフである。

各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン時間は一周期のほぼ１／２である。また、スイッチング素子Ｓ１とＳ２は互い違いにオン／オフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオンの時にはスイッチング素子Ｓ２は必ずオフとなり、スイッチング素子Ｓ１がオフの時にはスイッチング素子Ｓ２は必ずオンとなる。同様にスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４も互い違いにオン／オフする。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔの制御は基準相レグとなるＳ１、Ｓ２グループと制御相レグとなるＳ３、Ｓ４グループの位相差θを変化させる（位相をシフトさせる）ことにより行われる。モードＭ１〜Ｍ４の継続時間をそれぞれＴ１〜Ｔ４とすると次式が成立する。

Ｔ１＝Ｔ３ （２）
Ｔ２＝Ｔ４ （３）
Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４＝２×（Ｔ１＋Ｔ２） （４）

一周期のうち継続時間Ｔ１の占める割合をαと定義すると、出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ（ｎ_２／ｎ_１）２α （５）

ここで、ｎ_２／ｎ_１は高周波トランスＴＦの巻線比である。

次いで、ソフトスイッチング動作を説明するためにモードＭ１〜Ｍ４をより細かく分けて考える。説明の便宜上モードＭ１−４から説明する。

＜モードＭ１−４＞
スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオンしているので、高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１には入力電圧Ｖｉｎが印加されておりダイオードＤｒ１が導通して、高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に電力が供給されている。共振コイルＬｒｅには大きな共振電流Ｉ_Ｒが流れておりエネルギーが蓄積されている。スイッチング素子Ｓ１がターンオフして次の動作モードに移行する。

＜モードＭ２−１＞
スイッチング素子Ｓ１がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ１が充電される。
Ｅ＋→Ｃ１→Ｌｒｅ→Ｔ１→Ｓ４→Ｅ−。
スイッチング素子Ｓ１のターンオフの瞬間はコンデンサＣ１の電圧は０Ｖなのでスイッチング素子Ｓ１のターンオフはＺＶＳである。コンデンサＣ１の充電と並行してコンデンサＣ２が次の径路で放電する。
Ｃ２→Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｃ２。
コンデンサＣ１とＣ２の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。

＜モードＭ２−２＞
コンデンサＣ１とＣ２の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｄ２→Ｌｒｅ。
この状態でスイッチング素子Ｓ２がターンオンして次の動作モードに移行する。このとき逆導通ダイオードＤ２が導通しているので、スイッチング素子Ｓ２の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ２のターンオンはＺＶＳである。

＜モードＭ２−３＞
共振コイルＬｒｅのエネルギーで引き続き次の径路で電流Ｉ_Ｒが循環する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｓ２→Ｌｒｅ。
共振コイルＬｒｅには、スイッチング素子Ｓ４とＳ２の電圧降下が共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒによって発生する電圧とは逆方向（高周波トランスＴＦからインバータ回路ＩＮＶへの方向）に印加される。そのため、電流Ｉ_Ｒは徐々に減少し、電流Ｉ_Ｒのエネルギーも徐々に減少する。スイッチング素子Ｓ４がターンオフして次の動作モードに移行する。

＜モード３Ｍ−１＞
スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ４が充電される。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｃ４→Ｓ２→Ｌｒｅ。
スイッチング素子Ｓ４のターンオフの瞬間はコンデンサＣ４の電圧は０Ｖなので、スイッチング素子Ｓ４のターンオフはＺＶＳである。ここで、コンデンサＣ４の充電と並行してコンデンサＣ３が次の径路で放電する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｃ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
コンデンサＣ４とＣ３の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。なお、コンデンサＣ４とＣ３の充放電は共振コイルＬｒｅのエネルギーで行われる。よって、充放電が完了するにはモードＭ３−１の開始時点において共振コイルＬｒｅに充分なエネルギーが残っていなければならない。

＜モードＭ３−２＞
コンデンサＣ４とＣ３の充放電が完了しても、共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｄ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
この状態でスイッチング素子Ｓ３がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードＤ３が導通しているので、スイッチング素子Ｓ３の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ３のターンオンはＺＶＳである。

＜モードＭ３−３＞
引き続き、共振コイルＬｒｅのエネルギーで次の径路で電流Ｉ_Ｒが流れる。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
共振コイルＬｒｅには入力電圧Ｖｉｎが共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒによって発生する電圧とは逆方向（高周波トランスＴＦからインバータ回路ＩＮＶへの方向）に印加され、共振コイルＬｒｅの電流は急速に減少し、すぐに反転して次の動作モードに移行する。

＜モードＭ３−４＞
モードＭ３−３から共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒの方向が反転し、次の径路で電流Ｉ_Ｒが流れる。
Ｅ＋→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｓ２→Ｅ−。
高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１には入力電圧Ｖｉｎが負方向に印加されており２次側巻線ＴＦ２に電力が供給される。高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２の電圧が負なので、ダイオードＤｒ２が導通する。スイッチング素子Ｓ２がターンオフして次の動作モードに移行する。

＜モードＭ４−１＞
スイッチング素子Ｓ２がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ２が充電される。
Ｅ＋→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｃ２→Ｅ−。
ここで、コンデンサＣ２の充電と並行してコンデンサＣ１が次の径路で放電する。
Ｃ１→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｃ１。
コンデンサＣ２とＣ１の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。

＜モードＭ４−２＞
コンデンサＣ２とＣ１の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→ＤＳ１→Ｓ３→Ｌｒｅ。
この状態でスイッチング素子Ｓ１がターンオンして次の動作モードに移行する。ここで、逆導通ダイオードＤ１が導通しているので、スイッチング素子Ｓ１の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ１のターンオンはＺＶＳである。

＜モードＭ４−３＞
共振コイルＬｒｅのエネルギーで引き続き次の径路で電流Ｉ_Ｒが循環する。
Ｌｒｅ→巻線ＴＦ１→Ｓ１→Ｓ３→Ｌｒｅ。
スイッチング素子Ｓ３がターンオフして次の動作モードに移行する。

＜モードＭ１−１＞
スイッチング素子Ｓ３がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ３が充電される。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｃ３→Ｌｒｅ。
コンデンサＣ３の充電と同時にコンデンサＣ４が次の径路で放電する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｃ４→Ｌｒｅ。
ここで、コンデンサＣ３とＣ４の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。

＜モードＭ１−２＞
コンデンサＣ３とＣ４の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｄ４→Ｌｒｅ。
この状態でスイッチング素子Ｓ４がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードＤ４が導通しているので、スイッチング素子Ｓ４の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ４のターンオンはＺＶＳである。

＜モードＭ１−３＞
引き続き共振コイルＬｒｅのエネルギーで次の径路で電流Ｉ_Ｒが流れる。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｓ４→Ｌｒｅ。
共振コイルＬｒｅには入力電圧Ｖｉｎが電流Ｉ_Ｒを妨げる方向に印加され、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒは急速に減少し、すぐに反転してモードＭ１−４に移行する。

以上のように構成された比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂでは、フルブリッジインバータ回路ＩＮＶと高周波トランスＴＦとの間に挿入された共振コイルＬｒｅの働きによりＺＶＳを実現している。そのため、共振コイルＬｒｅに蓄積されるエネルギーは、インバータ回路の半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とそれぞれ並列に接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ４の充放電を完了させるのに十分でなくてはならない。ここで、共振コイルＬｒｅに蓄えられるエネルギーＰ_Ｌｒｅは、共振コイルＬｒｅを流れる電流Ｉ_Ｒの二乗に比例して次式で表される。

Ｐ_Ｌｒｅ＝Ｌｒｅ×Ｉ_Ｒ ^２／２ （１）

実際のＤＣＤＣコンバータの用途においては負荷が小さく電流量が小さい場合も高効率でかつ低ノイズで変換動作を行う必要がある。例えば充電池への充電用途においては、充電池の充電状態に応じて幅広い電圧範囲及び電流範囲での動作が要求される。当該比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータでは、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、共振コイルＬｒｅに流れる電流も小さくなり、コンデンサＣ１〜Ｃ４の充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大する。以下の本実施の形態では以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にソフトスイッチング動作を実現できないことを防止できる、位相シフトＤＣＤＣコンバータを提案する。

（実施の形態１）
図１は実施の形態１にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトＤＣＤＣコンバータ５である。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５は、図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂに比較して、共振コイルＬｒｅにその共振電流Ｉ_Ｒを検出する共振エネルギー検出部１３をさらに備え、制御信号生成部１０は、検出された共振電流Ｉ_Ｒに基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のための制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を制御することを特徴としている。ここで、ソフトスイッチング方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、出力負荷電流の軽減により共振コイルＬｒｅを流れる電流Ｉ_Ｒが軽減したとき、それを検出する共振エネルギー検出部１３を設け、共振エネルギー検出部１３から制御信号生成部１０を介してフルブリッジインバータ回路ＩＮＶのスイッチング動作にフィードバックすることにより、共振コイルＬｒｅの電流の最大値が大きくなるようにスイッチング周波数を制御する。

図２は図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５及びその従来技術のシミュレーション結果であって、共振コイルＬｒｅに流れる電流Ｉ_Ｒの信号波形図である。以上のように構成された図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作について、図１及び図２を参照して以下に説明する。

図１の時比率制御部１２は、出力電圧検出部１１からのフィードバックされた出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧Ｖｔｈと比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｈよりも小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２で構成される基準レグと、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４で構成される制御レグの位相差θ（図６）が小さくなるように制御する。このとき共振コイルＬｒｅに蓄積されて出力して流れる電流Ｉ_Ｒは当該制御前に比較して増加する。一方、時比率制御部１２は、出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧Ｖｔｈと比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｈよりも大きい場合には基準レグと制御レグの位相差θ（図６）を大きくなるように制御する。このとき共振コイルＬｒｅに流れる電流Ｉ_Ｒは当該制御前の重負荷時に比較して、矢印１００で示すように減少する（図２の軽負荷（比較例）参照）。すなわち、時比率制御部１２は出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧Ｖｔｈとなるように時比率を制御する。

本実施の形態では、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒが予め決められたしきい値電流Ｉｔｈ以下になったとき、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くする。制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数を低くすることで共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒの最大値Ｉｍａｘｅが比較例の当該最大値Ｉｍａｘｃに比較して大きくなる（図２の軽負荷（実施の形態）参照）。ここで、最大値Ｉｍａｘｅ又はＩｍａｘｃはスイッチング直前の最大値である。すなわち、制御信号生成部１０は、共振エネルギー検出部１３により検出される電流Ｉ _Ｒ が所定のしきい値電流Ｉｔｈとなるように上記スイッチング周波数を制御する。なお、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流Ｉ _Ｒ が所定のしきい値を超えたとき、その周波数で制御信号生成部１０における制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数の制御を停止する。なお、図２の３つの電流波形において急峻に立ちあがるオーバーシュートのピーク電流１０１，１０２，１０３はオン時の突入電流を表す。

以上のように、本実施の形態の時比率制御部１２は、共振エネルギー検出部１３により検出された共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値に達するように制御する。

図９Ａは実施の形態１の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。また、図９Ｂは図９Ａのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。さらに、図９Ｃは図９Ａのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。図９Ａは位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｃの構成を示し、図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５に比較して、半波整流型の整流器ＲＥに代えて、ダイオードＤｒ１〜Ｄｒ４を有する全波波整流型の整流器ＲＥ１を備える。

図９Ｂ及び図９Ｃにおいて、時比率制御部１２は、負荷が変動すると出力電圧が変化するため、定電圧を維持するために位相シフト量を変化させる。位相シフト量が変化すると高周波トランスＴＦの一次側巻線ＴＦ１の電流が変化する。この結果、軽負荷時には電流量が小さくなる。時比率制御部１２は、一次側巻線ＴＦ１の電流をスイッチングデバイスに直列に接続した電流センサである共振エネルギー検出部１３で検出し、そのピークが所定の電流より小さい場合にはスイッチング周期を長くし、電流のピーク値が所定の電流に達するように制御する。導通角に応じてスイッチング周期を変化させることにより、スイッチング回数を低減するとともに、軽負荷時においてもソフトスイッチングを実現することができる。従来の構成であれば、最大出力時にソフトスイッチング動作となるように設計されている場合などは、軽負荷時での動作では共振エネルギーが不足し、ソフトスイッチングができなくなり、ノイズが増加するとともに効率も悪化する。一方、本実施の形態の構成であれば、この課題を解決し、ノイズの増加と効率の悪化を低減できる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、共振コイルＬｒｅに流れる電流Ｉ_Ｒの電流量に応じてスイッチング周波数を制御することができ、軽負荷動作時においても、ソフトスイッチングに必要な電流量を得ることができる。それ故、負荷状態に応じ、常にソフトスイッチング状態を維持することができる。また、負荷の状態に寄らず、軽負荷時のスイッチングによる損失の増大を最小にすることができる。

以上の実施の形態において、共振コイルＬｒｅを高周波トランスＴＦの漏れインダクタンスで構成してもよい。また、共振コイルＬｒｅを高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に直列に接続してもよい。さらに、コンデンサＣ１〜Ｃ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生容量で構成してもよい。また、逆導通ダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生ダイオードで構成してもよい。

以上の実施の形態において、ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２で整流回路ＲＥを構成しているが、本開示はこれに限らず、４個のダイオードを備えたフルブリッジ構成で整流回路を構成してもよい。

以上の実施の形態において、共振エネルギー検出部１３は、共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒを検出しているが、本開示はこれに限らず、共振コイルＬｒｅによって発生される電圧、又は電流及び電圧に基づく電力もしくはエネルギーを検出してその情報を制御信号生成部１０に出力してもよい。

以上の実施の形態において、出力電圧検出部１１は出力電圧Ｖｏｕｔを検出してそれに基づいて時比率制御部１２はスイッチングのための制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４の時比率を調整しているが、本開示はこれに限らず、負荷抵抗Ｒに流れる電流を検出してそれに基づいて時比率制御部１２はスイッチングのための制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４の時比率を調整してもよい。

以上の実施の形態において、制御信号生成部１０及び時比率制御部１２は所定のハードウエア回路で構成してもいいし、もしくは、例えばマイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成され、制御信号を生成する処理をソフトウエアで実現してもよい。

（実施の形態２）
図３は実施の形態２にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａである。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａは、図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５に比較して、下限スイッチング周波数設定部１４をさらに備えたことを特徴としている。図３において、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流Ｉ_Ｒが予め決められたしきい値電流Ｉｔｈ以下になったとき、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするが、下限スイッチング周波数設定部１４は、その周波数が可聴周波数となるしきい値周波数より低くならないようにスイッチング周波数の下限を例えばメモリなどで保持して設定して前記制御信号生成部１０に出力する。制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、前記しきい値周波数を下限として制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を発生する。

制御信号生成部１０により発生される制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数が低くなって可聴周波数になると、いわゆる「鳴き」と呼ばれる可聴音が発生するが、本実施の形態にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａによれば、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、下限スイッチング周波数設定部１４により設定されるしきい値周波数を下限として制御信号ＳＳ１〜ＳＳ４を発生する。従って、本実施の形態によれば、前記可聴音などの不快音を発生することを防止できる。

（実施の形態３）
図４は、実施の形態３にかかる車載用充電装置７の構成を示すブロック図である。当該車載用充電装置７は、例えば、実施の形態１又は２のスイッチング電源装置を備える。図４の車載用充電装置７は、入力フィルタ２と、ダイオードブリッジ回路３と、力率改善回路（ＰＦＣ）４を有するＡＣＤＣコンバータ６と、ＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａと、を備えて構成される。

図４において、入力フィルタ２は、商用電源１からの交流電圧から所定の商用電源周波数成分のみを帯域通過ろ波してダイオードブリッジ回路３に出力する。ダイオードブリッジ回路３は例えば４つの整流用ダイオードがブリッジ形式で接続されてなり、入力される交流電圧を脈流電圧に整流した後、入力電圧の力率を公知の方法で改善する力率改善回路４を介してＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａに出力する。ＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａは入力される直流電圧を所定の電圧を有する直流電圧に変換して負荷抵抗Ｒに出力する。直流電源から充電する場合は、ＡＣＤＣコンバータ６を省略することができる。

以上のように構成された本実施の形態によれば、実施の形態１又は２と同様の作用効果を有するとともに、自動車へのノイズの影響を抑えつつ、効率よく自動車への充電を行うことができる。

（実施の形態４）
図７は、実施の形態４にかかる車両２０の構成を示すブロック図である構成を示すブロック図である。車両２０は、例えば、電気自動車又はプラグインハイブリッド自動車である。車両２０は、外部の商用電源に接続するためのコンセント２４と、実施の形態３の車載用充電装置７と、充電池２２とを備える。コンセント２４から供給された電力は、車載用充電装置７を介して充電池２２に蓄積される。これにより、本実施の形態の車両２０は、低ノイズ、高効率で充電を行うことができる。

（実施の形態５）
図８は、実施の形態５にかかる電子機器３０の構成を示すブロック図である。電子機器３０は、パーソナルコンピュータ、サーバー装置などである。電子機器３０は、実施の形態１又は２のスイッチング電源である位相シフトＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａと、負荷３２とを有する。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａから出力された電力は、負荷３２に供給される。これにより、本実施の形態の電子機器３０は、低ノイズ、高効率で動作することができる。

（実施の形態のまとめ）
第１の態様にかかるスイッチング電源装置は、
スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。

第２の態様にかかるスイッチング電源装置は、第１の態様にかかるスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数の所定の下限値を設定する設定部をさらに備え、
前記制御部は、前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御するときに、当該スイッチングの周波数が前記設定された下限値になったとき当該制御を停止する。

第３の態様にかかる車載用充電装置は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。

第４の態様にかかる電気自動車は、第３の態様にかかる車載用充電装置と充電池とを備える。

第５の態様にかかる電気機器は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。

第６の態様にかかる電子機器は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。

本開示に係るスイッチング電源装置は、例えば電気機器、電子機器等に使用されるスイッチング電源装置等に利用可能である。

１…商用電源、
２…入力フィルタ、
３…ダイオードブリッジ回路、
４…力率改善回路（ＰＦＣ）、
５，５Ａ…ＤＣＤＣコンバータ、
６…平滑用フィルタ回路、
１０…制御信号生成部、
１１…出力電圧検出部、
１２…時比率制御部、
１３…共振エネルギー検出部、
１４…下限スイッチング周波数設定部、
Ｅ…直流電圧源、
ＩＮＶ…フルブリッジインバータ回路、
Ｓ１〜Ｓ４…半導体スイッチング素子、
Ｃ１〜Ｃ４…スナバコンデンサ、
Ｄ１〜Ｄ２…逆導通ダイオード
Ｌｒｅ…共振コイル、
ＴＦ…高周波トランス、
Ｄｒ１〜Ｄｒ４…ダイオード、
ＲＥ，ＲＥ１…整流器、
Ｌ０…出力リアクトル、
Ｃ０…出力コンデンサ、
Ｒ…負荷抵抗。

Claims (5)

1. スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて、直流電圧を、交流電圧に、変換する直交変換部と、
   前記直交変換部から出力される交流電圧を、所定の電圧値を有する交流電圧に、変換する変圧器と、
   前記直交変換部と前記変圧器との間に設けられる共振回路と、
   前記変圧器からの交流電圧を、直流電圧に、変換する交直変換回路と、
   前記交直変換回路から出力される出力電圧または出力電流を検出する出力検出部と、
   前記出力検出部により検出される出力電圧または出力電流の値に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作の時比率を制御する時比率制御部と、
   前記共振回路の電流または電圧を検出する共振エネルギー検出部と、
   前記共振エネルギー検出部により検出される電流または電圧の値と、前記時比率制御部により制御された時比率とに基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   を備え、
   前記時比率制御部により前記スイッチング素子のスイッチング動作の時比率が制御されることにより、前記出力検出部により検出される出力電圧または出力電流の値が所定の目標値となるスイッチング動作を前記スイッチング素子に行わせる制御信号が、前記制御信号生成部から生成され、
   前記制御信号生成部は、前記共振エネルギー検出部により検出された電流または電圧の値がしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くする制御信号を生成することで、前記共振回路の電流又は電圧の値が前記しきい値に達するスイッチング動作を前記スイッチング素子に行わせ、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数の下限値を設定する設定部をさらに備え、
   前記制御信号生成部は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くする制御信号を生成する際に、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が前記下限値になる場合には、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くする制御を停止し、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が前記下限値となる制御信号を生成し、
   前記下限値は、可聴周波数よりも、大きい、
   スイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置を備える、車載用充電装置。
3. 請求項２に記載の車載用充電装置と、
   充電池と、
   を備える、車両。
4. 請求項１に記載のスイッチング電源装置を備える、電気機器。
5. 請求項１に記載のスイッチング電源装置を備える、電子機器。

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