JP6858805B2 - 直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置の周波数制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、磁気飽和を抑制する制御回路を備える直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置が備える直流リアクトルの磁気飽和を抑制する制御方法に関する。

直流パルス電源装置は、パルス出力を発生するパルス発生回路として、直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備えた回路構成が知られている。パルス発生回路は、スイッチング素子のオン／オフ動作を繰り返すことにより直流電圧を断続させパルス波形のパルス出力を発生する。

直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz〜数百kHzで繰り返す高周波出力である。

直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。例えば、直流パルス電源装置をプラズマ発生装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。

図１２は直流パルス電源装置の一構成例であり、チョッパ回路を用いたパルス発生回路を備えた構成例を示している。パルス波形を生成する回路として昇圧チョッパ回路が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源部１１０とパルス部１２０と制御回路部１４０により構成される。パルス部１２０の昇圧チョッパ回路は、直流リアクトル１２１とスイッチング素子１２２の直列接続により構成される。制御回路部１４０は駆動回路１２３を制御する。スイッチング素子１２２は駆動回路１２３の駆動信号に基づいてオン／オフ動作する。パルス部１２０は直流電源部１１０の直流電圧は昇圧したパルス出力を負荷１５０に供給する（特許文献１，２）。

特開平８−２２２２５８号公報（図１、段落００１２） 特開２００６−６０５３号公報（図１）

直流パルス電源装置をプラズマ発生装置に用いる場合には、直流パルス電源装置のパルス出力をプラズマ発生装置のチャンバ内の電極間に供給し、電極間で発生する放電によりプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。直流パルス電源装置は、プラズマを負荷とする際、イグニッションモード、直流モード、及びパルスモードの各モードによりプラズマ負荷へパルス出力を供給する。イグニッションモードによりプラズマを着火させ、直流モードで一定の放電電圧状態を経た後、パルスモードによりパルス動作を開始する。

図１３は直流パルス電源装置からプラズマ負荷へパルス出力を供給する各モードを説明するための概略フローチャートである。

通常、プラズマ発生装置は直流電源装置にとって電気的な負荷に相当し、プラズマ放電が発生するまでのプラズマ放電開始時の負荷と、プラズマ放電が安定して発生している通常運転時の負荷とはインピーダンス状態が異なる。そのため、通常、直流電源装置は、プラズマ放電を発生させるために電圧を徐々に増加させ、通常運転時の電圧よりも大きな電圧を電極に一定期間印加する。この出力のモードはイグニッションモードと称される（Ｓ１０）。

イグニッションモードにより、プラズマ放電発生後は、一定の放電電圧状態となる。この出力のモードは直流モードと称される（Ｓ２０）。

直流モード後、直流電圧を所定デューティーでオン／オフさせ、パルス出力状態となる。この出力のモードはパルスモードと称される（Ｓ３０）。

図１４（ａ）に示すパルス部１２０Ａのチョッパ回路では、スイッチング素子１２２ＡのドレインＤとソースＳとの間のＤＳ電圧は、スイッチング素子１２２Ａがオフ時において直流リアクトル１２１Ａに含まれるリーケージインダクタンスによりサージ電圧が発生する。本出願の発明者は、サージ電圧によるスイッチング素子１２２Ａの損傷を回避するために、直流リアクトル１２１Ｂの両端電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ部１３０Ｂを設ける構成を提案している。図１４（ｂ）は提案する回路構成の概略を示している。電圧クランプ部１３０Ｂは、直流リアクトル１２１Ｂに並列接続したコンデンサＣを備える。電圧クランプ部１３０Ｂは、コンデンサＣのキャパシタ電圧ＶCをサージ電圧よりも低い電圧にクランプすることによりＤＳ電圧の過剰なサージ電圧上昇を抑制する。

通常、リアクトルはリアクトル電流の増加に伴って磁界が増加すると透磁率が低下していき、磁性材料が持つ最大磁束密度に達すると磁気飽和の状態となる。磁気飽和の状態では透磁率が低下する。リアクトルの低透磁率は過電流の要因となる。リアクトルの磁気飽和のリセットは、リアクトルに対して極性が異なる電圧を印加し、印加する電圧と時間の積である電圧時間積（ET積）が逆極性で大きさが等しくなることにより行われる。

図１４（ｃ）において、スイッチング素子１２２Ｂのオン期間の電圧時間積Ｓonとオフ期間の電圧時間積Ｓoffを逆極性で大きさを等しくすることにより、直流リアクトル１２１Ｂの磁気飽和はリセットされる。

図１５は、直流リアクトルの磁気飽和状態を説明するための図であり、図１５（ａ）は直流電源装置の出力電圧波形を示し、図１５（ｂ）は直流リアクトル電流ｉDCLの飽和電流波形を示し、図１５（ｃ）は電圧クランプ部のコンデンサＣの電圧波形を示している。

電圧クランプ部を備えた回路構成では、直流リアクトルの磁気飽和リセットが不十分であるという問題が発生する。図１４（ｃ）は磁気飽和の発生状態を示している。スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間の電圧はリセット電圧として作用するが、このリセット電圧は、電圧クランプ部１３０ＢのコンデンサＣのキャパシタ電圧ＶCによりクランプされる。キャパシタ電圧ＶCはパルス発生起動時においては０Vから徐々に上昇するため、初期段階では、リセット電圧は磁気飽和をリセットするのに十分な電圧とならない。そのため、パルス発生起動時の初期時のパルスモードでは、スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間の電圧時間積Ｓoffはスイッチング素子１２２Ｂがオン期間の電圧時間積Ｓonよりも小さくなり、直流リアクトルの偏磁はリセットされることなく磁気飽和に至る。

直流リアクトル１２１が磁気飽和するとインダクタンスが減少するため、過剰電流が流れる。図１６は直流リアクトルの電流例であり、磁気飽和により過剰電流が発生する状態を示している。したがって、パルス発生起動時の初期時のパルスモードにおいて、磁気飽和をリセットするリセット電圧が不十分なために、磁気飽和により過剰電流が発生するという課題がある。

本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、パルス発生起動時における直流リアクトルの磁気飽和を抑制し、磁気飽和による過剰電流の発生を抑制することを目的とする。

さらに、詳細には、パルス発生起動時において、直流リアクトルに並列接続されたコンデンサのキャパシタ電圧が磁気飽和のリセットに十分な電圧に充電されるまでの間において直流リアクトル電流を抑制し、磁気飽和を抑制することを目的とする。

本発明の直流パルス電源装置は、パルス部が備えるチョッパ回路の直流リアクトルのリーケージインダクタンスにより発生するサージ電圧の上昇を抑制するために直流リアクトルに並列接続されたコンデンサを含む電圧クランプ部を備える。直流パルス電源装置では、チョッパ回路のスイッチング素子がオフ状態にあるときのリアクトル電圧は電圧クランプ部により抑制され、この電圧抑制は直流リアクトルの磁気飽和の要因となる。本発明の直流パルス電源装置の制御回路部は、スイッチング素子の動作の周波数を制御することにより直流リアクトルの磁気飽和の発生を抑制する。

本発明の直流パルス電源装置は、パルスモードの初期段階であるパルス動作の起動時において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、チョッパ回路のパルス動作の周波数を制御する。周波数制御の態様は、スイッチング素子をオフ状態とするオフ期間の時間幅を可変とする態様を備える。

オン期間では、直流リアクトルには電源電圧が印加され、リアクトル電流が増加する。一方、オフ期間では、直流リアクトルにはキャパシタ電圧が印加され、キャパシタ電圧によりクランプされる。

（周波数制御の態様）
周波数制御の態様は、オン期間の時間幅Ｔonを固定し、キャパシタ電圧の増加に伴ってオフ期間の時間幅Ｔoffを漸次減少させ、キャパシタ電圧が小さいときにはオフ期間の時間幅Ｔoffを長時間とし、キャパシタ電圧が増加するのに伴ってオフ期間の時間幅Ｔoffを漸減する。この周波数制御により、初期段階においてオフ期間の電圧時間積Ｓoffとオン期間の電圧時間積Ｓonとの差分の増加は抑制され、直流リアクトルの磁気飽和の発生は抑制される。

ここで、時間幅の漸次の増減は、初期値から所定値に向かって徐々に増加又は減少させることを意味する。漸次の増減後に至る時間幅の所定値は、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電完了後の周期における各期間の時間幅であり、定常段階の各周期のオフ期間又はオン期間の時間幅に相当する。なお、オフ期間の初期値は定常段階のオフ期間の時間幅よりも長い時間幅である。

パルス動作が起動した後、初期段階においてキャパシタ電圧は増加し、その後キャパシタ電圧の充電が完了した段階で定常段階となる。オフ期間の直流リアクトルの両端電圧はコンデンサの充電電圧でクランプされるため、サージ電圧の発生が抑制される。

パルスモードの初期段階では、キャパシタ電圧は０Ｖから充電電圧に向かって充電される。オフ期間において、直流リアクトルの両端電圧はキャパシタ電圧にクランプされるため、定常段階の電圧よりも小さな振幅となる。そのため、時間幅を定常段階の時間幅とした場合には、電圧時間積Ｓonと電圧時間積Ｓoffとの間に差分が生じ、直流リアクトルの磁気飽和を抑制することが困難となる。本発明の周波数制御は、初期段階において、オフ期間の時間幅Ｔoffを漸次減少させることにより、電圧時間積Ｓonと電圧時間積Ｓoffとの間の差分を抑制し、直流リアクトルの磁気飽和を抑制する。

パルスモードの定常段階では、キャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となる。この定常段階では、直流リアクトルに印加される電圧は、キャパシタ電圧のクランプ電圧に抑制されるが、このキャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、定常段階のオン期間とオフ期間を有する周期では直流リアクトルが磁気飽和することはない。

本発明は、直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置の周波数制御方法の各形態を備える。

［直流パルス電源装置］
本発明の直流パルス電源装置は、直流電源、パルス部、電圧クランプ部、及び制御回路部を備える。パルス部は、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生する。電圧クランプ部は、パルス部の直流リアクトルに並列接続されたコンデンサのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧にクランプする。制御回路部は、パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。

制御回路部は、パルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備える。パルスモードのパルス動作では、スイッチング素子を所定のデューティー比でオン／オフ動作を繰り返し、直流電源から負荷に対してデューティー比に応じたパルス出力により電力を供給する。

パルスモード制御部は、周波数を可変とする周波数制御部を備える。周波数制御部は、スイッチング素子をオン状態とすることにより、直流リアクトルを通電状態とし、直流リアクトルに電源電圧を印加する。このとき直流リアクトルにはリアクトル電流が増加する。一方、スイッチング素子をオフ状態とすることにより、直流リアクトルにはリアクトル電流で蓄積されたエネルギーによりリアクトル電圧が発生する。このリアクトル電圧は、直流リアクトルに並列接続されたコンデンサのキャパシタ電圧にクランプされる。

周波数制御部は、初期段階の複数周期の各周期において、パルス動作の周波数を可変とすることにより、直流リアクトルが磁気飽和することを抑制する。コンデンサの充電が完了した後、初期段階の可変周波数から定常段階の定常周波数に切り替える。

可変周波数は、各周期でのスイッチング素子のオン期間の時間幅Ｔonを固定し、他方の期間の時間幅を漸次減少させることによりパルス動作の周波数を可変とする。

周波数制御の態様では、スイッチング素子をオフ状態とするオフ期間の時間幅を可変とすることにより周波数制御を行う。

（周波数制御の態様の構成）
周波数制御の態様による構成において、周波数制御部は、パルス動作の初期段階の複数周期の各周期において、スイッチング素子のオン期間の時間幅Ｔonを固定し、キャパシタ電圧の増加に伴ってスイッチング素子のオフ期間の時間幅Ｔoffを漸次減少させる。オフ期間の時間幅Ｔoffは、キャパシタ電圧が小さい初期段階では長く設定しておき、キャパシタ電圧が増加するのに伴って定常段階の時間幅に向かって短くする。周波数制御により、オフ期間の電圧時間積Ｓoffとオン期間の電圧時間積Ｓonとの差分の増加は抑制され、直流リアクトルの磁気飽和の発生は抑制される。

パルス動作の開始時には、時間幅を可変とするオフ期間を初期値から開始する。パルス動作を開始した後、オフ期間の時間幅を初期値から漸次減少させてパルス動作を実施する。この間、他方のオン期間の時間幅は固定のままとする。キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となった後、可変した時間幅を定常段階の時間幅に切り替え定常段階のパルス動作を行う。増減する時間幅は、初期値から定常段階の定常値に至るまでの周期数等の駆動条件に応じて設定することができる。キャパシタ電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に達したか否かは、コンデンサのキャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化に基づいて検出することができる。

パルスモード制御部はキャパシタ電圧が充電電圧に達したか否かを判定する電圧判定部を備える。周波数制御部は、電圧判定部がキャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化により判定した結果に基づいて、可変周波数からパルスモードの定常周波数へ切り替える。キャパシタ電圧の電圧を設定電圧と比較し、キャパシタ電圧が設定電圧を越えたとき、又は、キャパシタ電圧の電圧変化ΔＶCを設定値と比較し、電圧変化ΔＶCが設定値以内であるときに、コンデンサの充電が完了し、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に至ったものと判定する。設定電圧は、例えば予め設定された充電満量電圧を用いることができる。

本発明の直流パルス電源装置は、直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する回生部を備える。回生部は直流リアクトルに並列接続されたコンデンサを備え、コンデンサのキャパシタ電圧をクランプ電圧として、直流リアクトルのリアクトル電圧の内でクランプ電圧を越える電圧分を回生してサージ電圧を抑制すると共に、クランプしたリアクトル電圧を用いて周波数制御により直流リアクトルの磁気飽和を抑制する。

［直流パルス電源装置の周波数制御方法］
本発明の周波数制御方法は、直流電源、パルス部、電圧クランプ部、及び制御回路部を備えた本発明の直流パルス電源の制御方法であり、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットする十分な電圧となるまでの間、スイッチング動作の周波数を制御することにより直流リアクトルの磁気飽和の発生を抑制する。

制御回路部の周波数制御は、パルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御において、パルス動作の初期段階の複数周期において、各周期の時間幅を漸次減少させることによりパルス動作の周波数を可変とする。

可変周波数は初期段階のパルス動作の動作態様を備える。
動作態様：スイッチング素子を閉じて直流リアクトルに電源電圧を印加するオン期間の時間幅を固定し、スイッチング素子を開いて直流リアクトルをキャパシタ電圧にクランプするオフ期間の時間幅を漸次減少させる。

パルス動作の初期段階において、オフ期間の時間幅の漸次減少する周波数制御の過程でキャパシタ電圧は充電される。キャパシタ電圧の増加はコンデンサの充電が完了した後に停止し一定電圧となる。コンデンサの充電電圧を、直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に設定しておくことにより、定常段階において直流リアクトルの磁気飽和はリセットされる。

本発明は、このときのキャパシタ電圧を規定電圧とする。規定電圧は、パルスモードにおいて磁気飽和を定常的にリセットするのに十分なコンデンサのキャパシタ電圧であり、初期段階の周波数制御から定常段階のパルスモードへ切り替える時点を定める電圧となる。キャパシタ電圧が規定電圧に達したか否かは、キャパシタ電圧の電圧値又は電圧変化に基づいて検出することができ、キャパシタ電圧の電圧値が規定電圧値となったこと、又はキャパシタ電圧の電圧変化が停止したことを検出することにより、キャパシタ電圧が規定電圧に達したと判定する。規定電圧値は、磁気飽和のリセットに十分な電圧まで充電されたときのキャパシタ電圧の電圧値を予め求めておくことで定めることができる。

キャパシタ電圧が規定電圧に充電された後には初期段階の周波数制御を停止し、パルス幅を定常段階の所定幅に保持して負荷に対して所定の電力を供給する。定常段階においてプラズマを負荷とする場合には、パルスモードの所定周波数に基づいてパルス出力を形成し、このパルス出力をプラズマ負荷に供給してプラズマ放電を維持する。

以上説明したように、本発明によれば、直流パルス電源装置において、パルス動作による直流リアクトルの磁気飽和の発生を抑制し、磁気飽和による過剰電流の発生を抑制することができる。

また、直流パルス電源装置のパルス動作中に、直流リアクトルに並列接続されたコンデンサのキャパシタ電圧が磁気飽和のリセットに十分な電圧となるまでの間の初期段階において、周波数を可変とすることにより磁気飽和を抑制し、キャパシタ電圧が磁気飽和のリセットに十分な電圧に達した定常段階において、周波数制御を停止しパルスモードの定常周波数により電力供給を行う。

本発明の直流パルス電源装置の周波数制御を説明するフローチャートである。 本発明の直流パルス電源装置の周波数制御の第１の態様を説明するフローチャートである。 本発明の直流パルス電源装置の周波数制御の第１の態様による電圧、電流状態を説明するため波形図である。 本発明の周波数制御時の直流リアクトル電流の電流波形図である。 本発明の直流パルス電源装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第１の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第２の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第３の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第４の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の第５の構成例を説明するための図である。 従来の直流パルス電源装置の一構成例を説明するための図である。 直流パルス電源装置からプラズマ負荷へパルス出力を供給する各モードを説明するための概略フローチャートである。 直流リアクトルの磁気飽和を説明するための図である。 直流リアクトルの磁気飽和状態を説明するための図である。 直流リアクトルの電流例を説明するための図である。

本発明の直流パルス電源装置は、パルスモードの初期段階であるパルス動作の起動時において、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの間、パルス動作の周波数を可変とする周波数制御を行う。

本発明の直流パルス電源装置の周波数制御について図１〜４を用いて説明し、本発明の直流パルス電源の概略構成について図５を用いて説明する。本発明の直流パルス電源の構成例について図６〜図１１を用いて説明する。

［周波数制御］
図１は本発明の直流パルス電源装置の周波数制御を説明するフローチャートであり、パルスモードの初期段階での制御フローを示している。

本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部は直流電圧からパルス出力を生成するチョッパ回路を備え、チョッパ回路の直流リアクトルのリーケージインダクタンスにより発生するサージ電圧の上昇を抑制するために、チョッパ回路の直流リアクトルに並列接続されたコンデンサを含む電圧クランプ部を備える。電圧クランプ部は、直流リアクトルの両端電圧をキャパシタ電圧にクランプすることにより、サージ電圧の上昇を抑制する。

一方、直流パルス電源装置では、チョッパ回路のスイッチング素子がオフ状態であるときのリアクトル電圧は電圧クランプ部により抑制されるため、磁気飽和をリセットする電圧時間積が不十分となり、直流リアクトルが磁気飽和する要因となる。

本発明は、パルスモードの初期段階において周波数を可変とする周波数制御により、スイッチング素子がオフ状態での電圧時間積を磁気飽和のリセットに十分な量とし、リセット電圧がクランプされることによる磁気飽和の発生を抑制する。以下、パルスモードの初期段階での制御フローを図１のフローチャートを用いて説明する。

周波数制御は、初期段階の周波数制御区間において、オン期間の時間幅を固定し、他方のオフ期間の時間幅を可変とすることにより周波数を可変とする。

初期段階において、最初の周期を初期周波数ｆAとしてパルス動作を開始する（Ｓ１）。このときのパルス動作の一周期の時間幅Ｔは（１／ｆA）で表される（Ｓ２）。

パルス動作を行う一周期の時間幅Ｔは、時間幅が固定された固定時間幅Ｔfixと、時間幅を可変とする可変時間幅Ｔvaとを合わせた時間幅（Ｔfix＋Ｔva）である。周波数の可変は、各周期において可変時間幅Ｔvaを漸次減少させることにより行う（Ｓ３）。

オフ期間において、直流リアクトルに印加される電圧はキャパシタ電圧でクランプされる。キャパシタ電圧は、充電が完了されるまでは、直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのには不十分な電圧である。

本発明の周波数制御は、キャパシタ電圧が充電されるまでの期間において、周波数を可変とすることにより直流リアクトルが磁気飽和に至ることを抑制する。可変周波数による周波数制御は、パルス動作を開始してから、キャパシタ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧まで充電されるまでの期間で行う。

キャパシタ電圧の充電が完了したか否かを判定する（Ｓ４）。キャパシタ電圧の充電が未完了である場合には（Ｓ４）、周波数を初期周波数ｆAから可変周波数ｆBに変更する（Ｓ５）。パルス動作の一周期の時間幅Ｔは（１／ｆB）で表される。時間幅Ｔ（＝１／ｆB）において固定時間幅Ｔfixが固定されているため、可変周波数ｆBは可変時間幅Ｔvaを減少させることにより変更される（Ｓ６）。

パルスモードにおいて、パルス動作は、起動時の初期段階と起動後の定常段階を備え、初期段階においてキャパシタ電圧が増加し、キャパシタ電圧がリセットに十分な電圧に達した後に定常段階に移行する。キャパシタ電圧の充電が完了したときには（Ｓ４）、オフ期間に直流リアクトルに印加される電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に達したものとして周波数制御を終了し、周波数を可変周波数ｆBから定常段階のパルスモード周波数ｆPUに切り替える。

パルスモード周波数ｆPUは、定常段階において負荷に所定電力を供給する際のパルスモードの周波数である。定常段階の一周期の時間幅ＴPUはパルスモード周波数ｆPUに基づいて定まり、オン期間とオフ期間のデューティーは、負荷に供給する電力に応じて定められる。

定常段階では、キャパシタ電圧によるクランプ電圧が直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧となる。この定常段階では、直流リアクトルに印加される電圧は、キャパシタ電圧のクランプ電圧に抑制されるが、このキャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、定常段階において定常周波数に切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルが磁気飽和することはない（Ｓ７）。

（周波数制御の態様）
可変周波数による周波数制御は、パルス動作の各周期において、スイッチング素子をオフ状態とするオフ期間の時間幅Ｔoffを漸次減少させることにより行う態様により行うことができる。

周波数制御の態様では、パルス動作の各周期において、スイッチング素子をオフ状態とするオフ期間の時間幅を漸次減少させる。周波数制御は、オフ期間の電圧時間積Ｓoffとオン期間の電圧時間積Ｓonとの差分の増加を抑制し、直流リアクトルの磁気飽和の発生を抑制する。

以下、周波数制御の態様について説明する。
（周波数制御の態様）
図２は周波数制御の態様の制御フローを説明するフローチャートであり、図３は周波数制御の態様による電圧、電流状態を説明するための波形図である。

初期段階において、最初の周期の初期周波数ｆAとしてパルス動作を開始する（Ｓ１）。このときのパルス動作の一周期の時間幅Ｔは（１／ｆA）で表される。パルス動作の一周期の時間幅Ｔは、スイッチング素子をオン状態とするオン期間の時間幅Ｔonとスイッチング素子をオフ状態とするオフ期間の時間幅Ｔoffとを合わせた時間幅であり、オン期間の時間幅Ｔonを時間幅が固定された固定時間幅Ｔfixとし、オフ期間の時間幅Ｔoffを時間幅が可変な可変時間幅Ｔvaとする。オフ期間の時間幅Ｔoffを初期値ＴoffAから漸次減少させることにより、周波数を変更する（Ｓ２Ａ）。

制御回路部は、時間幅Ｔonのオン信号を出力し（Ｓ３ａ）、時間幅Ｔonの間スイッチング素子を閉じてオン状態とする（Ｓ３ｂ）。

時間幅Ｔonが経過した後、制御回路部は、時間幅Ｔoffのオフ信号を出力し（Ｓ３ｃ）、時間幅Ｔoffの間スイッチング素子を開いてオフ状態とする。時間幅Ｔoffは、初期段階の最初の周期では初期値ＴoffAとし、以後の周期では可変周波数ｆBに対応して変更される時間幅ＴoffBとする（Ｓ３ｄ）。

時間幅Ｔoffが経過した後、キャパシタ電圧の充電が完了したか否かを判定する（Ｓ４）。キャパシタ電圧の充電が未完了である場合には（Ｓ４）、周波数を初期周波数ｆAから可変周波数ｆBに変更する（Ｓ５）。

オン期間の時間幅Ｔonは固定時間幅Ｔfixに固定されているため、オフ期間の時間幅ＴoffBを変更することにより周波数を可変とする。周波数可変時のパルス動作の一周期の時間幅ＴBは（１／ｆB）で表され、オフ期間の時間幅ＴoffBが漸次減少することにより周波数fBは上昇する（Ｓ６Ａ）。

キャパシタ電圧の充電が完了したときには（Ｓ４）、オフ期間に直流リアクトルに印加される電圧が磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に達したものとして周波数制御を終了し、周波数を可変周波数ｆBから定常段階のパルスモード周波数ｆPUに切り替える（Ｓ７）。

図３（ａ）は、出力電圧波形、直流リアクトル飽和電流波形、及びキャパシタ電圧波形を示している。

初期段階の周波数制御区間において、初めの周期の時間幅ＴAから時間幅を漸次短縮させ、定常状態の周波数まで高める。各周期においてスイッチング素子がオン状態であるオン期間の時間幅Ｔonは固定された時間幅であるため、スイッチング素子がオフ状態であるオフ期間の時間幅Ｔoffを変えることにより周波数を可変とする。図示の出力電圧波形は、各周期において時間幅Ｔonは固定され、時間幅Ｔoffは漸次短くなると共に、スイッチング素子がオフ状態の出力電圧の振幅が定常段階の出力電圧の振幅に向かって増加する状態を示している。キャパシタ電圧は初期段階において０Ｖから充電完了電圧に向かって上昇する。

図３（ｂ）は周波数制御による磁気飽和の抑制状態を説明するための概略図である。直流リアクトルには、スイッチング素子のオン期間とオフ期間とで逆極性の電圧が印加される。オン期間の電圧時間積Ｓonはオン期間の電圧とオン時間幅Ｔonの積であり、オン期間の電圧はほぼ電源電圧である。

一方、オフ期間の電圧時間積Ｓoffは、オフ期間の電圧と時間幅Ｔoffの積である。オフ期間の電圧はキャパシタ電圧によりクランプされ、０Ｖからコンデンサの充電完了電圧に向かって上昇する。初期段階においてオフ期間の電圧が低いため、時間幅Ｔoffが固定された状態では、電圧時間積Ｓoffは電圧時間積Ｓonに対して磁気飽和をリセットするのには不十分である。

本発明の周波数制御は、オン期間の時間幅Ｔonを固定し、オフ期間の時間幅Ｔoffを可変とし、キャパシタ電圧の上昇と共に定常段階の時間幅よりも長い時間幅から漸次減少させる。オフ期間の時間幅Ｔoffを、キャパシタ電圧の上昇と共に漸次減少させることにより、各周期において電圧時間積Ｓoffと電圧時間積Ｓonとを同程度として磁気飽和の発生を抑制する。

なお、直流リアクトル飽和電流は、オン期間の増加とオフ期間の減少を繰り返す。直流リアクトルは周波数制御により磁気飽和が抑制されるため、直流リアクトル飽和電流は磁気飽和レベル未満に抑制される。

［パルスモードの定常段階］
パルスモードの定常段階では、定常段階の周波数によりパルス動作を行う。この定常段階では、キャパシタ電圧ＶCは直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧に充電されているため、直流リアクトルは磁気飽和することなくリセットされ、直流リアクトル電流ｉDCLは各周期内で変動するものの磁気飽和レベルを越えることはない。

図４は、本発明の周波数制御による直流リアクトル電流の電流波形を示している。図示する電流波形は、イグニッションモード、直流モード、及びパルスモードの初期段階、及び定常段階の何れのモードにおいても、直流リアクトル電流は過剰電流とならないことを示している。

［直流パルス電源装置の概略構成］
図５は本発明の直流パルス電源装置の構成例を示している。直流パルス電源装置は直流電源部１０、パルス部２０、電圧クランプ部３０cl、制御回路部４０、及び電圧検出部６０を備える。パルス部２０は直流電源部１０の直流電圧から生成したパルス出力を負荷５０に供給する。

パルス部２０は、昇圧チョッパ回路により構成することができる。パルス部２０は直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直列接続により構成された昇圧チョッパ回路を備える。直流リアクトル２１は直流電源部１０側と負荷５０側との間に直列接続され、スイッチング素子２２は負荷５０側に対して並列接続される。駆動回路２３はスイッチング素子２２のオン／オフ動作させ、直流電圧からパルス波形のパルス出力を生成する。直流リアクトル２１には電圧クランプ部３０clのコンデンサＣが並列接続される。

図示する構成例では、パルス部２０の直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。スイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧の高電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。

制御回路部４０は駆動回路２３を介して昇圧チョッパ回路を制御し、目標のパルス出力に対応したスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める制御信号を生成する。駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２をオン／オフ動作させる。

スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１の負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１の負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１を介して端子Ａに直流リアクトル電流ｉDCLが流れる。この際、直流リアクトル２１には電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１に蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１にはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティーに応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。

電圧クランプ部３０clは、コンデンサＣのキャパシタ電圧ＶCをクランプ電圧にクランプする。スイッチング素子２２がオフ状態にあるときに、直流リアクトル２１に並列接続されたコンデンサＣはキャパシタ電圧ＶCを直流リアクトル２１に印加する。これにより、直流リアクトル２１の両端電圧はキャパシタ電圧ＶCによりクランプ電圧にクランプされる。

制御回路部４０は、イグニッションモードによりプラズマを着火させるイグニッションモード制御部（ＩＧモード制御部）４２、プラズマが着火した後、直流モードにより一定の放電電圧状態にさせる直流モード制御部（ＤＣモード制御部）４３、パルスモードの周波数制御によりパルス出力を形成するパルスモード制御部４４、及び各モードを切り替えるモード切替部４１を備える。

パルスモード制御部４４は、周波数を切り替えることによりスイッチング素子２２をオン／オフする周波数を可変にする。初期段階においては、はじめに初期周波数ｆAで一周期分のパルス動作を行い、引き続いて可変周波数ｆBにより、複数の周期の間に周波数を変更しながらパルス動作を行う。初期段階で周波数を可変させてパルス動作を行った後、以後のパルスモードの各周期では定常段階の定常周波数によりパルス動作を行ってパルス出力を形成する。

パルスモード制御部４４は、周波数を可変する周波数制御部４４ｃを備え、パルス動作の初期段階において、スイッチング素子を閉じてオン状態とするオン期間の時間幅Ｔonを固定し、スイッチング素子を開いてオフ状態とするオフ期間の時間幅Ｔoffを漸次減少させる態様により周波数を可変とする。

周波数を可変とすることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と、スイッチング素子がオフ状態の電圧時間積との差分が増加することを抑制し、初期段階での磁気飽和の発生を抑止する。

パルス動作の定常段階では、パルスモードの定常段階の周波数でスイッチング素子を開閉し、負荷に対して定常電力を供給する。定常段階では、キャパシタ電圧は直流リアクトルの磁気飽和をリセットするのに十分な電圧であるため、キャパシタ電圧により電圧がクランプされた状態であっても、定常段階の周波数に切り替えたパルスモードにおいて直流リアクトルが磁気飽和することはない。

周波数制御部４４ｃは、初期周波数部４４c1、可変周波数部４４c2、及びパルスモード周波数部４４c3を備える。初期周波数部４４c1は初期周波数ｆAを備え、可変周波数部４４c2は可変周波数ｆBを生成し、パルスモード周波数部４４c3は定常段階のパルスモード周波数ｆPUを備える。また、パルスモード制御部４４は、周波数制御部４４ｃの他に、一周期分を検出する周期検出部４４a、及びキャパシタ電圧ＶC又はキャパシタ電圧の電圧変化ΔＶCを用いて、コンデンサの充電状態を判定する電圧判定部４４bを備える。キャパシタ電圧ＶCは電圧検出部６０により検出される。

モード切替部４１は、開始信号を受けて、イグニッションモード制御部４２にイグニッションを開始する信号を送る。イグニッションモード制御部４２は開始信号を受けてイグニッション動作を行う。

モード切替部４１は、出力電圧Ｖoをモニターし、出力電圧Ｖoに基づいてイグニッションモードから直流モードに切り替える切替信号を直流モード制御部４３に送る。直流モード制御部４３は一定電圧の直流電圧の印加により放電電圧状態にさせる。モード切替部４１は、直流モードの後パルスモードに切り替える切替信号をパルスモード制御部４４に送る。

パルスモード制御部４４において、周波数制御部４４cは、初期周波数部４４c1の初期周波数ｆAを用いてパルスモードの制御を開始する。駆動回路２３は初期周波数ｆAの周期で一周期のオン／オフ動作を行う。

周期検出部４４aはパルスモードの切替信号を受けた後、パルス動作の各周期を検出する。電圧判定部４４bは、周期検出部４４aがパルス動作の周期を検出する毎に電圧判定部４４bにコンデンサの充電状態の判定を指示する。電圧判定部４４bはパルス動作の周期毎に、電圧検出部６０で検出したキャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達したか否かの判定、又はキャパシタ電圧ＶCと前周期のキャパシタ電圧ＶCとの差である電圧変化ΔＶCが設定値よりも大きな電圧変化であるか否かの判定を行う。

キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達していない場合、あるいは電圧変化ΔＶCが設定値を越える場合には、周波数制御部４４cは、可変周波数部４４c2の可変周波数ｆBを用いて駆動回路２３を制御する。可変周波数部４４c2は、周期毎に、可変周波数ｆBを漸次増加させて更新する。

可変周波数部４４c2は、前周期の可変周波数ｆBにΔDutyを加算又は減算することにより可変周波数ｆBを更新する。最初の可変周波数ｆBは、前周期の可変周波数として初期周波数ｆAを用いる。

キャパシタ電圧ＶCが設定電圧に達した場合、あるいは電圧変化ΔＶCが設定値を越えない場合には、可変周波数ｆBから定常段階におけるパルスモード周波数ｆPUに切り替え、パルスモード周波数部４４c3のパルスモード周波数ｆPUを用いて駆動回路２３を制御する。

［直流パルス電源装置の構成例］
以下、直流パルス電源装置の構成例について説明する。構成例の直流パルス電源装置のパルス部は、直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する回生部を備える。回生部は直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成として、直流リアクトルに並列接続したコンデンサを備える。回生部は、直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する他、電圧クランプ部３０clと同様にコンデンサのキャパシタ電圧をクランプし、コンデンサに並列接続される直流リアクトルのリアクトル電圧をキャパシタ電圧にクランプする。

第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端のリアクトル電圧を回生する構成であり、第２〜第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。また、回生するリアクトル電圧について、第１〜第５の構成例は直流電源の低電圧側の電圧を基準電圧としている。

［直流パルス電源装置の第１の構成例］
本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例について図６を用いて説明する。

本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷５に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ａ、駆動回路２３と回生部３０を制御する制御回路部４０、及びキャパシタ電圧を検出する電圧検出部６０を備え、出力ケーブル３を介して負荷５にパルス出力を供給する。図６では、負荷５としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷５はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。

（直流電源部）
直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイクの高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図６に示す構成では、負荷５としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。

単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。

（パルス部）
パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧の高電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。

制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるために、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。

駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。

スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。

（回生部）
回生部３０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部３０は、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。

キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０はキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。

また、図６に示す回路構成では、回生部３０は、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。

インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。

変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。

整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。

なお、回生部３０の構成は直流リアクトル２１ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源側の回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。

（回生部の構成例）
図７を用いて直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。

回生部３０は、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1〜ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1〜ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。

［直流パルス電源装置の第２の構成］
図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０の昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２とを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｂ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂ−２の一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｂ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉDCLによって第１の直流リアクトル２１ｂ−１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂ−２にはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第２の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。

[直流パルス電源装置の第３の構成]
図９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。

複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２とが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ｃ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｃ−２の一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｃを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｃに電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉDCLによって第１の直流リアクトル２１ｃ−１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｃ−２には第１の直流リアクトル２１ｃ−１との磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｃ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｃ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第３の構成例の回生部は、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ−１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ−１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｃ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｃ−１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。

[直流パルス電源装置の第４の構成]
図１０を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｄの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。

第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。

複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２とを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ｄ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｄ−２の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｄ−１を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｄ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉDCLによって第１の直流リアクトル２１ｄ−１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｄ−２には第１の直流リアクトル２１ｄ−１との磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｄ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｄ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｄ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ−１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ−１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｄ−２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。

［直流パルス電源装置の第５の構成］
図１１を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは直流電源の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１ｅは直流電源の高電圧側の電源ラインに接続される。

パルス部２０Ｅにおいて、タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２とを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｅ−１の一端は直流電源の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｅ−２の一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ｅー１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｅ−２を介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ｅー１、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｅ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉDCLによって第１の直流リアクトル２１ｅ−１にはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｅ−２にはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第５の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１に発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｄから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖｏ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｅ−１のリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。

第１の構成例〜第５の構成例に示した直流パルス電源装置において、制御回路部４０は、一定周期でパルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備え、パルスモード制御部は、周波数を可変とする周波数制御部を備える。周波数制御部は、パルス動作の初期段階において、周波数を可変とすることにより、パルスモードの初期段階における磁気飽和を抑制する。

また、スイッチング素子のＳ端子の電圧をサージ電圧よりも低い電圧にクランプして、スイッチング素子に加わる過剰な電圧上昇を抑制すると共に、パルスモード制御部の周波数制御により、直流リアクトル２１ａ〜２１ｅの磁気飽和をリセットさせる。

なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。

１ 直流パルス電源
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
５ 負荷
１０ 直流電源部
１１ 整流器
１２ スナバ回路
１３ 単相インバータ回路
１４ 単相変圧器
１５ 整流器
１６ キャパシタ
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ パルス部
２１，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ，２１ｅ 直流リアクトル
２２ スイッチング素子
２３ 駆動回路
３０ 回生部
３０cl 電圧クランプ部
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
３３ インバータ回路
３３ａ ブリッジ回路
３３ｂ 駆動回路
３４ 変圧器
３５ 整流器
４０ 制御回路部
４１ モード切替部
４２ イグニッションモード制御部
４３ 直流モード制御部
４４ パルスモード制御部
４４a 周期検出部
４４b 電圧判定部
４４c 周波数制御部
４４c1 初期周波数部
４４c2 可変周波数部
４４c3 パルスモード周波数部
５０ 負荷
６０ 電圧検出部
１００ 直流パルス電源装置
１１０ 直流電源部
１２０ パルス部
１２０Ａ パルス部
１２１，１２１Ａ，１２１Ｂ 直流リアクトル
１２２，１２２Ａ，１２２Ｂ スイッチング素子
１２３ 駆動回路
１３０ 電圧クランプ部
１４０ 制御回路部
１５０ 負荷
Ｃ コンデンサ
Ｄ ドレイン
Ｇ ゲート
ＱR1-ＱR4 スイッチング素子
Ｓ ソース
Ｓoff 電圧時間積
Ｓon 電圧時間積
Ｔ 時間幅
ＴA 時間幅
ＴB 時間幅
ＴPU 時間幅
Ｔfix 固定時間幅
Ｔoff 時間幅
ＴoffA 初期値
ＴoffB 時間幅
Ｔon 時間幅
ＴonA 初期値
ＴonB 時間幅
Ｔva 可変時間幅
ＶAB 直流電圧
ＶC キャパシタ電圧
ＶC1 キャパシタ電圧
ＶDCL リアクトル電圧
ＶDCL1 リアクトル電圧
ＶDCL2 リアクトル電圧
Ｖin 回生入力電圧
Ｖo 出力電圧
ｆA 初期周波数
ｆB 可変周波数
ｆPU パルスモード周波数
ｉDCL 直流リアクトル電流
ΔＶC 電圧変化
α 制御信号

Claims (9)

1. 直流電源と、
   前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
   前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたコンデンサを含み、当該コンデンサのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧にクランプする電圧クランプ部と、
   前記パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備え、
   前記制御回路部は、パルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御部を備え、
   前記パルスモード制御部は、周波数を可変とする周波数制御部を備え、
   前記周波数制御部は、前記パルス動作の初期段階の複数周期において、
   各周期の時間幅を漸次減少させることにより、パルス動作の周波数を可変とする可変周波数でパルス動作させ、
   直流リアクトルの磁気飽和をリセットすることを特徴とする直流パルス電源装置。
2. 前記周波数制御部は、
   前記パルス動作の初期段階の複数周期の各周期において、
   前記可変周波数のパルス動作は、スイッチング素子を閉じて直流リアクトルを通電状態とするオン期間の時間幅を固定し、スイッチング素子を開いて直流リアクトルをキャパシタ電圧にクランプするオフ期間の時間幅を漸次減少させるパルス動作であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
3. 前記周波数制御部は、
   前記パルス動作の初期段階後の定常段階において、
   前記周期の時間幅が固定された定常周波数でパルス動作させ、
   前記コンデンサのキャパシタ電圧又はキャパシタ電圧の電圧変化に基づいて、前記可変周波数から定常周波数へ切り替えることを特徴とする、請求項１から請求項２の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
4. 前記パルスモード制御部は前記キャパシタ電圧の電圧又は電圧変化に基づいてコンデンサの充電状態を判定する電圧判定部を備え、
   前記周波数制御部は、前記電圧判定部がキャパシタ電圧の電圧又は電圧変化により判定した結果に基づいて、前記可変周波数から前記定常周波数へ切り替えることを特徴とする、請求項３に記載の直流パルス電源装置。
5. 前記直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源に回生する回生部を備え、
   前記回生部は前記直流リアクトルに並列接続された前記コンデンサを備え、前記コンデンサは前記直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項１〜４の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
6. 直流電源と、
   前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
   前記直流電源に接続され、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路を備えた昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部と、
   前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたコンデンサを含み、当該コンデンサのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧にクランプする電圧クランプ部と、
   前記パルス部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路部を備えた直流パルス電源装置の制御方法であり、
   前記制御回路部は、
   パルス出力を生成するパルスモードのパルス動作を制御するパルスモード制御において、
   前記パルス動作の初期段階の複数周期において、
   各周期の時間幅を漸次減少させることにより、パルス動作の周波数を可変とする可変周波数で周波数制御を行い、
   前記可変周波数のパルス動作は、
   スイッチング素子を閉じて直流リアクトルを通電状態とするオン期間の時間幅を固定し、スイッチング素子を開いて直流リアクトルをキャパシタ電圧にクランプするオフ期間の時間幅を漸次減少させるパルス動作であり、
   直流リアクトルの磁気飽和をリセットすることを特徴とする、直流パルス電源装置の周波数制御方法。
7. 前記制御回路部は、
   前記コンデンサのキャパシタ電圧の規定電圧への充電に基づいて、前記初期段階から定常段階へ切り替えることを特徴とする、請求項６に記載の直流パルス電源装置の周波数制御方法。
8. 前記制御回路部は、
   前記コンデンサのキャパシタ電圧の電圧変化が所定の変動幅内に収まることに基づいて、前記初期段階から定常段階へ切り替えることを特徴とする、請求項７に記載の直流パルス電源装置の周波数制御方法。
9. 前記規定電圧は前記直流リアクトルの磁気飽和をリセットするリセット電圧であることを特徴とする請求項８に記載の直流パルス電源装置の周波数制御方法。

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