JP2009284636A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】適切な電力変換動作を行なうことが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置１０１は、制御巻線Ｎ３に誘起された交流電圧に基づいて主スイッチング素子Ｑ１をオンするための電流を供給し、かつ主スイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御することにより、負荷ＲＬへの直流電圧レベルを制御する主制御回路２１と、第１の入力ノードＬと主スイッチング素子Ｑ１の制御電極との間に直列接続された第１の抵抗および第１のダイオードＤ１と、第２の入力ノードＮと主スイッチング素子Ｑ１の制御電極との間に直列接続された第２の抵抗および第２のダイオードＤ２とを備え、１次側整流平滑回路ＢＤ１，Ｃ４は、主スイッチング素子Ｑ１の制御電極および第１の入力ノードＬ間、ならびにスイッチング素子Ｑ１の制御電極および第２の入力ノードＮ間にそれぞれ電流経路を形成している。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、ＡＣ−ＤＣコンバータおよびＤＣ―ＤＣコンバータなどとして好適に実施されるスイッチング電源装置に関する。

ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式のスイッチング電源装置は、低コストな電源装置として、広く用いられている。ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、主スイッチング素子のオン期間中に変圧器内に励磁エネルギーを蓄積するとともに、変圧器の制御巻線に誘起される電圧から得た電流および２次側からのフィードバック電流によってコンデンサを充電する。そして、この充電電圧が所定電圧になると制御スイッチング素子が主スイッチング素子の制御端子をオフ駆動する。このオフ期間において、変圧器内に蓄積されていた励磁エネルギーを２次側に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパルスを主スイッチング素子の制御端子に帰還する。これにより、主スイッチング素子を再びオン駆動し、定常発振を行なう。そして、負荷が重くなる程、自動的にオフ期間およびオン期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下して、２次側出力電圧を定電圧に維持する。このような構成により、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回路が不要であり、かつこのような制御回路を動作させ、かつパルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回路が不要になることから、低コスト化を図ることができる。

従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置として、たとえば、特許文献１には、以下のようなスイッチング電源装置が開示されている。すなわち、変圧器と、商用電源を整流する第１の整流回路と、第１の整流回路で整流した電圧を交流電圧に変換して変圧器の一次側巻線に供給するスイッチング素子と、変圧器の二次側巻線に接続された第２の整流回路とを備える。そして、第２の整流回路で整流された電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置において、商用電源のライブ側およびニュートラル側のそれぞれに対応して設けられる２つのインピーダンス素子を備える。各インピーダンス素子の一端はいずれもスイッチング素子のゲート端子またはベース端子に接続され、一方のインピーダンス素子の他端は第１の整流回路のライブ側端子に接続され、他方のインピーダンス素子の他端は第１の整流回路のニュートラル側端子に接続される。

また、特許文献２には、以下のようなＲＣＣ方式のスイッチング電源装置が開示されている。すなわち、リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置において、起動回路に関連して、起動回路で得られた起動電圧を保持する保持手段を設ける。そして、保持手段は、起動回路からの電流で充電される起動コンデンサと、起動コンデンサの充放電電流を制限する電流制限抵抗と、起動コンデンサの充電電圧を電流制限抵抗と起動回路との接続点から取り出し、主スイッチング素子の制御端子に与える逆流防止用のダイオードとを含む。起動コンデンサおよび電流制限抵抗の時定数が、スイッチング周期の時間単位では起動コンデンサの充電電圧が変動しない大きさに設定される。
特開２０００−３５０４４５号公報 特開２００４−１９４３８７号公報

しかしながら、たとえば特許文献２に記載されたスイッチング電源装置のようなＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、昨今の待機時の省エネルギーに対する要求から、起動抵抗での電力損失が無視できないレベルとなっている。

また、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、上記２つのインピーダンス素子が起動抵抗および放電抵抗の両方を兼ねる構成である。

ここで、一般に、スイッチング電源装置では、ノーマルモードノイズ対策として入力交流電圧の入力ノード間にコンデンサが配置され、また、このコンデンサに蓄えられた電荷を放電するための抵抗がこの入力ノード間に配置される。

特許文献１記載のスイッチング電源装置では、このような放電用のコンデンサが配置されていないが、入力交流電圧の入力ノード間にコンデンサを配置すると仮定した場合、起動抵抗および放電抵抗の役割を兼ねる２つの抵抗を通して放電電流が流れてしまい、消費電力が増大してしまう。

また、電力損失の低減に伴い内部損失が極端に低減されると、出力電力が極端に小さい軽負荷時では、スイッチング電源装置への交流電圧出力を停止した後も、入力交流電圧の整流回路の後段に配置された平滑コンデンサに蓄積されたエネルギーが、いつまでも消費されずに残留する。これにより、スイッチング電源装置への交流電圧出力が停止した後も、スイッチング電源装置の出力電圧が維持されてしまう。そうすると、交流電圧をトランスに与えるためのスイッチング素子がオンしたままとなる。この状態においてスイッチング電源装置への交流電圧出力が再開されると、このスイッチング素子に過大な電流が流れ、スイッチング素子が破壊される可能性がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、適切な電力変換動作を行なうことが可能なスイッチング電源装置を提供することである。

また、本発明の他の目的は、電力損失の低減を図ることが可能なスイッチング電源装置を提供することである。

また、本発明のさらに別の目的は、安定した電力変換動作を行なうことが可能なスイッチング電源装置を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わるスイッチング電源装置は、第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、１次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、１次巻線に結合され、オン・オフすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を１次巻線に供給する主スイッチング素子と、２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、制御巻線に結合され、制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて主スイッチング素子をオンするための電流を主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、第１の入力ノードと第２の入力ノードとの間に接続された第１のキャパシタと、第１の入力ノードと主スイッチング素子の制御電極との間に直列接続された第１の抵抗および第１のダイオードと、第２の入力ノードと主スイッチング素子の制御電極との間に直列接続された第２の抵抗および第２のダイオードとを備え、１次側整流平滑回路は、主スイッチング素子の制御電極に結合され、主スイッチング素子の制御電極および第１の入力ノード間に電流経路を形成し、かつ主スイッチング素子の制御電極および第２の入力ノード間に電流経路を形成している。

好ましくは、主スイッチング素子の制御電極に対する第１のダイオードの導通方向および第２のダイオードの導通方向が同じであり、１次側整流平滑回路は、第２のダイオードと導通方向が同じになるように主スイッチング素子の制御電極と第１の入力ノードとの間に接続された第３のダイオードと、第１のダイオードと導通方向が同じになるように主スイッチング素子の制御電極と第２の入力ノードとの間に接続された第４のダイオードとを含む。

好ましくは、第１の抵抗は、第１の入力ノードと第１のダイオードとの間に接続され、第２の抵抗は、第２の入力ノードと第２のダイオードとの間に接続され、スイッチング電源装置は、さらに、第１のダイオードおよび第２のダイオードと主スイッチング素子の導通電極との間に直列接続された第３の抵抗および第２のキャパシタと、第３の抵抗または第２のキャパシタと第１のダイオードおよび第２のダイオードとの接続ノードと、主スイッチング素子の制御電極との間に接続された第５のダイオードとを備える。

またこの発明のさらに別の局面に係わるスイッチング電源装置は、第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、１次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、１次巻線に結合され、オン・オフすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を１次巻線に供給する主スイッチング素子と、２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、制御巻線に結合され、制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて主スイッチング素子をオンするための電流を主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換し、変換した直流電圧に基づいて主スイッチング素子の制御電極に電流を供給する起動電流用整流平滑回路とを備える。

好ましくは、１次側整流平滑回路は、第１の入力ノードおよび第２の入力ノードに結合され、入力交流電圧を整流する第１のダイオードと、第１のダイオードに結合された第１端と、第２端とを有し、第１のダイオードによって整流された電圧を平滑化する第１のキャパシタとを含み、起動電流用整流平滑回路は、第１の入力ノードと主スイッチング素子の制御電極との間に接続され、入力交流電圧を整流する第２のダイオードと、第２のダイオードに結合された第１端と、第２端とを有し、第２のダイオードによって整流された電圧を平滑化する第２のキャパシタと、第１のキャパシタの第１端と第２のキャパシタの第１端との間に接続され、第２のキャパシタから第１のキャパシタへの方向に導通する第３のダイオードを含む。

より好ましくは、起動電流用整流平滑回路は、さらに、第３のダイオードによって整流された電圧を分圧して第２のキャパシタに印加するための分圧抵抗を含む。

またこの発明のさらに別の局面に係わるスイッチング電源装置は、入力交流電圧を整流平滑する第１の１次側整流平滑回路と、１次側整流平滑回路によって整流平滑された電圧をさらに整流平滑する第２の１次側整流平滑回路と、１次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、１次巻線に結合され、第２の１次側整流平滑回路によって整流平滑された電圧を、オン・オフすることにより交流電圧に変換し、変換した交流電圧を１次巻線に供給する主スイッチング素子と、２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、制御巻線に結合され、制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて主スイッチング素子をオンするための電流を主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路とを備え、第１の１次側整流平滑回路は、整流平滑した電圧に基づいて主スイッチング素子の制御電極に電流を供給する。

またこの発明のさらに別の局面に係わるスイッチング電源装置は、第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、１次巻線、２次巻線、制御巻線、および２次巻線より振幅の大きい交流電圧が誘起される補助巻線を含むトランスと、１次巻線に結合され、オン・オフすることにより直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を１次巻線に供給する主スイッチング素子と、２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、補助巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する補助用整流平滑回路と、制御巻線に結合され、制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて主スイッチング素子をオンするための電流を主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、補助用整流平滑回路の出力を短絡するか否かを切り替える出力短絡回路とを備える。

本発明によれば、適切な電力変換動作を行なうことができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［構成および基本動作］
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。

図１を参照して、スイッチング電源装置１０１は、ブリッジダイオードＢＤ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ３と、ヒューズＦ１と、たとえばＦＥＴ（Field Effect Transistor）である主スイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１Ａ，Ｒ１Ｂ，Ｒ３と、トランスＴ１と、主制御回路２１と、コンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２０とを備える。トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１と、制御巻線Ｎ２と、二次巻線Ｎ３とを含む。主制御回路２１は、制御トランジスタＱ２と、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ３と、コンデンサＣ５，Ｃ６と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６とを含む。

コンデンサＣ１は、入力ノードＬと入力ノードＮとの間に接続されている。抵抗Ｒ１ＡおよびダイオードＤ１は、入力ノードＬと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に直列接続されている。抵抗Ｒ１ＢおよびダイオードＤ２は、入力ノードＮと主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に直列接続されている。

ブリッジダイオードＢＤ１は、抵抗Ｒ５を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、主スイッチング素子Ｑ１のゲートおよび入力ノードＬ間に電流経路を形成し、かつ主スイッチング素子Ｑ１のゲートおよび入力ノードＮ間に電流経路を形成している。

ブリッジダイオードＢＤ１において、ダイオードＤＡは、ダイオードＤ２と導通方向が同じになるように主スイッチング素子Ｑ１のゲートと入力ノードＬとの間に接続されている。また、ダイオードＤＢは、ダイオードＤ１と導通方向が同じになるように主スイッチング素子Ｑ１のゲートと入力ノードＮとの間に接続されている。

抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２は、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２と主スイッチング素子Ｑ１の導通電極との間に直列接続されている。なお、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２の接続順序は図１に示すものと逆であってもよい。

ダイオードＤ３は、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１およびダイオードＤ２との接続ノードと、主スイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に接続されている。

より詳細には、抵抗Ｒ１Ａは、ヒューズＦ１を介してノードＬに接続された第１端と、ダイオードＤ１のアノードに接続された第２端とを有する。抵抗Ｒ１Ｂは、ノードＮに接続された第１端と、ダイオードＤ２のアノードに接続された第２端とを有する。ダイオードＤ１およびＤ２は、ダイオードＤ３のアノードおよび抵抗Ｒ３の第１端に接続されたカソードを有する。ダイオードＤ３は、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されたカソードを有する。抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ２の第１端に接続された第２端を有する。

ダイオードＤＡは、ヒューズＦ１を介してノードＬに接続されたカソードを有する。ダイオードＤＢは、ノードＮに接続されたカソードを有する。ダイオードＤＣおよびＤＤは、コンデンサＣ４の正電極および１次巻線Ｎ１の第１端に接続されたカソードを有する。

主スイッチング素子Ｑ１は、１次巻線Ｎ１の第２端に接続されたドレインを有する。
抵抗Ｒ４の第１端と、抵抗Ｒ６の第１端とが制御巻線Ｎ２の第１端に接続されている。抵抗Ｒ４の第２端とコンデンサＣ５の第１端とが接続されている。制御トランジスタＱ２は、フォトトランジスタＱ３のエミッタ、抵抗Ｒ６の第２端およびコンデンサＣ６の第１端に接続されたベースと、主スイッチング素子Ｑ１のゲート、フォトトランジスタＱ３のコレクタおよびコンデンサＣ５の第２端および抵抗Ｒ５の第１端に接続されたコレクタとを有する。

コンデンサＣ２の第２端と、主スイッチング素子Ｑ１のソースと、抵抗Ｒ５の第２端と、コンデンサＣ４の負電極と、ダイオードＤＡおよびＤＢのアノードと、制御トランジスタＱ２のエミッタと、コンデンサＣ６の第２端とがトランスＴ１の１次側グランドすなわち制御巻線Ｎ２の第２端に接続されている。

スイッチング電源装置１０１は、たとえばリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源である。

トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に主スイッチング素子Ｑ１が直列接続されている。また、トランスＴ１の制御巻線Ｎ２の出力を、主制御回路２１を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに帰還させることにより発振が継続される。

コンデンサＣ１は、ノーマルモードノイズ対策用に配置されている。また、抵抗Ｒ１Ａ，Ｒ１Ｂは、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放電し、かつ主スイッチング素子Ｑ１の起動回路となる。

電源投入、すなわち入力ノードＬおよびＮならびにヒューズＦ１を介して入力交流電圧が供給されると、抵抗Ｒ１ＡまたはＲ１Ｂと抵抗Ｒ５とによって分圧された電圧が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。これにより、主スイッチング素子Ｑ１内の接合容量が充電され、主スイッチング素子Ｑ１のゲート電位が上昇する。そして、主スイッチング素子Ｑ１のゲート電位が主スイッチング素子Ｑ１の閾値電圧以上になると、主スイッチング素子Ｑ１がオンし、１次巻線Ｎ１に電圧が印加されてトランスＴ１のコアに励磁エネルギーが蓄積される。

また、入力交流電圧は、ブリッジダイオードＢＤ１によって全波整流される。ブリッジダイオードＢＤ１から出力された電圧は、コンデンサＣ４によって平滑され、直流入力電圧となる。

主スイッチング素子Ｑ１は、ゲートに供給される電圧に基づいてオン・オフするスイッチング動作を行なう。主スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング動作によりコンデンサＣ４の両端電圧である直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスＴ１の一次巻線Ｎ１に供給する。

制御巻線Ｎ２では、主スイッチング素子Ｑ１のオン時に、１次巻線Ｎ１と同一方向に電圧が誘起される。この誘起電圧によってバイアス抵抗Ｒ４および直流カット用のコンデンサＣ５を介して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに誘起電流が与えられる。これにより、主スイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持する。また、この誘起電流は、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ３を介してコンデンサＣ６に与えられる。これにより、コンデンサＣ６が充電される。

また、トランスＴ１の２次側出力電圧すなわち負荷ＲＬへの出力電圧が大きくなるほど、フォトトランジスタＱ３を通して流れるコンデンサＣ６の充電電流が大きくなり、コンデンサＣ６の端子間電圧は速く上昇する。

コンデンサＣ６の端子間電圧は、主スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間に接続された制御トランジスタＱ２のベースに与えられる。制御トランジスタＱ２のベース電位が制御トランジスタＱ２の閾値電圧以上になると、制御トランジスタＱ２がオンする。これにより、主スイッチング素子Ｑ１のゲート電位が低下し、主スイッチング素子Ｑ１はオフする。すなわち、トランスＴ１の２次側出力電圧が大きくなるほど、すなわち負荷ＲＬが軽負荷であるほど、コンデンサＣ６の端子間電圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑ１が早期にオフされる。

そして、主スイッチング素子Ｑ１がオフすると、制御巻線Ｎ２に主スイッチング素子Ｑ１のゲート電位を負電位とするような電圧が誘起される。この誘起電圧により、抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ６の電荷が引き抜かれ、主スイッチング素子Ｑ１が次にオンするための準備が行なわれる。

主スイッチング素子Ｑ１のオフした直後から、１次巻線Ｎ１によりトランスＴ１のコアに蓄積されていた励磁エネルギーの２次巻線Ｎ３側への出力が開始される。２次巻線Ｎ３において誘起された電圧は、ダイオードＤ２０によって整流され、平滑コンデンサＣ２０によって平滑化された後、負荷ＲＬへ出力される。

また、平滑コンデンサＣ２０の両端には、図示しない電圧検出回路が接続される。この電圧検出回路は、分圧抵抗、およびフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードなどを含む。そして、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードが負荷ＲＬへの出力電圧に対応した輝度で点灯駆動される。これにより、負荷ＲＬへの出力電圧値がフォトカプラＰＣ１を介して、１次側の主制御回路２１へフィードバックされる。

トランスＴ１のコアに蓄積されていた励磁エネルギーが２次巻線Ｎ３からすべて放出されると、１次巻線Ｎ１の寄生容量に蓄積されていたエネルギーが１次巻線Ｎ１から放出され、１次巻線Ｎ１の寄生容量と１次巻線Ｎ１のインダクタとの間で共振すなわちリンギングが起こり、リンギング電圧が発生する。このリンギング電圧は、１次巻線Ｎ１と磁気的に結合している制御巻線Ｎ２に伝達される。制御巻線Ｎ２に伝達されたリンギング電圧は、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ５を伝達して主スイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられる。このリンギング電圧値は、定常発振状態で主スイッチング素子Ｑ１の閾値電圧以上となるように設定されており、これにより主スイッチング素子Ｑ１がオンする。以上のように、主スイッチング素子Ｑ１が継続してオン・オフ駆動されることにより、初期発振状態から、定常発振状態へ移行する。

コンデンサＣ６には、制御巻線Ｎ２で誘起された電流が抵抗Ｒ６を介して与えられる。これらの抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６の直列回路は、制御巻線Ｎ２と並列に接続され、過電流保護回路を構成している。この過電流保護回路によって、２次側短絡などが生じても、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間が所定期間に制限され、主スイッチング素子Ｑ１の保護が図られている。

図２は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置において、ノードＬが正電位のときの電流経路を示す図である。

図２を参照して、コンデンサＣ１のノードＬ側端子の電位がプラスであり、ノードＮ側端子の電位がマイナスである場合には、経路Ａで示すような方向に電流が流れ、コンデンサＣ１の電荷が放電される。

図３は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置において、ノードＮが正電位のときの電流経路を示す図である。

図３を参照して、コンデンサＣ１のノードＮ側端子の電位がプラスであり、ノードＬ側端子の電位がマイナスである場合には、経路Ｂで示すような方向に電流が流れ、コンデンサＣ１の電荷が放電される。

ノードＬが正電位であり、ノードＮが負電位であるときには、コンデンサＣ１の電荷が抵抗Ｒ１Ａ、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２および抵抗Ｒ１Ｂの経路を通して放電されることが、ダイオードＤ２によって阻止される。また、ノードＮが正電位であり、ノードＬが負電位であるときには、コンデンサＣ１の電荷が抵抗Ｒ１Ｂ、ダイオードＤ２、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１Ａの経路を通して放電されることが、ダイオードＤ１によって阻止される。

これらの経路Ａおよび経路Ｂを通して流れる電流は、いずれもコンデンサＣ１から抵抗Ｒ５を介してトランスＴ１の１次側グランドに至るまでに主スイッチング素子Ｑ１のゲートを経由する。すなわち、経路Ａおよび経路Ｂを通して流れる電流は、コンデンサＣ１の放電電流であるとともに、主スイッチング素子Ｑ１の起動電流となる。

このように、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、電源投入直後に主スイッチング素子Ｑ１をオンするための起動抵抗の機能と、コンデンサＣ１の充電電荷を放電するための放電抵抗の機能とを、共通の抵抗回路が兼ねる。すなわち、放電抵抗の役割を図２に示す場合には抵抗Ｒ１ＡおよびＲ５が果たし、図３に示す場合には抵抗Ｒ１ＢおよびＲ５が果たす。また、起動抵抗の役割を図２に示す場合には抵抗Ｒ１Ａが果たし、図３に示す場合には抵抗Ｒ１Ｂが果たす。

これにより、起動抵抗および放電抵抗を別個に配置する構成と比べて、起動抵抗および放電抵抗による電力損失を低減することができる。すなわち、異なる機能を担う２つの回路ブロックと、これらの回路にそれぞれ流れる電流とを、それぞれ１つの回路ブロックおよび単一電流に統一している。異なる目的のために流される２つの電流を共通化することにより、電力損失を低減することができる。

ここで、スイッチング電源装置１０１では、入力交流電圧がコンデンサＣ１の両端に印加されるため、経路Ａおよび経路Ｂを通してそれぞれ流れる電流はコンデンサＣ１の両端電圧に伴い変動する。

前述のように、２次側出力電圧を検知する図示しない電圧検出回路によってフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ３にフィードバックされた帰還信号により、２次側出力電圧が一定となるように主スイッチング素子Ｑ１のオン期間が制御される。

ところが、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力交流電圧に連動した起動電流が供給されると、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間を調節するための帰還信号とは無関係の情報が、主スイッチング素子Ｑ１のゲートへ入力されることとなり、結果として２次側出力電圧が入力交流電圧の影響を受けてリップル電圧成分を含んでしまう。

しかしながら、スイッチング電源装置１０１では、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２およびダイオードＤ３により、抵抗Ｒ１ＡからダイオードＤ１への経路で整流された電流および抵抗Ｒ１ＢからダイオードＤ２への経路で整流された電流が、それぞれコンデンサＣ２で平滑された後に主スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。これにより、２次側出力電圧がリップル電圧成分を含んでしまうことを防ぐことができる。

また、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２およびダイオードＤ３により、コンデンサＣ２の充電電荷による電流が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。したがって、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ２およびダイオードＤ３の定数を適切に設定することにより、抵抗Ｒ１ＡおよびＲ１Ｂの抵抗値を大きくすることができるため、電力損失をさらに低減することができる。

したがって、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、適切な電力変換動作を行なうことができる。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べてスイッチング素子を起動するための回路を別途設けたスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。

図４は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。

図４を参照して、スイッチング電源装置１０２は、ブリッジダイオードＢＤ１と、コンデンサＣ１，Ｃ４と、ヒューズＦ１と、たとえばＦＥＴ（Field Effect Transistor）である主スイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１１Ａ，Ｒ１１Ｂと、トランスＴ１と、主制御回路２１と、起動電流用整流平滑回路１２と、コンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２０とを備える。トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１と、制御巻線Ｎ２と、二次巻線Ｎ３とを含む。主制御回路２１は、制御トランジスタＱ２と、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ３と、コンデンサＣ５，Ｃ６と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６とを含む。起動電流用整流平滑回路１２は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３とを含む。

スイッチング電源装置１０２は、たとえば、軽負荷時に間欠発振を行なうことにより、効率を向上させる。

すなわち、スイッチング電源装置１０２において、軽負荷時、負荷ＲＬへの出力電圧の目標値を行き過ぎるハンチング動作が起こるように、平滑コンデンサＣ２０の両端に接続された図示しない電圧検出回路のゲインが調整される。これにより、主スイッチング素子Ｑ１の定常発振が、その定常発振の周波数より低い周波数で間欠的に起こる。たとえば、定常発振の周波数が数１０ｋＨｚとすると、間欠発振の周波数は数Ｈｚである。すなわち、スイッチング電源装置１０２では、主スイッチング素子Ｑ１の定常発振が暫く続き、暫く止まり、暫く続く、という状態が繰り返される。

ここで、主スイッチング素子Ｑ１の定常発振が暫く続いている状態から暫く止まる状態に移行する切っ掛けが、上記ハンチング動作である。また、主スイッチング素子Ｑ１の定常発振が暫く止まっている状態から暫く続く状態に移行する切っ掛けは、起動抵抗Ｒ１２およびＲ１３が与える。

ダイオードＤ１１ならびに抵抗Ｒ１２およびＲ１３は、入力ノードＬと主スイッチング素子Ｑ１の制御電極との間に直列接続されている。

キャパシタＣ２は、ダイオードＤ１１および抵抗Ｒ１２の接続ノードに結合された第１端と、第２端とを有し、ダイオードＤ１１によって整流された電圧を平滑化する。

キャパシタＣ４は、ブリッジダイオードＢＤ１に結合された正電極と、負電極とを有し、ブリッジダイオードＢＤ１によって整流された電圧を平滑化する。

ダイオードＤ１２は、キャパシタＣ２の第１端とキャパシタＣ４の正電極との間に接続され、キャパシタＣ２からキャパシタＣ４への方向に導通する。

より詳細には、ダイオードＤ１１は、ヒューズＦ１を介してノードＬに接続されたアノードと、抵抗Ｒ１２の第１端、ダイオードＤ１２のアノードおよびコンデンサＣ２の第１端に接続されたカソードとを有する。ダイオードＤ１２は、コンデンサＣ４の正電極および１次巻線Ｎ１の第１端に接続されたカソードを有する。抵抗Ｒ１３は、抵抗Ｒ１２の第２端に接続された第１端と、主スイッチング素子Ｑ１のゲートおよび抵抗Ｒ５の第１端に接続された第２端とを有する。コンデンサＣ２の第２端が、コンデンサＣ４の負電極と、ダイオードＤＡおよびＤＢのアノードと、制御巻線Ｎ２の第２端とに接続されている。

ここで、スイッチング電源装置１０２が起動電流用整流平滑回路１２を備えない構成であると仮定する。すなわち、コンデンサＣ４に蓄積された電荷は、トランスＴ１への電力供給源であるとともに、コンデンサＣ４に蓄積された電荷により、主スイッチング素子Ｑ１のゲートへ起動電流が供給される構成であると仮定する。この場合、入力交流電圧の供給を停止した後も、軽負荷時は、コンデンサＣ４に蓄積された電力の減衰がゆるやかである。

これに対して、スイッチング電源装置１０２では、コンデンサＣ４に蓄積された電荷によってトランスＴ１へ電力が供給される一方で、コンデンサＣ４とは別の電力源である起動電流用整流平滑回路１２が設けられている。すなわち、この電力源は、入力交流電圧をダイオードＤ１１で整流し、かつコンデンサＣ２で平滑化することにより、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに起動電流を供給する。

したがって、コンデンサＣ４に電力が残っている場合でも、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷が消費されれば、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに起動電流が供給されず、主スイッチング素子Ｑ１がオフするため、間欠発振は停止する。コンデンサＣ２の容量を任意に設定することにより、間欠発振停止までの時間を任意に設定することができる。

ここで、起動電流の供給を絶つと発振が停止する理由について説明する。前述のように、一般的にＲＣＣ方式のスイッチング電源では、電源投入初期に起動電流に依存した発振によってスイッチング動作が過渡的に行なわれる。しかしながら、定常発振状態に至れば制御巻線Ｎ２におけるリンギング電圧が主スイッチング素子Ｑ１をオンするためのトリガとなり、自律的にスイッチング動作が継続される。このため、起動抵抗は実質的に連続動作の継続および停止には寄与しない。

一方、軽負荷時に間欠発振を行なうことにより、効率を向上する動作を行なうＲＣＣ方式のスイッチング電源では、起動抵抗から供給される起動電流により定常発振状態へと移行することにより、間欠発振が継続される。このため、起動電流が絶たれればその時点で間欠発振は停止してしまう。

したがって、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、起動電流用整流平滑回路１２により、入力交流電圧の供給停止後、特に軽負荷時に、起動電流を停止することにより、出力保持時間を任意に短く設定することが可能となる。

また、コンデンサＣ４の両端電圧が減衰した状態でも、コンデンサＣ２の両端電圧が残留していると、起動電流が主スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給され続け、主スイッチング素子Ｑ１はオン状態を維持する。この状態で、電源が再度投入される、すなわち入力交流電圧が再度供給されると、オンしている主スイッチング素子Ｑ１を通して過大な電流が流れるため、主スイッチング素子Ｑ１が破壊される可能性がある。

しかしながら、スイッチング電源装置１０２では、ダイオードＤ１２を配置することにより、コンデンサＣ４の両端電圧が減衰した場合、コンデンサＣ２の両端電圧もそれに伴い減衰させることができるため、主スイッチング素子Ｑ１を確実にオフすることができる。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて分圧抵抗を追加したスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。

図５は、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。

図５を参照して、スイッチング電源装置１０３は、スイッチング電源装置１０２と比べて、起動電流用整流平滑回路１２の代わりに起動電流用整流平滑回路１３を備える。起動電流用整流平滑回路１３は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、コンデンサＣ２と、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３とを含む。

抵抗Ｒ２１は、ダイオードＤ１１のカソードに接続された第１端と、抵抗Ｒ２２の第１端、抵抗Ｒ２３の第１端、ダイオードＤ１２のアノードおよびコンデンサＣ２の第１端に接続された第２端とを有する。抵抗Ｒ２２の第２端とコンデンサＣ２の第２端とが接続されている。抵抗Ｒ２３の第２端と主スイッチング素子Ｑ１のゲートとが接続されている。

抵抗Ｒ２１，Ｒ２２は、ダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ２に印加される電圧を分圧する。これにより、コンデンサＣ２の耐圧を小さくすることができるため、コンデンサＣ２の単価低減および実装スペースの低減を実現することができる。なお、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２において常に一定の電力が消費されるため、消費電力の観点からは、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の方が優れている。

その他の構成および動作は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べてブリッジダイオードＢＤ１を備えない構成としたスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。

図６は、本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。

図６を参照して、スイッチング電源装置１０４は、第１整流平滑回路１４と、第２整流平滑回路１５と、コンデンサＣ１と、ヒューズＦ１と、たとえばＦＥＴ（Field Effect Transistor）である主スイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１１Ａ，Ｒ１１Ｂ，Ｒ１２，Ｒ１３と、トランスＴ１と、主制御回路２１と、コンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２０とを備える。トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１と、制御巻線Ｎ２と、二次巻線Ｎ３とを含む。主制御回路２１は、制御トランジスタＱ２と、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ３と、コンデンサＣ５，Ｃ６と、抵抗Ｒ４〜Ｒ６とを含む。第１整流平滑回路１４は、ダイオードＤ２１と、コンデンサＣ２２とを含む。第２整流平滑回路１５は、ダイオードＤ２２と、コンデンサＣ２４とを含む。

第１整流平滑回路１４は、入力交流電圧を整流平滑し、整流平滑した電圧によって主スイッチング素子Ｑ１の制御電極に電流を供給する。

第２整流平滑回路１５は、第１整流平滑回路１４によって整流平滑された電圧をさらに整流平滑する。

主スイッチング素子Ｑ１は、１次巻線Ｎ１に結合され、第２整流平滑回路１５によって整流平滑された電圧を、オン・オフすることにより交流電圧に変換し、変換した交流電圧を１次巻線Ｎ１に供給する。

すなわち、スイッチング電源装置１０４では、コンデンサＣ２２で平滑した直流電圧を抵抗Ｒ１２およびＲ１３に印加して主スイッチング素子Ｑ１のゲートへ起動電流を供給する一方、コンデンサＣ２２で平滑した直流電圧を後段のダイオードＤ２２およびコンデンサＣ２４により整流平滑してトランスＴ１へ供給する。

特に、スイッチング電源装置が軽負荷用であり、ダイオードＤ２１およびＤ２２を縦列配置することによる損失が問題とならない場合であって、入力交流電圧を全波整流する必要がないときには、スイッチング電源装置１０４のような構成が好適である。スイッチング電源装置１０４では、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて部品点数を少なくすることができる。

その他の構成および動作は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第５の実施の形態＞
本実施の形態は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて異常検出機能を追加したスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。

図７は、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。

図７を参照して、スイッチング電源装置１０５は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて、トランスＴ１の代わりにトランスＴ２を備え、さらに、ダイオードＤ２１と、コンデンサＣ２１と、サイリスタＳＣＲ１と、ゲート回路１６とを備える。トランスＴ２は、一次巻線Ｎ１と、制御巻線Ｎ２と、二次巻線Ｎ３と、補助巻線Ｎ４とを含む。

補助巻線Ｎ４では、２次巻線Ｎ３より振幅の大きい交流電圧が誘起される。ダイオードＤ２１は、補助巻線Ｎ４に誘起された電圧を整流する。コンデンサＣ２１は、ダイオードＤ２１によって整流された電圧を平滑化する。

ゲート回路１６は、異常検出時、サイリスタＳＣＲ１を導通させることにより、コンデンサＣ２１の両端をショートする。ここで、検出される「異常」としては、スイッチング電源装置１０５の出力電圧制御機能が壊れ、出力電圧が異常に高くなってしまった場合、スイッチング電源装置１０５の能力以上の電流を要求する負荷が接続され、スイッチング電源装置１０５が過電流出力状態になってしまった場合、およびスイッチング電源装置１０５が設置されている周囲の温度が異常に上昇した場合などがある。

図８は、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置が補助巻線Ｎ４を備えないと仮定した構成を示す図である。

図８を参照して、このスイッチング電源装置では、出力シャットダウン形式の保護機能を実現する。すなわち、異常検出時に出力端をサイリスタでショートし、後述する図９に示すような出力特性を利用して、出力のシャットダウンを実現している。

ゲート回路１６は、異常検出時、サイリスタＳＣＲ１を導通させることにより、負荷ＲＬへの２つの出力端をショートする。

図９は、図８に示す構成における出力電流−出力電圧特性と、サイリスタによるクランプ電圧との関係を示す図である。

図９において、グラフＧ１は定格出力電圧が高い場合を示し、グラフＧ２は定格出力電圧が低い場合を示す。また、ＶＳはクランプ電圧、すなわちサイリスタＳＣＲ１が導通したときの負荷ＲＬへの出力端間の電圧である。

図９を参照して、定格出力電圧が比較的高い場合（グラフＧ１）、サイリスタＳＣＲ１の導通時は定格出力電圧に比べて出力電圧が十分低下するため、出力電力は、最大出力電力（点ａ）に対して十分小さな電力となる（点Ａ）。

しかしながら、定格出力電圧が比較的低い場合（グラフＧ２）、定格出力電圧が比較的高い場合と比べて、サイリスタＳＣＲ１の導通時、定格出力電圧に対する減衰比率は小さい。すなわち、最大出力電力（点ｂ）とサイリスタＳＣＲ１の導通時の出力電力との差が小さい（点Ｂ）。

このように、定格出力電圧が比較的低い場合には、異常検出時の保護動作において、スイッチング電源装置の最大出力電力と大差ない電力が出力され続けてしまう。したがって、異常を検出した場合に回路にとってストレスの少ない動作モードへ移行し、この動作モードを維持するという保護回路としての本来の目的を果たさないことになる。

しかしながら、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、トランスＴ２の２次側に二次巻線Ｎ３より高い電圧を出力する補助巻線Ｎ４を追加し、補助巻線Ｎ４の出力を整流して平滑した副出力に対して、異常検出時にサイリスタによる短絡動作を行なう。このような構成により、定格出力電圧が低い場合でも、回路にとってストレスの少ない動作モードに移行しそれを維持するという保護回路としての本来の目的を果たすことができる。

図１０は、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置における出力電流−出力電圧特性と、サイリスタによるクランプ電圧との関係を示す図である。

図１０において、グラフＧ３は主出力電力が０のときの副出力を示し、グラフＧ４は副出力電力が０のときの主出力を示す。ここで、主出力とは、二次巻線Ｎ３の出力を整流して平滑した出力である。また、ＶＳはクランプ電圧、すなわちサイリスタＳＣＲ１が導通したときの出力端間電圧である。ＡＲ１は、サイリスタＳＣＲ１が導通したときの副出力電力を示し、ＡＲ２は、ＡＲ１で示される副出力電力を主出力電力に換算した結果を示す。

図１０を参照して、異常検出時、サイリスタＳＣＲ１が導通すると、副出力は点Ｃで示す状態となる。この動作点Ｃでの出力電力を主出力に換算すると、点Ｄに相当する。すなわち、グラフＧ４においても、最大出力電力を与える動作点ｂに対して主出力の電力を十分小さくすることが可能となる。

グラフＧ３に示すように、サイリスタ導通時の副出力の出力電圧をサイリスタ非導通時よりも十分大きくすることにより、図１０に示すスイッチング電源装置の出力特性を決定している主制御回路２１が、サイリスタ導通時、図１０に示す出力特性において出力電力の十分小さい領域へ動作状態を移行する。これにより、二次巻線Ｎ３から取り出される電力を低減することができる。

その他の構成および動作は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

本発明は、電源システムの一部として常時動作し、この電源システムにおける他の電源ブロックの動作および停止を司る回路へ電力を供給する待機電源として使用されるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に好適である。

すなわち、このような用途では、スイッチング電源装置が常時動作していることから、軽負荷時の消費電力の低減が特に必要となるが、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、これを実現する。

また、軽負荷時の出力保持時間低減の要求と、定格負荷での出力保持時間増大の要求を両立させる必要がある場合、本発明の第２〜第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、これを実現する。

また、待機電源は、最低限必要な電力を回路ブロックへ供給する必要があるため、出力電圧が３Ｖ〜５Ｖと比較的小さい場合がある。このような低電圧出力のＲＣＣ方式のスイッチング電源の出力端をサイリスタなどで短絡し、図９に示すような出力フの字特性を利用する場合には、出力電圧が低いことが原因で出力電力をセーブしきれない不具合が起こり得る。本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、この不具合を回避する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置において、ノードＬが正電位のときの電流経路を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置において、ノードＮが正電位のときの電流経路を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置が補助巻線Ｎ４を備えないと仮定した構成を示す図である。 図８に示す構成における出力電流−出力電圧特性と、サイリスタによるクランプ電圧との関係を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置における出力電流−出力電圧特性と、サイリスタによるクランプ電圧との関係を示す図である。

符号の説明

１０１〜１０５ スイッチング電源装置、ＢＤ１ ブリッジダイオード、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ４〜Ｃ６，Ｃ２０，Ｃ２１，Ｃ２４ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２０，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード、Ｆ１ ヒューズ、Ｑ１ 主スイッチング素子、Ｑ２ 制御トランジスタ、Ｑ３ フォトトランジスタ、ＰＣ１ フォトカプラ、Ｒ１Ａ，Ｒ１Ｂ，Ｒ３，Ｒ４〜Ｒ６，Ｒ１１Ａ，Ｒ１１Ｂ，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３ 抵抗、Ｔ１，Ｔ２ トランス、２１ 主制御回路、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２ 制御巻線、Ｎ３ 二次巻線、Ｎ４ 補助巻線、Ｌ，Ｎ ノード、１２，１３ 起動電流用整流平滑回路、１４ 第１整流平滑回路、１５ 第２整流平滑回路、１６ ゲート回路、ＳＣＲ１ サイリスタ。

Claims (8)

1. 第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、
   １次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、
   前記１次巻線に結合され、オン・オフすることにより前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換した交流電圧を前記１次巻線に供給する主スイッチング素子と、
   前記２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、
   前記制御巻線に結合され、前記制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて前記主スイッチング素子をオンするための電流を前記主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ前記主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、前記２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、
   前記第１の入力ノードと前記第２の入力ノードとの間に接続された第１のキャパシタと、
   前記第１の入力ノードと前記主スイッチング素子の制御電極との間に直列接続された第１の抵抗および第１のダイオードと、
   前記第２の入力ノードと前記主スイッチング素子の制御電極との間に直列接続された第２の抵抗および第２のダイオードとを備え、
   前記１次側整流平滑回路は、前記主スイッチング素子の制御電極に結合され、前記主スイッチング素子の制御電極および前記第１の入力ノード間に電流経路を形成し、かつ前記主スイッチング素子の制御電極および前記第２の入力ノード間に電流経路を形成しているスイッチング電源装置。
2. 前記主スイッチング素子の制御電極に対する前記第１のダイオードの導通方向および前記第２のダイオードの導通方向が同じであり、
   前記１次側整流平滑回路は、
   前記第２のダイオードと導通方向が同じになるように前記主スイッチング素子の制御電極と前記第１の入力ノードとの間に接続された第３のダイオードと、
   前記第１のダイオードと導通方向が同じになるように前記主スイッチング素子の制御電極と前記第２の入力ノードとの間に接続された第４のダイオードとを含む請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第１の抵抗は、前記第１の入力ノードと前記第１のダイオードとの間に接続され、
   前記第２の抵抗は、前記第２の入力ノードと前記第２のダイオードとの間に接続され、
   前記スイッチング電源装置は、さらに、
   前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードと前記主スイッチング素子の導通電極との間に直列接続された第３の抵抗および第２のキャパシタと、
   前記第３の抵抗または前記第２のキャパシタと前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードとの接続ノードと、前記主スイッチング素子の制御電極との間に接続された第５のダイオードとを備える請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、
   １次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、
   前記１次巻線に結合され、オン・オフすることにより前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換した交流電圧を前記１次巻線に供給する主スイッチング素子と、
   前記２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、
   前記制御巻線に結合され、前記制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて前記主スイッチング素子をオンするための電流を前記主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ前記主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、前記２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、
   前記入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換し、前記変換した直流電圧に基づいて前記主スイッチング素子の制御電極に電流を供給する起動電流用整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置。
5. 前記１次側整流平滑回路は、
   前記第１の入力ノードおよび前記第２の入力ノードに結合され、前記入力交流電圧を整流する第１のダイオードと、
   前記第１のダイオードに結合された第１端と、第２端とを有し、前記第１のダイオードによって整流された電圧を平滑化する第１のキャパシタとを含み、
   前記起動電流用整流平滑回路は、
   前記第１の入力ノードと前記主スイッチング素子の制御電極との間に接続され、前記入力交流電圧を整流する第２のダイオードと、
   前記第２のダイオードに結合された第１端と、第２端とを有し、前記第２のダイオードによって整流された電圧を平滑化する第２のキャパシタと、
   前記第１のキャパシタの第１端と前記第２のキャパシタの第１端との間に接続され、前記第２のキャパシタから前記第１のキャパシタへの方向に導通する第３のダイオードを含む請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記起動電流用整流平滑回路は、さらに、
   前記第３のダイオードによって整流された電圧を分圧して前記第２のキャパシタに印加するための分圧抵抗を含む請求項５記載のスイッチング電源装置。
7. 入力交流電圧を整流平滑する第１の１次側整流平滑回路と、
   前記１次側整流平滑回路によって整流平滑された電圧をさらに整流平滑する第２の１次側整流平滑回路と、
   １次巻線、２次巻線および制御巻線を含むトランスと、
   前記１次巻線に結合され、前記第２の１次側整流平滑回路によって整流平滑された電圧を、オン・オフすることにより交流電圧に変換し、前記変換した交流電圧を前記１次巻線に供給する主スイッチング素子と、
   前記２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、
   前記制御巻線に結合され、前記制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて前記主スイッチング素子をオンするための電流を前記主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ前記主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、前記２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路とを備え、
   前記第１の１次側整流平滑回路は、前記整流平滑した電圧に基づいて前記主スイッチング素子の制御電極に電流を供給するスイッチング電源装置。
8. 第１の入力ノードおよび第２の入力ノードから受けた入力交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する１次側整流平滑回路と、
   １次巻線、２次巻線、制御巻線、および前記２次巻線より振幅の大きい交流電圧が誘起される補助巻線を含むトランスと、
   前記１次巻線に結合され、オン・オフすることにより前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換した交流電圧を前記１次巻線に供給する主スイッチング素子と、
   前記２次巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する２次側整流平滑回路と、
   前記補助巻線に誘起された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する補助用整流平滑回路と、
   前記制御巻線に結合され、前記制御巻線に誘起された交流電圧に基づいて前記主スイッチング素子をオンするための電流を前記主スイッチング素子の制御電極に供給し、かつ前記主スイッチング素子のオン期間を制御することにより、前記２次側整流平滑回路によって変換される直流電圧のレベルを制御する主制御回路と、
   前記補助用整流平滑回路の出力を短絡するか否かを切り替える出力短絡回路とを備えるスイッチング電源装置。

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