JP3635538B2 - プラズマ発生用直流電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源装置に係り、詳細には、スパッタリング用のプラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体等の製造工程において、スパッタリング用のプラズマ発生装置に安定な直流電力を供給する電源装置（以下、適宜「ＤＣ電源」という。）としては、負荷に対して電圧源として作用する電圧型直流電源装置が使用されていた。
【０００３】
図９は、従来のＤＣ電源５の構成を示す一例である。同図によれば、ＤＣ電源５は、ブレーカ３、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ２１、変圧器１４、整流器１５及び直流フィルタ２２より構成される。
【０００４】
整流器１１は、整流素子であるダイオード等を用いたブリッジ型の３相全波整流回路等であり、商用電源２から、ブレーカ３を介して入力される交流電力を全波整流し、直流電力に変換する。
【０００５】
直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬF1及び平滑コンデンサＣF1からなるＬＣフィルタであり、整流器１１にて整流された直流電力を平滑する。
【０００６】
インバータ２１は、ブリッジ接続された半導体スイッチからなり、直流フィルタ１２により平滑された直流電力を、交流電力に変換する。また、インバータ２１は、パルス巾制御やパルス周波数制御等による電圧型インバータである。
【０００７】
変圧器１４は、相互に電磁結合された２つの巻線（一次巻線と二次巻線）からなる変圧器であり、一次巻線に印加されたインバータ２１の出力電圧を、その巻線比に応じて変圧し、二次巻線に発生する。
【０００８】
整流器１５は、ダイオード等を用いたブリッジ式の全波整流回路等であり、変圧器１４の二次巻線に発生された交流電力を整流し、直流電力に変換する。
【０００９】
直流フィルタ２２は、直流リアクトルＬF3及び平滑コンデンサＣF3からなるＬＣフィルタであり、整流器１５により整流された直流電力を平滑する。
【００１０】
このように、ＤＣ電源５は、入力される交流電力を整流・平滑して直流電力を生成した後、インバータ２１により交流電力に変換し、変圧後、再度整流・平滑することで直流電力を出力している。つまり、電圧源として動作し、放電電流は、出力電圧とプラズマ発生装置４のインピーダンスとにより決まる。即ち、ＤＣ電源５は、電圧型直流電源装置である。
【００１１】
ところで、プラズマ発生中、プラズマ発生装置４にアーク放電が発生すると、これによって成膜が損傷する恐れがある。このような、成膜に有害なアーク放電への対処法として、従来から次の▲１▼〜▲３▼があった。
【００１２】
▲１▼電源を一時停止する。
この場合、ＤＣ電源５は、アーク放電の発生を検出すると、その動作を一時停止する。そして、一定時間経過後、運転を再開する。
【００１３】
▲２▼ＬＣ振動により逆電圧を印加する。
この場合、ＤＣ電源５には、直流フィルタ２２とプラズマ発生装置４との間に、リアクタンス及びコンデンサを組み合わせたＬＣ振動回路が備えられる。そして、共振現象の一種であるＬＣ振動により逆電圧を発生させて、発生したアークを自己消弧させる。
【００１４】
▲３▼半導体スイッチ素子により逆電圧を印加する。
この場合、ＤＣ電源５には、直流フィルタ２２とプラズマ発生装置４との間に、半導体スイッチ素子を含む逆電圧発生回路２０が備えられる。そして、アーク放電の発生を検出すると、半導体スイッチ素子により逆電圧を発生させ、発生したアークを強制消弧させる。
また、この逆電圧発生回路には、放電電流の増加或いは放電電圧の減少を検出し、アーク電流が流れ始める前に、アークを強制消弧させることが可能なものもある。
【００１５】
このように、アーク放電の対処法として、▲１▼〜▲３▼の３つの方法があり、要求される成膜の品質に応じて、これら▲１▼〜▲３▼の内から選択されていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＤＣ電源５には次のような問題があった。
【００１７】
（１）アーク放電が頻繁に発生する場合、上記▲１▼〜▲３▼の方法では出力電流が制御できない。
▲１▼の電源供給を一時停止させる方法では、アーク発生の度にＤＣ電源５の動作を停止させるため、ＤＣ電源５は、頻繁に動作／停止を繰り返していた。また、この方法では、動作は停止しても直流フィルタ２２のエネルギーは放出されてしまうので成膜には被害を与える。
【００１８】
また、▲２▼のＬＣ振動による方法、或いは▲３▼の半導体スイッチによる方法では、アーク消弧動作を繰り返しているうちに、ＤＣ電源５の出力電流が次第に増加し、一定値以上となると、保護回路の働きによって、ＤＣ電源５は、結局▲１▼と同じように停止していた。
【００１９】
尚、出力電流の増加を抑制するため、直流リアクトルを直列に挿入する方法があった。しかし、この直流リアクトルは一般に形状が大きいものであり、費用面、構造面、収納面で問題となっていた。
【００２０】
（２）正常放電の再開に時間的遅延が生じること。
▲１▼の場合はＤＣ電源５を再稼動させるのでＤＣ電源５の立上り時間を要し、ＤＣ電源５を停止しない▲２▼、▲３▼においても、配線インピーダンス等によって、放電電流の再通流に遅れが生じ、正常放電の再開に時間的遅延が生じることがある。
【００２１】
現在のスパッタリング工程では、１回の工程における放電時間が短縮化される傾向にある。このため、アーク放電が多頻度で発生すると、放電再開の際の時間的遅延が無視できなくなる。つまり、正常放電している時間の総和が結果的に短くなり、成膜の膜厚不足等の品質低下を引き起こすこととなっていた。
【００２２】
（３）プラズマ発生装置の定電圧特性に対して放電電流が制御できず動作が不安定になること。
プラズマ発生装置４をＤＣ電源５の負荷として見た時、その電圧−電流特性は、ほぼ定電圧特性に近い。つまり、注入される直流電力の大小に対して、電流は大きく変化するが、電圧はほとんど変化しない。従って、ＤＣ電源５から見れば、プラズマ発生装置４への供給電力の制御は、電圧よりも電流を制御する要素が高いことになる。
【００２３】
しかし、上述のように、ＤＣ電源５は電圧源として作用する電圧型直流電源装置である。つまり、電圧源として出力電力を供給している。このことは、ＤＣ電源５が電流源として動作した場合に比べて不安定になりやすく、無用な振動現象や乱調を引き起こす原因となっていた。
【００２４】
このように、従来のＤＣ電源５には、上記（１）〜（３）の３つの問題があった。言い換えれば、以下の３つの機能が要求されているといえる。
（ａ）アーク消弧を確実に行い、アーク発生状況においても出力電流が制御されていること。
（ｂ）アーク放電の消弧後、正常放電を速やかに再開すること。
（ｃ）放電電流を安定に保つこと。
【００２５】
そして、本発明は、上記（ａ）〜（ｃ）の３つの要求を満たすＤＣ電源を実現することを、目的としている。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、
直流電力をプラズマ発生装置に供給するための直流電源装置であって、
入力される交流電力を直流変換する入力部（例えば、図１のブレーカ３、整流器１１及び直流フィルタ１２）と、
前記入力部の次段に接続された電流型インバータ（例えば、図１のインバータ１３）と、
前記電流型インバータが一次側に接続された変圧器（例えば、図１の変圧器１４）と、
前記変圧器の二次側に発生させた交流電力を整流する整流器部（例えば、図１の整流回路１５）と、
前記整流器部の整流出力を平滑する平滑回路（例えば、図１の平滑コンデンサＣF2と）と、
を備え、
前記平滑回路の平滑出力を前記直流電力として前記プラズマ発生装置に供給し、
前記電流型インバータのスイッチング動作を制御して前記電流型インバータが発生する電流を変化させることによって、前記電流型インバータを電流源として制御するとともに、前記プラズマ発生装置への供給電力量を制御することを特徴としている。
【００２７】
この請求項１に記載の発明によれば、電流型インバータのスイッチング動作を制御してこの電流型インバータが発生する電流を変化させることによって、電流型インバータを電流源として制御するとともに、プラズマ発生装置への供給電力量を制御する。即ち、負荷であるプラズマ発生装置には、電流源動作で安定した直流電力を供給する、いわゆる電流型直流電源装置を実現できる。
また、負荷としてのプラズマ発生装置は、入力される直流電力の大小に応じて電流は大きく変わるのに対し、電圧はさほど変化しないという定電圧に近い特性をもっている。このため、電圧源ではなく電流源として電力を制御することで、より安定した制御が可能となる。
また、電流源として動作するので、変圧器の二次電流は、二次回路のインピーダンスの影響を受けない。このため、電圧形の場合には変圧器の二次側に設けられていた直流リアクトルが不要となり、装置規模を縮小することができる。
【００２８】
尚この時、請求項２に記載の発明のように、請求項１に記載の直流電流現の前記電流型インバータは、共振リアクトル（例えば、図１の共振リアクトルＬR）及び共振コンデンサ（例えば、図１の共振コンデンサＣR）を直列接続して構成される直列共振型インバータであることとしても良い。
【００２９】
また、請求項３に記載の発明は、
請求項１又は２に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第１の三次巻線（例えば、図１の三次巻線２１）と、
当該第１の三次巻線に発生させた交流電力を整流し、直流電力を蓄積するコンデンサ（例えば、図１の整流器２２及び平滑コンデンサＣB）と、
前記プラズマ発生装置への出力電圧が所定の閾値電圧を下回ったか否かを監視し、下回った場合に前記コンデンサの蓄積電力を放電することで前記プラズマ発生装置に逆方向電圧を印加する電圧印加部（例えば、図１の半導体スイッチＱ５及び直流リアクトルＬB）と、
を有する逆電圧発生回路（例えば、図１の逆電圧発生回路２０）を更に備えることを特徴としている。
【００３０】
この請求項３に記載の発明によれば、プラズマ発生装置に逆方向電圧を印加することができる。従って、プラズマ発生装置にアークが発生した場合、直ちに逆電圧を印加させることで、アークを強制消弧することが可能となる。
また、アークを消弧した後、プラズマ発生装置の特性や配線インピーダンス等によって放電電流の再通流に時間的遅れが生じることがあるが、このような場合に、当該直流リアクトルに蓄えられていたエネルギーを放出することで、放電電流の再通流を促進し、アーク消弧後の放電中断時間を短縮することができる。
また、出力電圧が所定の閾値電圧を下回ったか否かにより、逆電圧の印加を実施することができる。従って、出力電圧の変化（例えば微分値）ではなく、出力電圧の値そのものを監視しているため、例えば正常放電再開時の一時的な電圧急変を、アークと誤検出してしまうことを防止できる。
【００３１】
また、請求項４に記載の発明は、
請求項１〜３の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第２の三次巻線（例えば、図１の三次巻線４１）を有し、当該第２の三次巻線に発生させた交流電力を整流して直流電力へ変換後、前記入力部へ回生させる電力回生手段（例えば、図１の電力回生回路４０）を更に備えることを特徴としている。
【００３２】
この請求項４に記載の発明によれば、電流型インバータの送出電力の一部或いは全部を、入力部へ回生させることができる。従って、例えばプラズマ発生装置の負荷が軽くなり、電流型インバータが送出する最小電力を下回った場合、制御不能となってしまうが、このような場合に、電流型インバータの送出電力と負荷での消費電力との差分に相当する電力を入力部へ回生させることで、より広い出力範囲において、安定した制御を実現できる。
【００３３】
また、請求項５に記載の発明は、
請求項１〜４の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第３の三次巻線（例えば、図１の三次巻線３１ａ、３１ｂ）を有し、当該第３の三次巻線から得られる直流電力を前記変圧器の二次巻線から得られる主直流電力に重畳することで、装置出力電圧を一時的に昇圧させる昇圧手段（例えば、図１の着火電源回路３０）を更に備えることを特徴としている。
【００３４】
この請求項５に記載の発明によれば、直流電源装置の出力電圧を一時的に昇圧できる。従って、プラズマ発生装置の動作開始時に、出力電圧を一時的に増加させることで放電開始に要する高電圧を供給し、速やか且つ確実な放電開始を実現することができる。また、この機能を動作開始時に限定して使用することで、着火電源回路の電流的負担は軽減できる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。また、以下の説明において、図９と同一要素については同符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００３６】
図１は、本実施の形態のＤＣ電源１の回路構成を示す図である。
同図によれば、ＤＣ電源１には、商用電源２から供給される３相交流電力が入力される。そして、ＤＣ電源１は、入力される交流電力を直流電力に変換し、プラズマ発生装置４へ出力する。即ち、ＤＣ電源１は、ＡＣ−ＤＣコンバータとして機能する。
【００３７】
また、ＤＣ電源１は、ブレーカ３、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ１３、変圧器１４、整流回路１５、平滑コンデンサＣF2、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０を備えている。
【００３８】
整流器１１は、整流素子であるダイオード等を用いた３相全波整流回路であり、ブレーカ３を介して入力される３相交流電力を整流し、直流電力に変換する。整流器１１の出力正端子は、直流フィルタ１２の後述する直流リアクトルＬF1の一端に、出力負端子は、直流フィルタ１２の後述する平滑コンデンサＣF1の他端に、それぞれ接続されている。
【００３９】
直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬF1と平滑コンデンサＣF1とからなるＬＣフィルタであり、整流器１１にて整流された直流電力を平滑する。
直流リアクトルＬF1は、その一端が整流器１１の出力正端子に、他端が平滑コンデンサＣF1の一端に、それぞれ接続されている。
【００４０】
平滑コンデンサＣF1は、その一端が直流リアクトルＬF1の他端に、他端が整流器１１の出力負端子に、それぞれ接続されている。更に、平滑コンデンサＣF1の一端には、電力回生回路４０の後述するダイオードＤ７のカソードが、他端には、電力回生回路４０の後述する半導体スイッチＱ７のエミッタが、それぞれ接続されている。
【００４１】
インバータ１３は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及び共振リアクトルＬRと共振コンデンサＣFとが直列接続された直列共振タンクからなる直列共振型インバータである。
【００４２】
半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに入力される電圧信号（以下、「ゲート信号」という。）により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態（即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。
【００４３】
また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には、それぞれ、ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４が逆並列接続されている。ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は、共振電流が振動の後半で平滑コンデンサＣF1に流れ込む際に通流する。
【００４４】
そして、半導体スイッチＱ１のエミッタと半導体スイッチＱ２のコレクタとが接続され、半導体スイッチＱ３のエミッタと半導体スイッチＱ４のコレクタとが接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の各コレクタが互いに接続され、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の各エミッタが互いに接続されている。
【００４５】
更に、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の接続点と、直流リアクトルＬF1及び平滑コンデンサＣF1の接続点が、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の接続点と、平滑コンデンサＣF1の他端とが、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点には、共振リアクトルＬRの一端が、半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点には、共振コンデンサＣRの一端が、それぞれ接続されている。
【００４６】
共振リアクトルＬRは、その一端が半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に、他端が変圧器１４の後述する一次巻線１４ａの巻始めに、それぞれ接続されている。
共振コンデンサＣRは、その一端が半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点に、他端が変圧器１４の後述する一次巻線１４ａの巻終りに、それぞれ接続されている。
【００４７】
そして、インバータ１３は、相対向する２対の半導体スイッチ、即ち半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返して、直流フィルタ１２から入力される直流電力を、略正弦波交流に変換する。
【００４８】
また、共振リアクトルＬRのインダクタンスをＬR、共振コンデンサＣRのキャパシタンスをＣRとすると、共振現象の周期（共振周期）ＴRは、次式で与えられる。
【数１】
【００４９】
変圧器１４は、相互に電磁結合された一次巻線１４ａ及び二次巻線１４ｂからなる変圧器であり、一次巻線１４ａに印加される交流電圧を、一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻線比に従って変圧し、二次巻線１４ｂに発生する。
【００５０】
一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬRの他端に、巻終りが共振コンデンサＣRの他端に、それぞれ接続されている。
二次巻線１４ｂは、巻始めが整流回路１５の後述するダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に、巻終りが整流回路１５の後述するダイオードＤ３、Ｄ４の接続点に、それぞれ接続されている。更に、二次巻線１４ｂの巻始めには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ａの巻終わりが、巻終りには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ｂの巻始めが、それぞれ接続されている。
【００５１】
整流回路１５は、ブリッジ接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４からなり、変圧器１４の二次巻線１４ｂに発生される交流電力を整流する。
即ち、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとが接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ３の各アノードが互いに接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４の各カソードが互いに接続されている。
【００５２】
更に、ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点には、変圧器１４の二次巻線１４ｂの巻始めが、ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点には、二次巻線１４ｂの巻終りが、それぞれ接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ３の接続点には、平滑コンデンサＣF2の一端が、ダイオードＤ２、Ｄ４の接続点には、平滑コンデンサＣF2の他端が、それぞれ接続されている。
【００５３】
平滑コンデンサＣF2は、整流回路１５により整流された電力を平滑する。また、平滑コンデンサＣF2は、その一端がダイオードＤ１、Ｄ３の接続点に、他端がダイオードＤ２、Ｄ４の接続点に、それぞれ接続されている。
【００５４】
尚、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０については、その詳細を後述する。
【００５５】
次に、ＤＣ電源１の動作を説明する。
ここで、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０は、詳細は後述するが、何れも、正常放電時においては機能しなくともよい。このため、図１に示すＤＣ電源１の構成からこれらの回路を取り除いた構成を図２に示し、この図２を参照して、正常放電時における動作を、以下、説明する。
【００５６】
また、図２においては、整流器１１及び直流フィルタ１２により変換された直流電力、即ちインバータ１３へ入力される直流電力が直流電源Ｖgに、ＤＣ電源１からみたプラズマ発生装置４が負荷抵抗ＲLに、それぞれ等価的に置き換えて示されている。
【００５７】
ここで、同図においては、ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉについて、図中矢印方向を正方向と定める。即ち、インバータ１３への入力電圧Ｖgは、図中上方向を正方向とする。インバータ１３の出力電流、即ち共振リアクトルＬRに流れる共振電流ＩRは、図中右方向を正方向とする。変圧器１４の一次巻線１４ａに印加される一次電圧Ｖ1及び二次巻線１４ｂに発生する二次電圧Ｖ2は、ともに、図中上方向を正方向とする。二次巻線１４ｂの巻始めから流れ出る二次電流Ｉ2は、図中右方向を正方向とする。
【００５８】
また、整流回路１５から出力される整流電流Ｉ3は、図中右方向を正方向とする。平滑コンデンサＣFに流れる平滑電流Ｉ4は、図中下方向を正方向とする。そして、平滑コンデンサＣFに発生する電圧、即ち負荷抵抗ＲLに印加される出力電圧ＶLは、図中上方向を正方向とし、負荷抵抗ＲLに流れる出力電流ＩLは、図中右方向を正方向とする。
【００５９】
図３は、図２のＤＣ電源１の動作を示すタイムチャートである。図３においては、横軸を共通な時刻ｔとして、上記ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉの波形が示されている。
【００６０】
即ち、同図（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを示している。また、同図（ｂ）は、共振電流ＩRを、同図（ｃ）は、二次電流Ｉ2を、同図（ｄ）は、整流電流Ｉ3を、同図（ｅ）は、平滑電流Ｉ4を、同図（ｆ）は、出力電流ＩLを、それぞれ示している。同図（ｇ）は、一次電圧Ｖ1を、同図（ｈ）は、二次電圧Ｖ2を、そして同図（ｉ）は、出力電圧ＶLを、それぞれ示している。
【００６１】
同図（ａ）によれば、半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対は、インバータ周期ＴSの半周期毎に、交互にＯＮとなる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、それぞれに与えられるゲート信号のパルス幅ＷPに相当する時間だけ、ＯＮとなる。但し、ＴR／２＜ＷP＜ＴR、である。
【００６２】
（１）時刻ｔ１〜ｔ２
時刻ｔ１において、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなると、共振電流ＩRが正方向へ流れるとともに、変圧器１４の一次巻線１４ａには、一次電圧Ｖ1が正方向に印加される。そして、二次巻線１４ｂには、一次電圧Ｖ1のｎ倍のレベルの二次電圧Ｖ2が正方向に発生するとともに、共振電流ＩRの１／ｎの振幅を持つ二次電流Ｉ2が、正方向に流れる。但し、一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻線比を、１：ｎ、とする。
【００６３】
また、二次電流Ｉ2が正方向に流れるため、ダイオードＤ２、Ｄ３が通流し、二次電流Ｉ2と振幅が等しい整流電流Ｉ3が、負方向へ流れる。整流電流Ｉ3は、平滑コンデンサＣF2を充電する平滑電流Ｉ4と、負荷抵抗ＲLに流れる出力電流ＩLに分流し、負荷抵抗ＲLには出力電流ＩLが流れることで出力電圧ＶLが発生する。
【００６４】
（２）時刻ｔ２〜ｔ３
時刻ｔ１から、共振周期ＴRの半周期ＴR／２に相当する時間が経過すると、時刻ｔ２において、共振電流ＩRは、その極性が反転して負方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３はともにＯＦＦであるので、半導体スイッチＱ１、Ｑ４に逆並列接続されているダイオードｄ１、ｄ４が通流する。
【００６５】
これに伴い、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2及び二次電流Ｉ2も、それぞれ、その極性が反転する。即ち、一次電圧Ｖ1及び二次電圧Ｖ2が負方向に発生し、二次電流Ｉ2が負方向に流れる。そして、二次電流Ｉ2が負方向に流れることで、ダイオードＤ１、Ｄ４が通流し、二次電流Ｉ2と振幅が等しい整流電流Ｉ3が、負方向に流れる。
【００６６】
また、整流電流Ｉ3が負方向へ流れるため、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（１）時刻ｔ１の場合と同様の働きとなる。
【００６７】
（３）時刻ｔ３〜ｔ４
時刻ｔ１から、ゲート信号のパルス幅ＷPに相当する時間が経過すると、時刻ｔ３において、半導体スイッチＱ１、Ｑ４はＯＦＦとなる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４に並列接続されているダイオードｄ１、ｄ４が通流しているため、共振電流ＩRは、引き続いて負方向へ流れ続ける。
【００６８】
従って、共振電流ＩR、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2、二次電流Ｉ2、整流電流Ｉ3、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（２）時刻ｔ２からの動作モードを続行する。
【００６９】
（４）時刻ｔ４
時刻ｔ１から、共振周期ＴRに相当する時間が経過すると、時刻ｔ４において、共振電流ＩRの極性が再度逆転しようとする。しかし、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は何れもＯＦＦであるため、共振電流ＩRは、直前まで通流していたダイオードｄ１、ｄ４の逆回復時間の間のみ、わずかに時刻ｔ１〜ｔ２と同方向側に流れ、共振動作を終了する。尚、逆回復時間における波形は値が小さいので、図３には示していない。これで1回の共振現象は終了する。
【００７０】
（５）時刻ｔ４〜ｔ５
この期間は、インバータ１３がＯＦＦのため、平滑コンデンサＣF2からの放出電流により出力電流ＩLは供給される。放出により平滑コンデンサＣF2の電圧はわずかに減少し、これが出力電圧ＶLの脈動分となる。
【００７１】
（６）時刻ｔ５
そして、時刻ｔ１から、インバータ周期ＴSの半周期ＴS／２に相当する時間が経過すると、時刻ｔ５において、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなり、共振電流ＩRが、負方向へ流れ始める。そして、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2、二次電流Ｉ2、整流電流Ｉ3、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（１）時刻ｔ１の場合と同様となる（但し、一時電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2及び二次電流Ｉ2の極性は反対）。
【００７２】
以上のように、出力電流ＩLは共振電流ＩRで決まり、その脈動分は、共振電流ＩRと平滑コンデンサＣF2で決まる。その結果、出力電流ＩLと負荷抵抗ＲLにより出力電圧ＶLが決まる。
【００７３】
続いて、上記Ｉ0の値、即ち出力電流ＩLの平均値ＩLAVについて説明する。
インバータ１３から出力される交流電力は、変圧器１４、整流回路１５及び平滑コンデンサＣF2を経て、負荷抵抗ＲLに供給される。
【００７４】
従って、図２に示すＤＣ電源１を、図４に示すように、変圧器１４を省略した等価回路に置き換えると、共振電流ＩRの平均値を、ＤＣ電源１の出力電流ＩLの平均値ＩLAVとして算出することができる。
【００７５】
図４において、ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉを、図中矢印方向を正方向と定める。即ち、共振リアクトルＬRに流れる共振電流ＩRは、図中右方向を、共振コンデンサＣRに印加される共振電圧ＶCRは、図中右方向を、それぞれ正方向とする。また、出力電流ＩLは、図中左方向を、出力電圧ＶLは、図中上方向を、それぞれ正方向とする。
【００７６】
図５は、共振電流ＩR及び共振電圧ＶCRの波形を示す図である。同図（ａ）は、共振電流ＩRを、同図（ｂ）は、共振電圧ＶCRを、それぞれ、横軸を共通な時刻ｔとして、示されている。
【００７７】
同図によれば、インバータ周期ＴSの半周期ＴS／２に相当する時間毎に、共振周期ＴRの１周期分の共振電流ＩRが流れる。従って、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、次式で与えられる。
【数２】
【００７８】
上式において、Ａ１は、共振周期ＴRの前半における、共振電流ＩRと時間軸とに囲まれた領域の面積を表しており、この期間での共振電流ＩRの積分値に相当する。但し、Ａ１＞０、である。
また、Ａ２は、共振周期ＴRの後半における、共振電流ＩRと時間軸とに囲まれた領域の面積を表しており、この期間での共振電流ＩRの積分値に相当する。但し、Ａ２＜０、である。
【００７９】
先ず、Ａ１を算出する。
図６（ａ）は、共振周期ＴRの前半における図４の等価回路を示す図である。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４が通流し、共振電流ＩRは正方向へ流れる。そして、共振リアクトルＬRに印加される電圧ＶLR1は、次式で与えられる。
【数３】
【００８０】
また、共振電流ＩRは、次式で与えられる。
【数４】
但し、ωRは、共振角周波数である。
【００８１】
従って、式（４）より、Ａ１は、次式となる。
【数５】
【００８２】
次に、Ａ２を算出する。
図６（ｂ）は、共振周期ＴRの後半における図４の等価回路を示す図である。この時、ダイオードｄ１、ｄ４が通流し、共振電流ＩRは負方向へ流れる。そして、共振リアクトルＬRに印加される電圧ＶLR2は、次式で与えられる。
【数６】
【００８３】
また、共振電流ＩRは、次式で与えられる。
【数７】
【００８４】
従って、式（７）より、Ａ２は、次式となる。
【数８】
【００８５】
また、式（２）は、式（５）、（８）により、次式となる。
【数９】
【００８６】
上式は、更に式（３）、（６）により、次式となる。
【数１０】
【００８７】
また、図５によれば、共振電圧ＶCR2は、次式で与えられる。
【数１１】
【００８８】
上式は、式（５）、（３）により、次式となる。
【数１２】
【００８９】
一方、図５によれば、共振電圧ＶCR3は、次式で与えられる。
【数１３】
【００９０】
上式は、式（８）、（６）により、次式となる。
【数１４】
【００９１】
ここで、図５によれば、
【数１５】
である。
【００９２】
従って、式（１２）は、式（１５）、（１４）より、次式となる。
【数１６】
【００９３】
また、式（１５）は、式（１４）、（１０）により、次式となる。
【数１７】
【００９４】
従って、式（１０）は、式（１７）、（１６）より、次式となる。
【数１８】
以上のように、出力電流ＩLの平均値ＩLAVを算出できる。
【００９５】
式（１８）において、ＣRは、共振コンデンサＣRのキャパシタンスであり、Ｖgは、直流電源Ｖgの電圧値である。即ち、何れも定数である。つまり、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、インバータ周期ＴSに依存する。
【００９６】
ところで、プラズマ発生装置４を負荷抵抗ＲLに置き換えた場合、「アーク放電の発生」は、「負荷抵抗ＲLの急速な減少」に、「不安定な放電現象」は、「負荷抵抗ＲLの一部の周期的又は非周期的な増減」とみなすことができる。
【００９７】
しかし、式（１８）に示すように、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、負荷抵抗ＲLの値に依存しない。即ち、ＤＣ電源１は、電流源として機能する。従って、アーク発生時、或いは不安定な放電状態であっても、ＤＣ電源１は、負荷であるプラズマ発生装置４に対して、電流の変動しにくい安定した直流電力を供給することができる。
【００９８】
続いて、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０について、説明する。
【００９９】
図１によれば、逆電圧発生回路２０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線２１、ブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流器２２、平滑コンデンサＣB、直流リアクトルＬB及び半導体スイッチＱ５からなる。
【０１００】
三次巻線２１は、その両端が整流器２２の入力端に接続され、三次巻線２１に発生する交流電力を、整流器２２に出力する。
【０１０１】
整流器２２は、その入力端が三次巻線２１の両端に、出力端が平滑コンデンサＣBの両端に、それぞれ接続されている。そして、三次巻線２１に発生される交流電力を全波整流し、平滑コンデンサＣBへ出力する。
【０１０２】
平滑コンデンサＣBは、その一端が、整流器２２の出力端子の一方及び半導体スイッチＱ５のコレクタに、他端が、整流器２２の出力端子の他方に、それぞれ接続されている。そして、整流器２２により整流された直流電力を平滑する。
【０１０３】
直流リアクトルＬBは、その一端が平滑コンデンサＣF2の一端に、他端が半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。
【０１０４】
半導体スイッチＱ５は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに入力される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。半導体スイッチＱ５は、そのエミッタが、リアクトルＬBの他端に、コレクタが、整流器２２の出力端の一方及び平滑コンデンサＣBの一端に、それぞれ接続されている。
【０１０５】
ここで、図７に示すように、逆電圧発生回路２０の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉを、図中矢印方向と正方向と定める。即ち、直流リアクトルＬBに流れる入力電流Ｉ51は、図中右方向を、半導体スイッチＱ５を流れる還流電流Ｉ52は、図中下方向を、それぞれ正方向とする。また、出力電流ＩLは、図中右方向を、出力電圧ＶLは、図中上方向を、それぞれ正方向とする。
【０１０６】
そして、逆電圧発生回路２０は、半導体スイッチＱ５に与えられるゲート信号により、次のように動作する。
図８は、逆電圧発生回路２０の動作を示すタイムチャートである。同図においては、横軸を共通の時刻ｔとして、上記逆電圧発生回路２０の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉの波形が示されている。
【０１０７】
即ち、同図（ａ）は、半導体スイッチＱ５のＯＮ／ＯＦＦを示している。同図（ｂ）は、出力電圧ＶLを、同図（ｃ）は、入力電流Ｉ51を、同図（ｄ）は、還流電流Ｉ52を、そして同図（ｅ）は、出力電流ＩLを、それぞれ示している。
【０１０８】
時刻ｔ１１において、アークが発生すると、出力電圧ＶLが低下し、時刻ｔ１２において、出力電圧ＶLが、予め所定電圧に設定された閾値を下回る。すると、ゲート信号が与えられることで、半導体スイッチＱ５はＯＮとなる。
【０１０９】
そして、出力側へ流れていた入力電流Ｉ51は、半導体スイッチＱ５を流れ、逆電圧発生回路２０内を還流する。即ち、還流電流Ｉ52が流れ始める。また、この時、整流器２２及び平滑コンデンサＣBにより整流・平滑された直流電力が、出力電圧ＶLに対して正方向に加算される。このため、逆電圧発生回路２０内で、平滑コンデンサＣF2の両端電圧と平滑コンデンサＣBの両端電圧との合成和が直流リアクトルＬBを介して短絡されることになるので、還流電流Ｉ52は、図８のような傾きを持つ。それとともに、出力電圧ＶLの印加方向は、負方向から正方向に逆転し、負荷であるプラズマ発生装置４に対して、逆電圧ＶCBが印加される。
【０１１０】
そして、ゲート信号のパルス幅Ｗに相当する時間が経過すると、時刻ｔ１３において、半導体スイッチＱ５がＯＦＦとなる。すると、逆電圧発生回路２０内を還流していた還流電流Ｉ52（入力電流Ｉ51）が、再度出力側へ転流される。
この時、直流リアクトルＬBに蓄えられていたエネルギーが放出されることで、負方向に印加される出力電圧ＶLが、一時的に増加する。このことにより、放電電流の再通流を促進し、正常放電を速やかに再開させることができる。
【０１１１】
また、ここでアークの発生は、出力電圧ＶLの値が閾値を下回ったか否かにより検出しているが、これは、次の理由による。
【０１１２】
▲１▼ＤＣ電源１は、電流型である。
上述のように、ＤＣ電源１は電流源として機能する。即ち、アークが発生しても、出力電流ＩLは増加しない。これに対して、プラズマ発生装置４はアーク電圧まで出力電圧ＶLが低下するので、出力電圧ＶLにより、アークの発生を検出している。
【０１１３】
▲２▼出力電圧ＶLの過渡現象でも誤検出しないようにする。
アークの発生は、出力電圧ＶLの変化（例えば微分値）によって検出する方法もあるが、上述のように、正常放電の再開時（図８の、時刻ｔ１３）には、出力電圧ＶLが急激に増加することがあり、その後、放電再開とともに出力電圧ＶLは正常放電電圧にまで低下する。この低下状態をアークの発生と誤検出しないようにするため、出力電圧ＶLの値そのものを監視し、閾値を超えた時点で、“アーク発生”と判断している。
【０１１４】
次に、着火電源回路３０について説明する。
図１によれば、着火電源回路３０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された２つの三次巻線３１ａ、３１ｂ、並列接続されたダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂ及び半導体スイッチＱ６より構成される。
【０１１５】
三次巻線３１ａは、その巻始めがダイオードＤ６ａのカソードに、巻終りが２次巻線１４ｂの巻始めに、それぞれ接続されている。三次巻線３１ｂは、その巻始めが二次巻線１４ｂの巻終りに、巻終りがダイオードＤ６ｂのカソードに、それぞれ接続されている。
【０１１６】
ダイオードＤ６ａは、そのカソードが三次巻線３１ａの巻始めに、アノードがダイオードＤ６ｂのアノード及び半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。ダイオードＤ６ｂは、そのカソードが三次巻線３１ｂの巻終わりに、アノードがダイオードＤ６ａのアノード及び半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。
【０１１７】
半導体スイッチＱ６は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに印加される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。また、半導体スイッチＱ６は、そのエミッタがダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂの各アノードに、コレクタがダイオードＤ１、Ｄ３の接続点に、それぞれ接続されている。
【０１１８】
そして、着火電源回路３０は、半導体スイッチＱ６のＯＮ／ＯＦＦにより、次のように動作する。
【０１１９】
即ち、半導体スイッチＱ６がＯＮとなると、三次巻線３１ａ、３１ｂそれぞれに発生される交流電力により、着火電源回路３０内に電流が流れる。この時、ダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂは、例えば共振周期ＴRの前半には三次巻線３１ａの発生電力によりダイオードＤ６ａが通流し、共振周期ＴRの後半には三次巻線３１ｂの発生電力によりダイオードＤ６ｂが通流するといったように、共振周期ＴRの半周期毎に、交互に通流する。
【０１２０】
従って、ダイオードＤ６ａとダイオードＤ４、ダイオードＤ６ｂとダイオードＤ２が交互に通流し、二次巻線１４ｂと三次巻線３１ａ、二次巻線１４ｂと三次巻線３１ｂの各々の電圧の重畳和が整流され、交互に出力される。
【０１２１】
ところで、プラズマ発生装置４は、放電を開始するために通常の放電電圧より高い電圧の印加を必要とする。そこで、プラズマ発生装置４の放電開始時に半導体スイッチＱ６をＯＮとし、この着火電源回路３０を機能させることで、ＤＣ電源１の出力電圧ＶLを一時的に上昇させ、速やかな放電開始を実現することができる。そして、着火成功後は、半導体スイッチＱ６をＯＦＦにして本回路を切り離せば良い。
【０１２２】
次に、電力回生回路４０について説明する。
図１によれば、電力回生回路４０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線４１、４つのダイオードがブリッジ接続されてなる整流器４２、直流リアクトルＬF4及び平滑コンデンサＣF4からなる直流フィルタ４３、ダイオードＤ７及び半導体スイッチＱ７より構成される。
【０１２３】
三次巻線４１は、その両端が整流器４２の入力端に接続され、三次巻線４１に発生される交流電力を、整流器４２に出力する。
【０１２４】
整流器４２は、その入力端が三次巻線４１の両端に、出力端が直流フィルタ４３の入力端に、それぞれ接続されている。そして、三次巻線４２に発生される交流電力を全波整流し、直流フィルタ４３へ出力する。
【０１２５】
直流フィルタ４３は、その入力端が整流器４２の出力端に、出力端が半導体スイッチＱ７のエミッタ及びコレクタに、それぞれ接続されている。そして、整流器４２により整流された直流電力を平滑する。
【０１２６】
ダイオードＤ７は、そのカソードが平滑コンデンサＣF1の一端に、アノードが直流フィルタ４３の出力端の一方及び半導体スイッチＱ７のコレクタに、それぞれ接続されている。
【０１２７】
半導体スイッチＱ７は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに印加される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。また、半導体スイッチＱ７は、そのコレクタが直流フィルタ４３の出力端の一方及びダイオードＤ７のアノードに、エミッタが直流フィルタ４３の出力端の他方及び平滑コンデンサＣF1の他端に、それぞれ接続されている。
【０１２８】
そして、電力回生回路４０は、半導体スイッチＱ７のＯＮ／ＯＦＦにより、次のように動作する。
【０１２９】
三次巻線４１に発生する交流電力は、整流器４２及び直流フィルタ４３により整流・平滑される。半導体スイッチＱ７がＯＮすると、直流リアクトルＬF4を介して短絡電流が流れ、直流リアクトルＬF4内にエネルギーが蓄積される。
【０１３０】
一方、半導体スイッチＱ７がＯＦＦとなると、直流リアクトルＬF4内に蓄積されていたエネルギーが開放され、電位的には整流器４２の出力電圧に重畳した形で、平滑コンデンサＣF1に向かって放出される。この様に、本回路はいわゆる昇圧型チョッパ回路であるが、この動作により、平滑コンデンサＣF1から送出された電力を、再び平滑コンデンサＣF1に回生できることになる。
【０１３１】
ところで、式（１８）に示すように、ＤＣ電源１の出力電流ＩLは、負荷抵抗ＲLに依存せず、インバータ周波数ＦS（＝１／ＴS）によって決まる。つまり、負荷が軽くなり、出力電流ＩLが減少するに伴い、インバータ周波数ＦSは徐々に下がり、下限周波数ＦSminに到達する。この状態が、インバータ１３による供給電力の下限に相当する。
【０１３２】
ところが、出力設定を更に軽くしていくと、インバータ１３による供給電力が出力設定値を上回るようになる。即ち、負荷に必要でない電力まで送出されることになり、ＤＣ電源１は制御不能となる。このため、軽負荷時には、インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生させる必要がある。そこで、軽負荷時には、電力回生回路３０を機能させることで、設定出力以上の電力を電源側に回生させ、安定した制御を実現できる。
【０１３３】
以上のような構成で、電流型インバータの使用により直流電源装置１を電流源化することで、負荷であるプラズマ発生装置４から影響されにくい、電流の安定した直流電力を出力することができる。また、電力回生回路４０を備えることで、軽負荷及び無負荷となった場合でも、安定した制御が可能となる。
更に、逆電圧発生回路２０により、発生したアークを直ちに強制消弧させることができる。また、着火電源回路３０により、プラズマ発生装置４の動作開始時には、速やか且つ確実な放電開始を実現させることが可能となる。
【０１３４】
尚、上記実施の形態においては、アナログ回路により実現されるＤＣ電源１について説明したが、これは、デジタル回路により実現されることとしても良い。
【０１３５】
【発明の効果】
本発明によれば、電流源化された安定した直流電力を出力し、プラズマ発生装置における放電電流を安定に保つことができる。また、アークの発生を確実に検出・強制消弧させることができるとともに、アークの消弧後は、正常放電を速やかに再開することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態におけるＤＣ電源の回路構成を示す図である。
【図２】図１のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図３】図２のＤＣ電源の動作を示すタイムチャートである。
【図４】図１のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図５】図４における共振電流及び共振電圧の波形を示す図である。
【図６】図４のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図７】逆電圧発生回路の構成を示す図である。
【図８】図７の逆電圧発生回路の動作を示すタイムチャートである。
【図９】従来のＤＣ電源の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ電源
３ ブレーカ
１１ 整流器
１２ 直流フィルタ
ＬF1 直流リアクトル
ＣF1 平滑コンデンサ
１３ インバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 半導体スイッチ
ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４ ダイオード
ＬR 共振リアクトル
ＣR 共振コンデンサ
１４ 変圧器
１４ａ 一次巻線
１４ｂ 二次巻線
１５ 整流回路
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＣF2 平滑コンデンサ
２０ 逆電圧発生回路
２１ 三次巻線
２２ 整流器
ＬB 直流リアクトル
ＣB 平滑コンデンサ
Ｑ５ 半導体スイッチ
３０ 着火電源回路
３１ａ、３１ｂ 三次巻線
Ｄ６ａ、Ｄ６ｂ ダイオード
Ｑ６ 半導体スイッチ
４０ 電力回生回路
４１ 三次巻線
４２ 整流器
４３ 直流フィルタ
ＬF4 直流リアクトル
ＣF4 平滑コンデンサ
Ｄ７ ダイオード
Ｑ７ 半導体スイッチ
２ 商用電源
４ プラズマ発生装置
５ 従来のＤＣ電源
２１ インバータ
２２ 直流フィルタ
ＬF3 直流リアクトル
ＣF3 平滑コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源装置に係り、詳細には、スパッタリング用のプラズマ発生装置に直流電力を供給する直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体等の製造工程において、スパッタリング用のプラズマ発生装置に安定な直流電力を供給する電源装置（以下、適宜「ＤＣ電源」という。）としては、負荷に対して電圧源として作用する電圧型直流電源装置が使用されていた。
【０００３】
図９は、従来のＤＣ電源５の構成を示す一例である。同図によれば、ＤＣ電源５は、ブレーカ３、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ２１、変圧器１４、整流器１５及び直流フィルタ２２より構成される。
【０００４】
整流器１１は、整流素子であるダイオード等を用いたブリッジ型の３相全波整流回路等であり、商用電源２から、ブレーカ３を介して入力される交流電力を全波整流し、直流電力に変換する。
【０００５】
直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬF1及び平滑コンデンサＣF1からなるＬＣフィルタであり、整流器１１にて整流された直流電力を平滑する。
【０００６】
インバータ２１は、ブリッジ接続された半導体スイッチからなり、直流フィルタ１２により平滑された直流電力を、交流電力に変換する。また、インバータ２１は、パルス巾制御やパルス周波数制御等による電圧型インバータである。
【０００７】
変圧器１４は、相互に電磁結合された２つの巻線（一次巻線と二次巻線）からなる変圧器であり、一次巻線に印加されたインバータ２１の出力電圧を、その巻線比に応じて変圧し、二次巻線に発生する。
【０００８】
整流器１５は、ダイオード等を用いたブリッジ式の全波整流回路等であり、変圧器１４の二次巻線に発生された交流電力を整流し、直流電力に変換する。
【０００９】
直流フィルタ２２は、直流リアクトルＬF3及び平滑コンデンサＣF3からなるＬＣフィルタであり、整流器１５により整流された直流電力を平滑する。
【００１０】
このように、ＤＣ電源５は、入力される交流電力を整流・平滑して直流電力を生成した後、インバータ２１により交流電力に変換し、変圧後、再度整流・平滑することで直流電力を出力している。つまり、電圧源として動作し、放電電流は、出力電圧とプラズマ発生装置４のインピーダンスとにより決まる。即ち、ＤＣ電源５は、電圧型直流電源装置である。
【００１１】
ところで、プラズマ発生中、プラズマ発生装置４にアーク放電が発生すると、これによって成膜が損傷する恐れがある。このような、成膜に有害なアーク放電への対処法として、従来から次の▲１▼〜▲３▼があった。
【００１２】
▲１▼電源を一時停止する。
この場合、ＤＣ電源５は、アーク放電の発生を検出すると、その動作を一時停止する。そして、一定時間経過後、運転を再開する。
【００１３】
▲２▼ＬＣ振動により逆電圧を印加する。
この場合、ＤＣ電源５には、直流フィルタ２２とプラズマ発生装置４との間に、リアクタンス及びコンデンサを組み合わせたＬＣ振動回路が備えられる。そして、共振現象の一種であるＬＣ振動により逆電圧を発生させて、発生したアークを自己消弧させる。
【００１４】
▲３▼半導体スイッチ素子により逆電圧を印加する。
この場合、ＤＣ電源５には、直流フィルタ２２とプラズマ発生装置４との間に、半導体スイッチ素子を含む逆電圧発生回路２０が備えられる。そして、アーク放電の発生を検出すると、半導体スイッチ素子により逆電圧を発生させ、発生したアークを強制消弧させる。
また、この逆電圧発生回路には、放電電流の増加或いは放電電圧の減少を検出し、アーク電流が流れ始める前に、アークを強制消弧させることが可能なものもある。
【００１５】
このように、アーク放電の対処法として、▲１▼〜▲３▼の３つの方法があり、要求される成膜の品質に応じて、これら▲１▼〜▲３▼の内から選択されていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＤＣ電源５には次のような問題があった。
【００１７】
（１）アーク放電が頻繁に発生する場合、上記▲１▼〜▲３▼の方法では出力電流が制御できない。
▲１▼の電源供給を一時停止させる方法では、アーク発生の度にＤＣ電源５の動作を停止させるため、ＤＣ電源５は、頻繁に動作／停止を繰り返していた。また、この方法では、動作は停止しても直流フィルタ２２のエネルギーは放出されてしまうので成膜には被害を与える。
【００１８】
また、▲２▼のＬＣ振動による方法、或いは▲３▼の半導体スイッチによる方法では、アーク消弧動作を繰り返しているうちに、ＤＣ電源５の出力電流が次第に増加し、一定値以上となると、保護回路の働きによって、ＤＣ電源５は、結局▲１▼と同じように停止していた。
【００１９】
尚、出力電流の増加を抑制するため、直流リアクトルを直列に挿入する方法があった。しかし、この直流リアクトルは一般に形状が大きいものであり、費用面、構造面、収納面で問題となっていた。
【００２０】
（２）正常放電の再開に時間的遅延が生じること。
▲１▼の場合はＤＣ電源５を再稼動させるのでＤＣ電源５の立上り時間を要し、ＤＣ電源５を停止しない▲２▼、▲３▼においても、配線インピーダンス等によって、放電電流の再通流に遅れが生じ、正常放電の再開に時間的遅延が生じることがある。
【００２１】
現在のスパッタリング工程では、１回の工程における放電時間が短縮化される傾向にある。このため、アーク放電が多頻度で発生すると、放電再開の際の時間的遅延が無視できなくなる。つまり、正常放電している時間の総和が結果的に短くなり、成膜の膜厚不足等の品質低下を引き起こすこととなっていた。
【００２２】
（３）プラズマ発生装置の定電圧特性に対して放電電流が制御できず動作が不安定になること。
プラズマ発生装置４をＤＣ電源５の負荷として見た時、その電圧−電流特性は、ほぼ定電圧特性に近い。つまり、注入される直流電力の大小に対して、電流は大きく変化するが、電圧はほとんど変化しない。従って、ＤＣ電源５から見れば、プラズマ発生装置４への供給電力の制御は、電圧よりも電流を制御する要素が高いことになる。
【００２３】
しかし、上述のように、ＤＣ電源５は電圧源として作用する電圧型直流電源装置である。つまり、電圧源として出力電力を供給している。このことは、ＤＣ電源５が電流源として動作した場合に比べて不安定になりやすく、無用な振動現象や乱調を引き起こす原因となっていた。
【００２４】
このように、従来のＤＣ電源５には、上記（１）〜（３）の３つの問題があった。言い換えれば、以下の３つの機能が要求されているといえる。
（ａ）アーク消弧を確実に行い、アーク発生状況においても出力電流が制御されていること。
（ｂ）アーク放電の消弧後、正常放電を速やかに再開すること。
（ｃ）放電電流を安定に保つこと。
【００２５】
そして、本発明は、上記（ａ）〜（ｃ）の３つの要求を満たすＤＣ電源を実現することを、目的としている。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、
直流電力をプラズマ発生装置に供給するための直流電源装置であって、
入力される交流電力を直流変換する入力部（例えば、図１のブレーカ３、整流器１１及び直流フィルタ１２）と、
前記入力部の次段に接続された電流型インバータ（例えば、図１のインバータ１３）と、
前記電流型インバータが一次側に接続された変圧器（例えば、図１の変圧器１４）と、
前記変圧器の二次側に発生させた交流電力を整流する整流器部（例えば、図１の整流回路１５）と、
前記整流器部の整流出力を平滑する平滑回路（例えば、図１の平滑コンデンサＣF2と）と、
を備え、
前記平滑回路の平滑出力を前記直流電力として前記プラズマ発生装置に供給し、
前記電流型インバータのスイッチング動作を制御して前記電流型インバータが発生する電流を変化させることによって、前記電流型インバータを電流源として制御するとともに、前記プラズマ発生装置への供給電力量を制御することを特徴としている。
【００２７】
この請求項１に記載の発明によれば、電流型インバータのスイッチング動作を制御してこの電流型インバータが発生する電流を変化させることによって、電流型インバータを電流源として制御するとともに、プラズマ発生装置への供給電力量を制御する。即ち、負荷であるプラズマ発生装置には、電流源動作で安定した直流電力を供給する、いわゆる電流型直流電源装置を実現できる。
また、負荷としてのプラズマ発生装置は、入力される直流電力の大小に応じて電流は大きく変わるのに対し、電圧はさほど変化しないという定電圧に近い特性をもっている。このため、電圧源ではなく電流源として電力を制御することで、より安定した制御が可能となる。
また、電流源として動作するので、変圧器の二次電流は、二次回路のインピーダンスの影響を受けない。このため、電圧形の場合には変圧器の二次側に設けられていた直流リアクトルが不要となり、装置規模を縮小することができる。
【００２８】
尚この時、請求項２に記載の発明のように、請求項１に記載の直流電流現の前記電流型インバータは、共振リアクトル（例えば、図１の共振リアクトルＬR）及び共振コンデンサ（例えば、図１の共振コンデンサＣR）を直列接続して構成される直列共振型インバータであることとしても良い。
【００２９】
また、請求項３に記載の発明は、
請求項１又は２に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第１の三次巻線（例えば、図１の三次巻線２１）と、
当該第１の三次巻線に発生させた交流電力を整流し、直流電力を蓄積するコンデンサ（例えば、図１の整流器２２及び平滑コンデンサＣB）と、
前記プラズマ発生装置への出力電圧が所定の閾値電圧を下回ったか否かを監視し、下回った場合に前記コンデンサの蓄積電力を放電することで前記プラズマ発生装置に逆方向電圧を印加する電圧印加部（例えば、図１の半導体スイッチＱ５及び直流リアクトルＬB）と、
を有する逆電圧発生回路（例えば、図１の逆電圧発生回路２０）を更に備えることを特徴としている。
【００３０】
この請求項３に記載の発明によれば、プラズマ発生装置に逆方向電圧を印加することができる。従って、プラズマ発生装置にアークが発生した場合、直ちに逆電圧を印加させることで、アークを強制消弧することが可能となる。
また、アークを消弧した後、プラズマ発生装置の特性や配線インピーダンス等によって放電電流の再通流に時間的遅れが生じることがあるが、このような場合に、当該直流リアクトルに蓄えられていたエネルギーを放出することで、放電電流の再通流を促進し、アーク消弧後の放電中断時間を短縮することができる。
また、出力電圧が所定の閾値電圧を下回ったか否かにより、逆電圧の印加を実施することができる。従って、出力電圧の変化（例えば微分値）ではなく、出力電圧の値そのものを監視しているため、例えば正常放電再開時の一時的な電圧急変を、アークと誤検出してしまうことを防止できる。
【００３１】
また、請求項４に記載の発明は、
請求項１〜３の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第２の三次巻線（例えば、図１の三次巻線４１）を有し、当該第２の三次巻線に発生させた交流電力を整流して直流電力へ変換後、前記入力部へ回生させる電力回生手段（例えば、図１の電力回生回路４０）を更に備えることを特徴としている。
【００３２】
この請求項４に記載の発明によれば、電流型インバータの送出電力の一部或いは全部を、入力部へ回生させることができる。従って、例えばプラズマ発生装置の負荷が軽くなり、電流型インバータが送出する最小電力を下回った場合、制御不能となってしまうが、このような場合に、電流型インバータの送出電力と負荷での消費電力との差分に相当する電力を入力部へ回生させることで、より広い出力範囲において、安定した制御を実現できる。
【００３３】
また、請求項５に記載の発明は、
請求項１〜４の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第３の三次巻線（例えば、図１の三次巻線３１ａ、３１ｂ）を有し、当該第３の三次巻線から得られる直流電力を前記変圧器の二次巻線から得られる主直流電力に重畳することで、装置出力電圧を一時的に昇圧させる昇圧手段（例えば、図１の着火電源回路３０）を更に備えることを特徴としている。
【００３４】
この請求項５に記載の発明によれば、直流電源装置の出力電圧を一時的に昇圧できる。従って、プラズマ発生装置の動作開始時に、出力電圧を一時的に増加させることで放電開始に要する高電圧を供給し、速やか且つ確実な放電開始を実現することができる。また、この機能を動作開始時に限定して使用することで、着火電源回路の電流的負担は軽減できる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。また、以下の説明において、図９と同一要素については同符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００３６】
図１は、本実施の形態のＤＣ電源１の回路構成を示す図である。
同図によれば、ＤＣ電源１には、商用電源２から供給される３相交流電力が入力される。そして、ＤＣ電源１は、入力される交流電力を直流電力に変換し、プラズマ発生装置４へ出力する。即ち、ＤＣ電源１は、ＡＣ−ＤＣコンバータとして機能する。
【００３７】
また、ＤＣ電源１は、ブレーカ３、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ１３、変圧器１４、整流回路１５、平滑コンデンサＣF2、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０を備えている。
【００３８】
整流器１１は、整流素子であるダイオード等を用いた３相全波整流回路であり、ブレーカ３を介して入力される３相交流電力を整流し、直流電力に変換する。整流器１１の出力正端子は、直流フィルタ１２の後述する直流リアクトルＬF1の一端に、出力負端子は、直流フィルタ１２の後述する平滑コンデンサＣF1の他端に、それぞれ接続されている。
【００３９】
直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬF1と平滑コンデンサＣF1とからなるＬＣフィルタであり、整流器１１にて整流された直流電力を平滑する。
直流リアクトルＬF1は、その一端が整流器１１の出力正端子に、他端が平滑コンデンサＣF1の一端に、それぞれ接続されている。
【００４０】
平滑コンデンサＣF1は、その一端が直流リアクトルＬF1の他端に、他端が整流器１１の出力負端子に、それぞれ接続されている。更に、平滑コンデンサＣF1の一端には、電力回生回路４０の後述するダイオードＤ７のカソードが、他端には、電力回生回路４０の後述する半導体スイッチＱ７のエミッタが、それぞれ接続されている。
【００４１】
インバータ１３は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及び共振リアクトルＬRと共振コンデンサＣFとが直列接続された直列共振タンクからなる直列共振型インバータである。
【００４２】
半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに入力される電圧信号（以下、「ゲート信号」という。）により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態（即ち、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。
【００４３】
また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４には、それぞれ、ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４が逆並列接続されている。ダイオードｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は、共振電流が振動の後半で平滑コンデンサＣF1に流れ込む際に通流する。
【００４４】
そして、半導体スイッチＱ１のエミッタと半導体スイッチＱ２のコレクタとが接続され、半導体スイッチＱ３のエミッタと半導体スイッチＱ４のコレクタとが接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の各コレクタが互いに接続され、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の各エミッタが互いに接続されている。
【００４５】
更に、半導体スイッチＱ１、Ｑ３の接続点と、直流リアクトルＬF1及び平滑コンデンサＣF1の接続点が、半導体スイッチＱ２、Ｑ４の接続点と、平滑コンデンサＣF1の他端とが、それぞれ接続されている。また、半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点には、共振リアクトルＬRの一端が、半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点には、共振コンデンサＣRの一端が、それぞれ接続されている。
【００４６】
共振リアクトルＬRは、その一端が半導体スイッチＱ１、Ｑ２の接続点に、他端が変圧器１４の後述する一次巻線１４ａの巻始めに、それぞれ接続されている。
共振コンデンサＣRは、その一端が半導体スイッチＱ３、Ｑ４の接続点に、他端が変圧器１４の後述する一次巻線１４ａの巻終りに、それぞれ接続されている。
【００４７】
そして、インバータ１３は、相対向する２対の半導体スイッチ、即ち半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返して、直流フィルタ１２から入力される直流電力を、略正弦波交流に変換する。
【００４８】
また、共振リアクトルＬRのインダクタンスをＬR、共振コンデンサＣRのキャパシタンスをＣRとすると、共振現象の周期（共振周期）ＴRは、次式で与えられる。
【数１】
変圧器１４は、相互に電磁結合された一次巻線１４ａ及び二次巻線１４ｂからなる変圧器であり、一次巻線１４ａに印加される交流電圧を、一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻線比に従って変圧し、二次巻線１４ｂに発生する。
【００５０】
一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬRの他端に、巻終りが共振コンデンサＣRの他端に、それぞれ接続されている。
二次巻線１４ｂは、巻始めが整流回路１５の後述するダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に、巻終りが整流回路１５の後述するダイオードＤ３、Ｄ４の接続点に、それぞれ接続されている。更に、二次巻線１４ｂの巻始めには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ａの巻終わりが、巻終りには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ｂの巻始めが、それぞれ接続されている。
【００５１】
整流回路１５は、ブリッジ接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４からなり、変圧器１４の二次巻線１４ｂに発生される交流電力を整流する。
即ち、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとが接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ３の各アノードが互いに接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４の各カソードが互いに接続されている。
【００５２】
更に、ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点には、変圧器１４の二次巻線１４ｂの巻始めが、ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点には、二次巻線１４ｂの巻終りが、それぞれ接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ３の接続点には、平滑コンデンサＣF2の一端が、ダイオードＤ２、Ｄ４の接続点には、平滑コンデンサＣF2の他端が、それぞれ接続されている。
【００５３】
平滑コンデンサＣF2は、整流回路１５により整流された電力を平滑する。また、平滑コンデンサＣF2は、その一端がダイオードＤ１、Ｄ３の接続点に、他端がダイオードＤ２、Ｄ４の接続点に、それぞれ接続されている。
【００５４】
尚、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０については、その詳細を後述する。
【００５５】
次に、ＤＣ電源１の動作を説明する。
ここで、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０は、詳細は後述するが、何れも、正常放電時においては機能しなくともよい。このため、図１に示すＤＣ電源１の構成からこれらの回路を取り除いた構成を図２に示し、この図２を参照して、正常放電時における動作を、以下、説明する。
【００５６】
また、図２においては、整流器１１及び直流フィルタ１２により変換された直流電力、即ちインバータ１３へ入力される直流電力が直流電源Ｖgに、ＤＣ電源１からみたプラズマ発生装置４が負荷抵抗ＲLに、それぞれ等価的に置き換えて示されている。
【００５７】
ここで、同図においては、ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉについて、図中矢印方向を正方向と定める。即ち、インバータ１３への入力電圧Ｖgは、図中上方向を正方向とする。インバータ１３の出力電流、即ち共振リアクトルＬRに流れる共振電流ＩRは、図中右方向を正方向とする。変圧器１４の一次巻線１４ａに印加される一次電圧Ｖ1及び二次巻線１４ｂに発生する二次電圧Ｖ2は、ともに、図中上方向を正方向とする。二次巻線１４ｂの巻始めから流れ出る二次電流Ｉ2は、図中右方向を正方向とする。
【００５８】
また、整流回路１５から出力される整流電流Ｉ3は、図中右方向を正方向とする。平滑コンデンサＣFに流れる平滑電流Ｉ4は、図中下方向を正方向とする。そして、平滑コンデンサＣFに発生する電圧、即ち負荷抵抗ＲLに印加される出力電圧ＶLは、図中上方向を正方向とし、負荷抵抗ＲLに流れる出力電流ＩLは、図中右方向を正方向とする。
【００５９】
図３は、図２のＤＣ電源１の動作を示すタイムチャートである。図３においては、横軸を共通な時刻ｔとして、上記ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉの波形が示されている。
【００６０】
即ち、同図（ａ）は、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦを示している。また、同図（ｂ）は、共振電流ＩRを、同図（ｃ）は、二次電流Ｉ2を、同図（ｄ）は、整流電流Ｉ3を、同図（ｅ）は、平滑電流Ｉ4を、同図（ｆ）は、出力電流ＩLを、それぞれ示している。同図（ｇ）は、一次電圧Ｖ1を、同図（ｈ）は、二次電圧Ｖ2を、そして同図（ｉ）は、出力電圧ＶLを、それぞれ示している。
【００６１】
同図（ａ）によれば、半導体スイッチＱ１、Ｑ４の対及び半導体スイッチＱ２、Ｑ３の対は、インバータ周期ＴSの半周期毎に、交互にＯＮとなる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、それぞれに与えられるゲート信号のパルス幅ＷPに相当する時間だけ、ＯＮとなる。但し、ＴR／２＜ＷP＜ＴR、である。
【００６２】
（１）時刻ｔ１〜ｔ２
時刻ｔ１において、半導体スイッチＱ１、Ｑ４がＯＮとなると、共振電流ＩRが正方向へ流れるとともに、変圧器１４の一次巻線１４ａには、一次電圧Ｖ1が正方向に印加される。そして、二次巻線１４ｂには、一次電圧Ｖ1のｎ倍のレベルの二次電圧Ｖ2が正方向に発生するとともに、共振電流ＩRの１／ｎの振幅を持つ二次電流Ｉ2が、正方向に流れる。但し、一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとの巻線比を、１：ｎ、とする。
【００６３】
また、二次電流Ｉ2が正方向に流れるため、ダイオードＤ２、Ｄ３が通流し、二次電流Ｉ2と振幅が等しい整流電流Ｉ3が、負方向へ流れる。整流電流Ｉ3は、平滑コンデンサＣF2を充電する平滑電流Ｉ4と、負荷抵抗ＲLに流れる出力電流ＩLに分流し、負荷抵抗ＲLには出力電流ＩLが流れることで出力電圧ＶLが発生する。
【００６４】
（２）時刻ｔ２〜ｔ３
時刻ｔ１から、共振周期ＴRの半周期ＴR／２に相当する時間が経過すると、時刻ｔ２において、共振電流ＩRは、その極性が反転して負方向へ流れる。この時、半導体スイッチＱ２、Ｑ３はともにＯＦＦであるので、半導体スイッチＱ１、Ｑ４に逆並列接続されているダイオードｄ１、ｄ４が通流する。
【００６５】
これに伴い、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2及び二次電流Ｉ2も、それぞれ、その極性が反転する。即ち、一次電圧Ｖ1及び二次電圧Ｖ2が負方向に発生し、二次電流Ｉ2が負方向に流れる。そして、二次電流Ｉ2が負方向に流れることで、ダイオードＤ１、Ｄ４が通流し、二次電流Ｉ2と振幅が等しい整流電流Ｉ3が、負方向に流れる。
【００６６】
また、整流電流Ｉ3が負方向へ流れるため、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（１）時刻ｔ１の場合と同様の働きとなる。
【００６７】
（３）時刻ｔ３〜ｔ４
時刻ｔ１から、ゲート信号のパルス幅ＷPに相当する時間が経過すると、時刻ｔ３において、半導体スイッチＱ１、Ｑ４はＯＦＦとなる。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４に並列接続されているダイオードｄ１、ｄ４が通流しているため、共振電流ＩRは、引き続いて負方向へ流れ続ける。
【００６８】
従って、共振電流ＩR、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2、二次電流Ｉ2、整流電流Ｉ3、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（２）時刻ｔ２からの動作モードを続行する。
【００６９】
（４）時刻ｔ４
時刻ｔ１から、共振周期ＴRに相当する時間が経過すると、時刻ｔ４において、共振電流ＩRの極性が再度逆転しようとする。しかし、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は何れもＯＦＦであるため、共振電流ＩRは、直前まで通流していたダイオードｄ１、ｄ４の逆回復時間の間のみ、わずかに時刻ｔ１〜ｔ２と同方向側に流れ、共振動作を終了する。尚、逆回復時間における波形は値が小さいので、図３には示していない。これで1回の共振現象は終了する。
【００７０】
（５）時刻ｔ４〜ｔ５
この期間は、インバータ１３がＯＦＦのため、平滑コンデンサＣF2からの放出電流により出力電流ＩLは供給される。放出により平滑コンデンサＣF2の電圧はわずかに減少し、これが出力電圧ＶLの脈動分となる。
【００７１】
（６）時刻ｔ５
そして、時刻ｔ１から、インバータ周期ＴSの半周期ＴS／２に相当する時間が経過すると、時刻ｔ５において、半導体スイッチＱ２、Ｑ３がＯＮとなり、共振電流ＩRが、負方向へ流れ始める。そして、一次電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2、二次電流Ｉ2、整流電流Ｉ3、平滑電流Ｉ4、出力電流ＩL及び出力電圧ＶLについては、何れも、（１）時刻ｔ１の場合と同様となる（但し、一時電圧Ｖ1、二次電圧Ｖ2及び二次電流Ｉ2の極性は反対）。
【００７２】
以上のように、出力電流ＩLは共振電流ＩRで決まり、その脈動分は、共振電流ＩRと平滑コンデンサＣF2で決まる。その結果、出力電流ＩLと負荷抵抗ＲLにより出力電圧ＶLが決まる。
【００７３】
続いて、上記Ｉ0の値、即ち出力電流ＩLの平均値ＩLAVについて説明する。
インバータ１３から出力される交流電力は、変圧器１４、整流回路１５及び平滑コンデンサＣF2を経て、負荷抵抗ＲLに供給される。
【００７４】
従って、図２に示すＤＣ電源１を、図４に示すように、変圧器１４を省略した等価回路に置き換えると、共振電流ＩRの平均値を、ＤＣ電源１の出力電流ＩLの平均値ＩLAVとして算出することができる。
【００７５】
図４において、ＤＣ電源１の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉを、図中矢印方向を正方向と定める。即ち、共振リアクトルＬRに流れる共振電流ＩRは、図中右方向を、共振コンデンサＣRに印加される共振電圧ＶCRは、図中右方向を、それぞれ正方向とする。また、出力電流ＩLは、図中左方向を、出力電圧ＶLは、図中上方向を、それぞれ正方向とする。
【００７６】
図５は、共振電流ＩR及び共振電圧ＶCRの波形を示す図である。同図（ａ）は、共振電流ＩRを、同図（ｂ）は、共振電圧ＶCRを、それぞれ、横軸を共通な時刻ｔとして、示されている。
【００７７】
同図によれば、インバータ周期ＴSの半周期ＴS／２に相当する時間毎に、共振周期ＴRの１周期分の共振電流ＩRが流れる。従って、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、次式で与えられる。
【数２】
上式において、Ａ１は、共振周期ＴRの前半における、共振電流ＩRと時間軸とに囲まれた領域の面積を表しており、この期間での共振電流ＩRの積分値に相当する。但し、Ａ１＞０、である。
また、Ａ２は、共振周期ＴRの後半における、共振電流ＩRと時間軸とに囲まれた領域の面積を表しており、この期間での共振電流ＩRの積分値に相当する。但し、Ａ２＜０、である。
【００７９】
先ず、Ａ１を算出する。
図６（ａ）は、共振周期ＴRの前半における図４の等価回路を示す図である。この時、半導体スイッチＱ１、Ｑ４が通流し、共振電流ＩRは正方向へ流れる。そして、共振リアクトルＬRに印加される電圧ＶLR1は、次式で与えられる。
【数３】
また、共振電流ＩRは、次式で与えられる。
【数４】
【００８１】
従って、式（４）より、Ａ１は、次式となる。
【数５】
次に、Ａ２を算出する。
図６（ｂ）は、共振周期ＴRの後半における図４の等価回路を示す図である。この時、ダイオードｄ１、ｄ４が通流し、共振電流ＩRは負方向へ流れる。そして、共振リアクトルＬRに印加される電圧ＶLR2は、次式で与えられる。
【数６】
また、共振電流ＩRは、次式で与えられる。
【数７】
従って、式（７）より、Ａ２は、次式となる。
【数８】
また、式（２）は、式（５）、（８）により、次式となる。
【数９】
上式は、更に式（３）、（６）により、次式となる。
【数１０】
また、図５によれば、共振電圧ＶCR2は、次式で与えられる。
【数１１】
上式は、式（５）、（３）により、次式となる。
【数１２】
一方、図５によれば、共振電圧ＶCR3は、次式で与えられる。
【数１３】
上式は、式（８）、（６）により、次式となる。
【数１４】
ここで、図５によれば、
【数１５】
【００９２】
従って、式（１２）は、式（１５）、（１４）より、次式となる。
【数１６】
また、式（１５）は、式（１４）、（１０）により、次式となる。
【数１７】
従って、式（１０）は、式（１７）、（１６）より、次式となる。
【数１８】
【００９５】
式（１８）において、ＣRは、共振コンデンサＣRのキャパシタンスであり、Ｖgは、直流電源Ｖgの電圧値である。即ち、何れも定数である。つまり、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、インバータ周期ＴSに依存する。
【００９６】
ところで、プラズマ発生装置４を負荷抵抗ＲLに置き換えた場合、「アーク放電の発生」は、「負荷抵抗ＲLの急速な減少」に、「不安定な放電現象」は、「負荷抵抗ＲLの一部の周期的又は非周期的な増減」とみなすことができる。
【００９７】
しかし、式（１８）に示すように、出力電流ＩLの平均値ＩLAVは、負荷抵抗ＲLの値に依存しない。即ち、ＤＣ電源１は、電流源として機能する。従って、アーク発生時、或いは不安定な放電状態であっても、ＤＣ電源１は、負荷であるプラズマ発生装置４に対して、電流の変動しにくい安定した直流電力を供給することができる。
【００９８】
続いて、逆電圧発生回路２０、着火電源回路３０及び電力回生回路４０について、説明する。
【００９９】
図１によれば、逆電圧発生回路２０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線２１、ブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流器２２、平滑コンデンサＣB、直流リアクトルＬB及び半導体スイッチＱ５からなる。
【０１００】
三次巻線２１は、その両端が整流器２２の入力端に接続され、三次巻線２１に発生する交流電力を、整流器２２に出力する。
【０１０１】
整流器２２は、その入力端が三次巻線２１の両端に、出力端が平滑コンデンサＣBの両端に、それぞれ接続されている。そして、三次巻線２１に発生される交流電力を全波整流し、平滑コンデンサＣBへ出力する。
【０１０２】
平滑コンデンサＣBは、その一端が、整流器２２の出力端子の一方及び半導体スイッチＱ５のコレクタに、他端が、整流器２２の出力端子の他方に、それぞれ接続されている。そして、整流器２２により整流された直流電力を平滑する。
【０１０３】
直流リアクトルＬBは、その一端が平滑コンデンサＣF2の一端に、他端が半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。
【０１０４】
半導体スイッチＱ５は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに入力される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。半導体スイッチＱ５は、そのエミッタが、リアクトルＬBの他端に、コレクタが、整流器２２の出力端の一方及び平滑コンデンサＣBの一端に、それぞれ接続されている。
【０１０５】
ここで、図７に示すように、逆電圧発生回路２０の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉを、図中矢印方向と正方向と定める。即ち、直流リアクトルＬBに流れる入力電流Ｉ51は、図中右方向を、半導体スイッチＱ５を流れる還流電流Ｉ52は、図中下方向を、それぞれ正方向とする。また、出力電流ＩLは、図中右方向を、出力電圧ＶLは、図中上方向を、それぞれ正方向とする。
【０１０６】
そして、逆電圧発生回路２０は、半導体スイッチＱ５に与えられるゲート信号により、次のように動作する。
図８は、逆電圧発生回路２０の動作を示すタイムチャートである。同図においては、横軸を共通の時刻ｔとして、上記逆電圧発生回路２０の各部における電圧Ｖ及び電流Ｉの波形が示されている。
【０１０７】
即ち、同図（ａ）は、半導体スイッチＱ５のＯＮ／ＯＦＦを示している。同図（ｂ）は、出力電圧ＶLを、同図（ｃ）は、入力電流Ｉ51を、同図（ｄ）は、還流電流Ｉ52を、そして同図（ｅ）は、出力電流ＩLを、それぞれ示している。
【０１０８】
時刻ｔ１１において、アークが発生すると、出力電圧ＶLが低下し、時刻ｔ１２において、出力電圧ＶLが、予め所定電圧に設定された閾値を下回る。すると、ゲート信号が与えられることで、半導体スイッチＱ５はＯＮとなる。
【０１０９】
そして、出力側へ流れていた入力電流Ｉ51は、半導体スイッチＱ５を流れ、逆電圧発生回路２０内を還流する。即ち、還流電流Ｉ52が流れ始める。また、この時、整流器２２及び平滑コンデンサＣBにより整流・平滑された直流電力が、出力電圧ＶLに対して正方向に加算される。このため、逆電圧発生回路２０内で、平滑コンデンサＣF2の両端電圧と平滑コンデンサＣBの両端電圧との合成和が直流リアクトルＬBを介して短絡されることになるので、還流電流Ｉ52は、図８のような傾きを持つ。それとともに、出力電圧ＶLの印加方向は、負方向から正方向に逆転し、負荷であるプラズマ発生装置４に対して、逆電圧ＶCBが印加される。
【０１１０】
そして、ゲート信号のパルス幅Ｗに相当する時間が経過すると、時刻ｔ１３において、半導体スイッチＱ５がＯＦＦとなる。すると、逆電圧発生回路２０内を還流していた還流電流Ｉ52（入力電流Ｉ51）が、再度出力側へ転流される。
この時、直流リアクトルＬBに蓄えられていたエネルギーが放出されることで、負方向に印加される出力電圧ＶLが、一時的に増加する。このことにより、放電電流の再通流を促進し、正常放電を速やかに再開させることができる。
【０１１１】
また、ここでアークの発生は、出力電圧ＶLの値が閾値を下回ったか否かにより検出しているが、これは、次の理由による。
【０１１２】
▲１▼ＤＣ電源１は、電流型である。
上述のように、ＤＣ電源１は電流源として機能する。即ち、アークが発生しても、出力電流ＩLは増加しない。これに対して、プラズマ発生装置４はアーク電圧まで出力電圧ＶLが低下するので、出力電圧ＶLにより、アークの発生を検出している。
【０１１３】
▲２▼出力電圧ＶLの過渡現象でも誤検出しないようにする。
アークの発生は、出力電圧ＶLの変化（例えば微分値）によって検出する方法もあるが、上述のように、正常放電の再開時（図８の、時刻ｔ１３）には、出力電圧ＶLが急激に増加することがあり、その後、放電再開とともに出力電圧ＶLは正常放電電圧にまで低下する。この低下状態をアークの発生と誤検出しないようにするため、出力電圧ＶLの値そのものを監視し、閾値を超えた時点で、“アーク発生”と判断している。
【０１１４】
次に、着火電源回路３０について説明する。
図１によれば、着火電源回路３０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された２つの三次巻線３１ａ、３１ｂ、並列接続されたダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂ及び半導体スイッチＱ６より構成される。
【０１１５】
三次巻線３１ａは、その巻始めがダイオードＤ６ａのカソードに、巻終りが２次巻線１４ｂの巻始めに、それぞれ接続されている。三次巻線３１ｂは、その巻始めが二次巻線１４ｂの巻終りに、巻終りがダイオードＤ６ｂのカソードに、それぞれ接続されている。
【０１１６】
ダイオードＤ６ａは、そのカソードが三次巻線３１ａの巻始めに、アノードがダイオードＤ６ｂのアノード及び半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。ダイオードＤ６ｂは、そのカソードが三次巻線３１ｂの巻終わりに、アノードがダイオードＤ６ａのアノード及び半導体スイッチＱ６のエミッタに、それぞれ接続されている。
【０１１７】
半導体スイッチＱ６は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに印加される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。また、半導体スイッチＱ６は、そのエミッタがダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂの各アノードに、コレクタがダイオードＤ１、Ｄ３の接続点に、それぞれ接続されている。
【０１１８】
そして、着火電源回路３０は、半導体スイッチＱ６のＯＮ／ＯＦＦにより、次のように動作する。
【０１１９】
即ち、半導体スイッチＱ６がＯＮとなると、三次巻線３１ａ、３１ｂそれぞれに発生される交流電力により、着火電源回路３０内に電流が流れる。この時、ダイオードＤ６ａ、Ｄ６ｂは、例えば共振周期ＴRの前半には三次巻線３１ａの発生電力によりダイオードＤ６ａが通流し、共振周期ＴRの後半には三次巻線３１ｂの発生電力によりダイオードＤ６ｂが通流するといったように、共振周期ＴRの半周期毎に、交互に通流する。
【０１２０】
従って、ダイオードＤ６ａとダイオードＤ４、ダイオードＤ６ｂとダイオードＤ２が交互に通流し、二次巻線１４ｂと三次巻線３１ａ、二次巻線１４ｂと三次巻線３１ｂの各々の電圧の重畳和が整流され、交互に出力される。
【０１２１】
ところで、プラズマ発生装置４は、放電を開始するために通常の放電電圧より高い電圧の印加を必要とする。そこで、プラズマ発生装置４の放電開始時に半導体スイッチＱ６をＯＮとし、この着火電源回路３０を機能させることで、ＤＣ電源１の出力電圧ＶLを一時的に上昇させ、速やかな放電開始を実現することができる。そして、着火成功後は、半導体スイッチＱ６をＯＦＦにして本回路を切り離せば良い。
【０１２２】
次に、電力回生回路４０について説明する。
図１によれば、電力回生回路４０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線４１、４つのダイオードがブリッジ接続されてなる整流器４２、直流リアクトルＬF4及び平滑コンデンサＣF4からなる直流フィルタ４３、ダイオードＤ７及び半導体スイッチＱ７より構成される。
【０１２３】
三次巻線４１は、その両端が整流器４２の入力端に接続され、三次巻線４１に発生される交流電力を、整流器４２に出力する。
【０１２４】
整流器４２は、その入力端が三次巻線４１の両端に、出力端が直流フィルタ４３の入力端に、それぞれ接続されている。そして、三次巻線４２に発生される交流電力を全波整流し、直流フィルタ４３へ出力する。
【０１２５】
直流フィルタ４３は、その入力端が整流器４２の出力端に、出力端が半導体スイッチＱ７のエミッタ及びコレクタに、それぞれ接続されている。そして、整流器４２により整流された直流電力を平滑する。
【０１２６】
ダイオードＤ７は、そのカソードが平滑コンデンサＣF1の一端に、アノードが直流フィルタ４３の出力端の一方及び半導体スイッチＱ７のコレクタに、それぞれ接続されている。
【０１２７】
半導体スイッチＱ７は、例えばＩＧＢＴ等であり、そのゲートに印加される電圧信号（ゲート信号）により、エミッタ−コレクタ間の導通／遮断状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が制御される。また、半導体スイッチＱ７は、そのコレクタが直流フィルタ４３の出力端の一方及びダイオードＤ７のアノードに、エミッタが直流フィルタ４３の出力端の他方及び平滑コンデンサＣF1の他端に、それぞれ接続されている。
【０１２８】
そして、電力回生回路４０は、半導体スイッチＱ７のＯＮ／ＯＦＦにより、次のように動作する。
【０１２９】
三次巻線４１に発生する交流電力は、整流器４２及び直流フィルタ４３により整流・平滑される。半導体スイッチＱ７がＯＮすると、直流リアクトルＬF4を介して短絡電流が流れ、直流リアクトルＬF4内にエネルギーが蓄積される。
【０１３０】
一方、半導体スイッチＱ７がＯＦＦとなると、直流リアクトルＬF4内に蓄積されていたエネルギーが開放され、電位的には整流器４２の出力電圧に重畳した形で、平滑コンデンサＣF1に向かって放出される。この様に、本回路はいわゆる昇圧型チョッパ回路であるが、この動作により、平滑コンデンサＣF1から送出された電力を、再び平滑コンデンサＣF1に回生できることになる。
【０１３１】
ところで、式（１８）に示すように、ＤＣ電源１の出力電流ＩLは、負荷抵抗ＲLに依存せず、インバータ周波数ＦS（＝１／ＴS）によって決まる。つまり、負荷が軽くなり、出力電流ＩLが減少するに伴い、インバータ周波数ＦSは徐々に下がり、下限周波数ＦSminに到達する。この状態が、インバータ１３による供給電力の下限に相当する。
【０１３２】
ところが、出力設定を更に軽くしていくと、インバータ１３による供給電力が出力設定値を上回るようになる。即ち、負荷に必要でない電力まで送出されることになり、ＤＣ電源１は制御不能となる。このため、軽負荷時には、インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生させる必要がある。そこで、軽負荷時には、電力回生回路３０を機能させることで、設定出力以上の電力を電源側に回生させ、安定した制御を実現できる。
【０１３３】
以上のような構成で、電流型インバータの使用により直流電源装置１を電流源化することで、負荷であるプラズマ発生装置４から影響されにくい、電流の安定した直流電力を出力することができる。また、電力回生回路４０を備えることで、軽負荷及び無負荷となった場合でも、安定した制御が可能となる。
更に、逆電圧発生回路２０により、発生したアークを直ちに強制消弧させることができる。また、着火電源回路３０により、プラズマ発生装置４の動作開始時には、速やか且つ確実な放電開始を実現させることが可能となる。
【０１３４】
尚、上記実施の形態においては、アナログ回路により実現されるＤＣ電源１について説明したが、これは、デジタル回路により実現されることとしても良い。
【０１３５】
【発明の効果】
本発明によれば、電流源化された安定した直流電力を出力し、プラズマ発生装置における放電電流を安定に保つことができる。また、アークの発生を確実に検出・強制消弧させることができるとともに、アークの消弧後は、正常放電を速やかに再開することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態におけるＤＣ電源の回路構成を示す図である。
【図２】図１のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図３】図２のＤＣ電源の動作を示すタイムチャートである。
【図４】図１のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図５】図４における共振電流及び共振電圧の波形を示す図である。
【図６】図４のＤＣ電源の等価回路構成を示す図である。
【図７】逆電圧発生回路の構成を示す図である。
【図８】図７の逆電圧発生回路の動作を示すタイムチャートである。
【図９】従来のＤＣ電源の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ電源
３ ブレーカ
１１ 整流器
１２ 直流フィルタ
ＬF1 直流リアクトル
ＣF1 平滑コンデンサ
１３ インバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 半導体スイッチ
ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４ ダイオード
ＬR 共振リアクトル
ＣR 共振コンデンサ
１４ 変圧器
１４ａ 一次巻線
１４ｂ 二次巻線
１５ 整流回路
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＣF2 平滑コンデンサ
２０ 逆電圧発生回路
２１ 三次巻線
２２ 整流器
ＬB 直流リアクトル
ＣB 平滑コンデンサ
Ｑ５ 半導体スイッチ
３０ 着火電源回路
３１ａ、３１ｂ 三次巻線
Ｄ６ａ、Ｄ６ｂ ダイオード
Ｑ６ 半導体スイッチ
４０ 電力回生回路
４１ 三次巻線
４２ 整流器
４３ 直流フィルタ
ＬF4 直流リアクトル
ＣF4 平滑コンデンサ
Ｄ７ ダイオード
Ｑ７ 半導体スイッチ
２ 商用電源
４ プラズマ発生装置
５ 従来のＤＣ電源
２１ インバータ
２２ 直流フィルタ
ＬF3 直流リアクトル
ＣF3 平滑コンデンサ
Claims (5)
- 直流電力をプラズマ発生装置に供給するための直流電源装置であって、
入力される交流電力を直流変換する入力部と、
前記入力部の次段に接続された電流型インバータと、
前記電流型インバータが一次側に接続された変圧器と、
前記変圧器の二次側に発生させた交流電力を整流する整流器部と、
前記整流器部の整流出力を平滑する平滑回路と、
を備え、
前記平滑回路の平滑出力を前記直流電力として前記プラズマ発生装置に供給し、
前記電流型インバータのスイッチング動作を制御して前記電流型インバータが発生する電流を変化させることによって、前記電流型インバータを電流源として制御するとともに、前記プラズマ発生装置への供給電力量を制御することを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１に記載の直流電源装置であって、
前記電流型インバータは、共振リアクトル及び共振コンデンサを直列接続して構成される直列共振型インバータであることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１又は２に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第１の三次巻線と、
当該第１の三次巻線に発生させた交流電力を整流し、直流電力を蓄積するコンデンサと、
前記プラズマ発生装置への出力電圧が所定の閾値電圧を下回ったか否かを監視し、下回った場合に前記コンデンサの蓄積電力を放電することで前記プラズマ発生装置に逆方向電圧を印加する電圧印加部と、
を有する逆電圧発生回路を備えることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１〜３の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第２の三次巻線を有し、当該第２の三次巻線に発生させた交流電力を整流して直流電力変換後、前記入力部へ回生させる電力回生手段、
を備えることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１〜４の何れか一項に記載の直流電源装置であって、
前記変圧器の一次巻線と電磁結合された第３の三次巻線を有し、当該第３の三次巻線から得られる直流電力を前記変圧器の二次巻線から得られる主直流電力に重畳することで、装置出力電圧を一時的に昇圧させる昇圧手段、
を備えることを特徴とする直流電源装置。
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