JP7051726B2 - 直流パルス電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、負荷にパルス出力を供給する直流パルス電源装置に関する。
直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz～数百kHzで繰り返す高周波出力である。
直流パルス電源装置は、プラズマ発生用装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。直流電源装置をプラズマ発生用装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。
図１０（ａ）は直流パルス電源装置の一構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を発生する回路として昇圧チョッパ回路を備える構成が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源１１０と昇圧チョッパ回路１２０とで構成され、直流電源１１０の直流電圧を昇圧チョッパ回路１２０により昇圧したパルス出力を負荷１３０に供給する（特許文献１，２）。
図１０（ｂ）は昇圧チョッパ回路の構成例を示している（特許文献３）。昇圧チョッパ回路１２０は、直流電源側と負荷側との間にインダクタ１２１を直列接続し、負荷側に対してスイッチング素子１２２を並列接続して構成され、スイッチング素子１２２のオン期間とオフ期間の時間幅のデューティー比に応じて昇圧されたパルス出力が形成される。このオン／オフ動作において、インダクタ１２１の直流リアクトルにはオン期間の時間幅に応じたエネルギーが蓄積され、蓄積エネルギーに応じて昇圧された振幅のパルス出力が形成される。パルス出力は、スイッチング素子のオン／オフ期間のデューティー比により昇圧される振幅が定まるが、スイッチング素子１２２のオフ時に発生する振動等により設定された振幅を超える場合がある。
図１０（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路では、電源と同極性のダイオード１２３と抵抗１２４の直列回路をインダクタ１２１に並列接続し、インダクタ１２１に蓄積されたエネルギーによる逆電圧を抵抗１２４で消費させることによりパルス出力の電圧をクランプし、過剰な電圧上昇を抑制している。
特許文献３で提案される昇圧チョッパ回路は、直流リアクトルの蓄積エネルギーを並列接続した抵抗により消費させることにより過剰な電圧上昇を抑制している。そのため、直流電源から負荷に供給されるべき電力の一部が抵抗によって熱エネルギーとして消費されるため、電力の供給効率が低下するという課題がある。
本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、昇圧チョッパ回路の過剰な電圧上昇を抑制すると共に、電力供給を高効率化することを目的とする。
本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧を直流電源に回生する。
これにより、
（１）昇圧チョッパ回路の電圧を所定電圧にクランプして過剰な電圧上昇を抑制し、
（２）直流電源に回生することにより、抵抗によるエネルギー消費を解消して負荷への電力供給の効率を高める。
これにより、
（１）昇圧チョッパ回路の電圧を所定電圧にクランプして過剰な電圧上昇を抑制し、
（２）直流電源に回生することにより、抵抗によるエネルギー消費を解消して負荷への電力供給の効率を高める。
本発明の直流パルス電源装置は、直流電源と、直流電源に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、過剰電圧分を直流電源に回生する回生部とを備える。回生部は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。図１（ａ），（ｂ）は本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部及び回生部の概略構成を説明するための図である。
（パルス部）
パルス部２０は、直流電源と負荷との間に直列接続された直流リアクトル２１と、負荷に対して並列接続されたスイッチング素子２２とで構成される昇圧チョッパ回路を備える。回生部３０は、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLを入力し、設定電圧である回生入側電圧Ｖinを超える過剰電圧分（ＶDCL－Ｖin）を直流電源に回生する。なお、図１では直流電源側の端子をＡ，Ｂで表記し、低電圧側を端子Ａをとし高電圧側を端子Ｂとする例を示している。また、図１（ａ）は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルをタップ無し単巻きトランスで構成した例を示し、図１（ｂ）は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスで構成した例を示している。
パルス部２０は、直流電源と負荷との間に直列接続された直流リアクトル２１と、負荷に対して並列接続されたスイッチング素子２２とで構成される昇圧チョッパ回路を備える。回生部３０は、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLを入力し、設定電圧である回生入側電圧Ｖinを超える過剰電圧分（ＶDCL－Ｖin）を直流電源に回生する。なお、図１では直流電源側の端子をＡ，Ｂで表記し、低電圧側を端子Ａをとし高電圧側を端子Ｂとする例を示している。また、図１（ａ）は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルをタップ無し単巻きトランスで構成した例を示し、図１（ｂ）は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスで構成した例を示している。
パルス部２０において、昇圧チョッパ回路のオン動作時には直流リアクトル２１に蓄積エネルギーが蓄積され、オフ動作時においてこの蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１にリアクトル電圧が発生する。リアクトル電圧は昇圧チョッパ回路のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより昇圧する。
（回生部）
回生部３０は、リアクトル電圧ＶDCLが設定電圧を超えない場合には回生を行わず、設定電圧を超えた場合には設定電圧を超えた電圧分を直流電源に回生する。これにより、昇圧チョッパ回路の昇圧は設定電圧にクランプされ、過剰電圧の発生が抑止される。
回生部３０は、リアクトル電圧ＶDCLが設定電圧を超えない場合には回生を行わず、設定電圧を超えた場合には設定電圧を超えた電圧分を直流電源に回生する。これにより、昇圧チョッパ回路の昇圧は設定電圧にクランプされ、過剰電圧の発生が抑止される。
設定電圧は回生部３０の回生入力電圧Ｖinで定められ、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLが回生部３０の回生入力電圧Ｖinを超えない場合には回生部３０による回生は行われず、回生部３０の回生入力電圧Ｖinを超えた場合には、超えた電圧分（ＶDCL－Ｖin）について回生部３０により直流電源側へ回生される。回生動作を規定する設定電圧である回生部３０の回生入力電圧Ｖinは、直流電源の直流電圧ＶAB、及び回生部に基づいて設定することができる。
回生部３０の一構成例は、パルス部２０のリアクトル電圧に対して並列接続されるキャパシタと、キャパシタ両端のキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え、整流器の出力端は直流電源に接続される。
変圧器の変圧比は、キャパシタの両端電圧と直流電源の電圧との電圧比を定める。回生部３０のキャパシタ電圧は直流電源の電圧と変圧器の変圧比によって定まるため、回生部３０はこのキャパシタ電圧を回生入力電圧Ｖinの設定電圧として回生動作の開始及び停止の動作を行う。設定電圧は直流電源の電圧及び変圧器の変圧比に依存するため、変圧器の変圧比を変えることにより設定電圧を変更することができる。設定電圧を変更することにより、昇圧チョッパ回路におけるクランプ電圧を変更すると共に、回生動作の動作電圧を変更することができる。
昇圧チョッパ回路において、直流リアクトル２１は、直流電源と昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側との間に接続される。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側は、直流リアクトル２１の負荷側の端部、又は直流リアクトル２１のタップに接続する。図１（ａ）はタップ無し単巻きトランスの負荷側の端部にスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示し、図１（ｂ）はタップ付き単巻きトランスのタップにスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示している。
（回生部と直流リアクトルとの接続形態）
回生部とパルス部の直流リアクトルとの接続は複数の形態とすることができる。第１の形態はタップ無し単巻きトランスを直流リアクトルとして用い、回生部の一方の端子を直流リアクトル２１の負荷側に接続し、他方の端子を直流電源側に接続する形態（図１（ａ）に示す構成例）である。第２の形態はタップ付き単巻きトランスを直流リアクトルとして用い、回生部の一方の端子を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点Ｃに接続し、他方の端子を直流電源側に接続する形態（図１（ｂ）に示す構成例）である。
回生部とパルス部の直流リアクトルとの接続は複数の形態とすることができる。第１の形態はタップ無し単巻きトランスを直流リアクトルとして用い、回生部の一方の端子を直流リアクトル２１の負荷側に接続し、他方の端子を直流電源側に接続する形態（図１（ａ）に示す構成例）である。第２の形態はタップ付き単巻きトランスを直流リアクトルとして用い、回生部の一方の端子を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点Ｃに接続し、他方の端子を直流電源側に接続する形態（図１（ｂ）に示す構成例）である。
第１の形態では、図１（ａ）に示すように、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を直流リアクトル２１の負荷側の端部に接続する。この形態では、直流リアクトル２１の全リアクトル電圧を回生部３０に入力し、回生部３０の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。
第２の形態では、図１（ｂ）に示すように、直流リアクトル２１は磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの直列回路で構成され、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの直列回路のタップに接続する。この形態では、直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧を回生部３０に入力し、回生部３０の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。
図１（ｂ）に示す構成の昇圧チョッパ回路では、直流リアクトル２１は、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂからなり、第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の入力端に接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端はパルス部２０の出力端に接続される。第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点Ｃは、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側に接続される。回生部３０には、第１の直流リアクトル２１ａの両端電圧がリアクトル電圧として入力される。
（直流リアクトルの形態）
本発明の直流リアクトルは、直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態及びパルス部の高電圧側に設ける第２の形態とすることができる。第１の形態及び第２の形態は、何れも、直流リアクトルの高電圧側を回生部の高電圧側に接続し、直流リアクトルの低電圧側を回生部の低電圧側に接続する。直流リアクトル２１のリアクトル電圧は、直流電源の低電圧側の電圧を基準とする回生入力電圧として回生部に入力される。なお、図１（ａ），（ｂ）は直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態を示している。
本発明の直流リアクトルは、直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態及びパルス部の高電圧側に設ける第２の形態とすることができる。第１の形態及び第２の形態は、何れも、直流リアクトルの高電圧側を回生部の高電圧側に接続し、直流リアクトルの低電圧側を回生部の低電圧側に接続する。直流リアクトル２１のリアクトル電圧は、直流電源の低電圧側の電圧を基準とする回生入力電圧として回生部に入力される。なお、図１（ａ），（ｂ）は直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態を示している。
直流リアクトル２１は、タップ無し単巻きトランスの形態、又は磁気結合する２つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランス又は複巻きトランスで構成することができる。
以上説明したように、本発明によれば、直流パルス電源装置において、昇圧チョッパ回路の過剰な電圧上昇を抑制すると共に、電力供給を高効率化することができる。
本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧を直流電源に回生することにより、(1)昇圧チョッパ回路の電圧のクランプ及び過剰な電圧上昇の抑制、及び(2) 過剰な電圧上昇分の直流電源への回生による電力供給の高効率化を図る。
本発明の直流パルス電源装置について、第１の構成例～第５の構成例を図２～図９を用いて説明する。
第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端のリアクトル電圧を回生する構成であり、第２～第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。また、回生するリアクトル電圧について、第１～第５の構成例は直流電源の低電圧側の電圧を基準電圧としている。
［直流パルス電源装置の第１の構成例］
本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例、及び電圧状態を図２、及び図３，４を用いて説明する。
本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例、及び電圧状態を図２、及び図３，４を用いて説明する。
本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ａ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。図２では、負荷４としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷４はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。
（直流電源部）
直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイク状の高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図２の示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイク状の高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図２の示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。
（パルス部）
パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１Ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１Ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるのに、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン期間とオフ期間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。
駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。
スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１Ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１Ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１Ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ期間の時間幅のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
（回生部）
回生部３０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部３０は、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。
回生部３０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部３０は、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。
キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１Ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１Ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０はキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。なお、キャパシタ電圧ＶC1は図１の回生入力電圧Ｖinに対応する電圧である。
キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。
また、図２に示す回路構成では、回生部３０は、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。
インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。
変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。
整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。
なお、回生部３０の構成は直流リアクトル２１Ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源側の回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。
（直流パルス電源装置の電圧状態）
直流パルス電源装置の電圧状態について図３及び図４を用いて説明する。図３において、図３（ａ）はスイッチング素子２２（Ｑ1）のオン状態（ｏｎ）とオフ状態（ｏｆｆ）を示し、図３（ｂ）は直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLを示し、図３（ｃ）はスイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSを示し、図３（ｄ）は出力電圧Ｖoを示している。
直流パルス電源装置の電圧状態について図３及び図４を用いて説明する。図３において、図３（ａ）はスイッチング素子２２（Ｑ1）のオン状態（ｏｎ）とオフ状態（ｏｆｆ）を示し、図３（ｂ）は直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLを示し、図３（ｃ）はスイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSを示し、図３（ｄ）は出力電圧Ｖoを示している。
以下、図中のＳ１～Ｓ１４は、各段階のオン状態及びオフ状態を示している。Ｓ１、Ｓ３、・・・Ｓ１３の奇数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオン状態（ｏｎ）を示し、Ｓ２、Ｓ４、・・・Ｓ１４の偶数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオフ状態（ｏｆｆ）を示している。
（ｉ）オン状態（Ｓ１、Ｓ３、・・・、Ｓ１３）：
スイッチング素子２２はオン状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａの負側の端子は接地されるため、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は０となり（図３（ｃ））、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLは直流電源の直流電圧ＶABとなる（図３（ｂ））。出力電圧Ｖoは０Ｖとなる（図３（ｄ））。
スイッチング素子２２はオン状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａの負側の端子は接地されるため、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は０となり（図３（ｃ））、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLは直流電源の直流電圧ＶABとなる（図３（ｂ））。出力電圧Ｖoは０Ｖとなる（図３（ｄ））。
（ii）オフ状態（Ｓ２、Ｓ４、・・・、Ｓ１４）：
オフ状態については、リアクトル電圧ＶDCLが回生動作のしきい値であるキャパシタ電圧ＶC1に達する前の状態（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６）と、キャパシタ電圧ＶC1に達した後の状態（Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４）について説明する。
オフ状態については、リアクトル電圧ＶDCLが回生動作のしきい値であるキャパシタ電圧ＶC1に達する前の状態（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６）と、キャパシタ電圧ＶC1に達した後の状態（Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４）について説明する。
（ii-1）Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態：
スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。リアクトル電圧ＶDCLの電圧値は、オン状態からオフ状態に切り替わる度に上昇する。この電圧上昇において、リアクトル電圧ＶDCLは回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していないため、回生は行われない。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｂ））。
スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。リアクトル電圧ＶDCLの電圧値は、オン状態からオフ状態に切り替わる度に上昇する。この電圧上昇において、リアクトル電圧ＶDCLは回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していないため、回生は行われない。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｂ））。
スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は、リアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり徐々に増加するが、回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していない。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｃ））。出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される（図３（ｄ））。
（ii-2）Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態：
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態と同様に、スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態では、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値がキャパシタ電圧ＶC1に達するため、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされ、これ以上の電圧上昇は抑えられる。図３（ｂ）において、実線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態と同様に、スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図３（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態では、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値がキャパシタ電圧ＶC1に達するため、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされ、これ以上の電圧上昇は抑えられる。図３（ｂ）において、実線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。
スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧はリアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり、回生部のキャパシタ電圧ＶC1の電圧に保持される。図３（ｃ）において、実線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。なお、図３では負側の電圧値が増加する状態を示している（図３（ｃ））。
出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される。リアクトル電圧ＶDCLがクランプされるため、出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される（図３（ｄ））。
図４（ａ）は、第１の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはドレイン・ソース電圧ＶDSに対応する電圧値である。
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが重畳された（ＶAB＋ＶDCL）となるが、リアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため（ＶAB＋ＶC1）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される。図４（ａ）中の破線部分はリアクトル電圧ＶDCLからクランプされたキャパシタ電圧ＶC1を差し引いた抑制電圧分（ＶDCL－ＶC1）を表している。
（回生部の構成例）
図５を用いて本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
図５を用いて本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
回生部３０は、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1～ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1～ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。
［直流パルス電源装置の第２の構成］
本発明の直流パルス電源装置の第２の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｂ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
本発明の直流パルス電源装置の第２の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｂ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
図６を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０の昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
第２の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。
回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）の電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
図４（ｂ）は、第２の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
図４（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1－ＶC1））の電圧が抑制される。また、リアクトル電圧ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1－ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)が抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１－ＶC1)×(１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。
[直流パルス電源装置の第３の構成]
本発明の直流パルス電源装置の第３の構成は、第１，２の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
本発明の直流パルス電源装置の第３の構成は、第１，２の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
図７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１Ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。
複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂの一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
第３の構成例の回生部は、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。
回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びリアクトル電圧ＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。
[直流パルス電源装置の第４の構成]
本発明の直流パルス電源装置の第４の構成は、第１，２，３の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
本発明の直流パルス電源装置の第４の構成は、第１，２，３の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。
第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。
複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂ一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。
回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。
［直流パルス電源装置の第５の構成］
本発明の直流パルス電源装置の第５の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｂ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
本発明の直流パルス電源装置の第５の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ｂ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
図９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１Ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは直流電源の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１Ｅは直流電源の高電圧側の電源ラインに接続される。
タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｂを介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ａ、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
第５の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。
回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｄから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
図４（ｂ）は、第２の構成例と同様に、第５の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
図４（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1－ＶC1））の電圧が抑制される。また、ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1－ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)が抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１－ＶC1)×（１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。
１ 直流パルス電源装置
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
４ 負荷
１０ 直流電源部
１１ 整流器
１２ スナバ回路
１３ 単相インバータ回路
１４ 単相変圧器
１５ 整流器
１６ キャパシタ
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ パルス部
２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，２１Ｅ 直流リアクトル
２１ａ 第１の直流リアクトル
２１ｂ 第２の直流リアクトル
２２ スイッチング素子
３０ 回生部
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
３３ インバータ回路
３３ａ ブリッジ回路
３３ｂ 駆動回路
３４ 変圧器
３５ 整流器
１００ 直流パルス電源装置
１１０ 直流電源
１２０ 昇圧チョッパ回路
１２１ インダクタ
１２２ スイッチング素子
１２３ ダイオード
１２４ 抵抗
ＱR1～ＱR4 スイッチング素子
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
４ 負荷
１０ 直流電源部
１１ 整流器
１２ スナバ回路
１３ 単相インバータ回路
１４ 単相変圧器
１５ 整流器
１６ キャパシタ
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ パルス部
２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，２１Ｅ 直流リアクトル
２１ａ 第１の直流リアクトル
２１ｂ 第２の直流リアクトル
２２ スイッチング素子
３０ 回生部
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
３３ インバータ回路
３３ａ ブリッジ回路
３３ｂ 駆動回路
３４ 変圧器
３５ 整流器
１００ 直流パルス電源装置
１１０ 直流電源
１２０ 昇圧チョッパ回路
１２１ インダクタ
１２２ スイッチング素子
１２３ ダイオード
１２４ 抵抗
ＱR1～ＱR4 スイッチング素子
Claims (9)
- 直流電源と、
前記直流電源に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備えた直流パルス電源装置であって、
前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源に回生する回生部を備えることを特徴とする直流パルス電源装置。 - 前記直流リアクトルは、前記直流電源の低電圧側と、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側との間に接続され、
前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側の接続点は、直流リアクトルの負荷側の端部、又は直流リアクトルのタップであることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。 - 前記直流リアクトルは、磁気結合された第１の直流リアクトルと第２の直流リアクトルからなり、
第１の直流リアクトルの一端は前記直流電源の低電圧側の出力端に接続され、
第２の直流リアクトルの一端は前記パルス部の低電圧側の出力端に接続され、
第１の直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続され、
前記リアクトル電圧は、前記第１の直流リアクトルの両端電圧であることを特徴とする、請求項２に記載の直流パルス電源装置。 - 前記回生部は、一端は前記パルス部の低電圧側入力端に接続され、前記低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項２又は３に記載の直流パルス電源装置。
- 前記直流リアクトルは、前記直流電源の高電圧側と、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のドレイン側との間に接続され、
前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のドレイン側の接続点は、直流リアクトルの負荷側の端部、又は直流リアクトルのタップであることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。 - 前記直流リアクトルは、磁気結合された第１の直流リアクトルと第２の直流リアクトルからなり、
第１の直流リアクトルの一端は前記直流電源の高電圧側の出力端に接続され、
第２の直流リアクトルの一端は前記パルス部の高電圧側の出力端に接続され、
第１の直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のドレイン側に接続され、
前記リアクトル電圧は、前記第１の直流リアクトルの両端電圧であることを特徴とする、請求項５に記載の直流パルス電源装置。 - 前記回生部は、一端は前記パルス部の高電圧側入力端に接続され、前記高電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項５又は６に記載の直流パルス電源装置。
- 前記直流リアクトルは、前記第１の直流リアクトル及び第２の直流リアクトルのタップ付き単巻きトランス、又は複巻きトランスで構成されることを特徴とする、請求項３又は６に記載の直流パルス電源装置。
- 前記回生部は、
前記パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、
前記キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、
前記変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え
前記設定電圧を前記キャパシタの両端電圧とし、当該両端電圧を超える電圧分を前記直流電源へ回生することを特徴とする、請求項１から８の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
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