JP2006115660A - 入出力絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】作業が簡単で信頼性に優れた入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータの負荷電流状態やそれに関連する回路動作の状態を、トランス一次側のインバータ回路１００内に設けられたアクティブクランプ回路１０１のコンデンサ電圧ＶＣを利用して判定するので、降圧比が大きい降圧コンバータの二次コイルの電圧を検出する必要がなく、トランスＴ１、Ｔ２の二次側コイルや配線用のバスバーに電圧検出用ケーブルを締結したり接合したりする作業を省略することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

トランスを用いる入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧が容易であるうえ、入出力を完全に電気絶縁することができると言う利点を有するため、たとえばハイブリッド車用電源装置に用いられる独立二電源系間の電力融通に好適である。この入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、一つのトランスを用いる１トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの他に、交互に電流を出力する２個のトランスをもつ下記の特許文献１〜８記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。
特開平５−２７６７５１号公報 特許第３１７５３８８号公報 特開２００３−７９１４２号公報 特表２００３−５２９３１１ 特表２００３−５３３１６３ 特表２００４−５０８７９９ 特開２００３−１０２１７５号公報 USP５２９１３８２ 上記した入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次側にインバータ回路が、トランスの二次側に整流回路が設けられる。インバータ回路は、所定周期、所定デューティ比でスイッチングされてトランスの一次コイルを断続するスイッチング素子をもつ。この場合、スイッチング素子は、本質的にインダクタンス成分を含む負荷への給電電流をスイッチングすることになるため、スイッチング素子のオフ直後にスイッチング素子にサージ電圧が一時的に掛かることになる。そこで、このサージ電圧を抑制するため、スイッチング素子のオン時にスイッチング素子に流れていた電流をスイッチング素子のオフ直後に一時的に他の回路にバイパスさせることが好適であり、この電流バイパスを上記スイッチング素子と相補的に逆動作するクランプ用スイッチング素子にて行うのが好適である。また、この電流バイパスは、サージ電力が減衰した後は、言い換えると、トランスに蓄積された磁気エネルギーが減衰した後は、遮断されるべきであり、このため、このクランプ用スイッチング素子と直列に直流遮断用のコンデンサを設けるのが通常である。この種の互いに直列接続されたクランプ用スイッチング素子と直流阻止用コンデンサからなる電圧クランプ回路は、通常、アクティブクランプ回路として知られている。

つまり、このアクティブクランプ回路は、いままで主スイッチとしてのスイッチング素子に流れていた電流を主スイッチのオフ直後だけ一時的に他の回路系にバイパスすることにより、主スイッチに大きなサージ電圧が印加されるのを防止する。なお、バイパス電流通電により直流阻止用コンデンサに蓄積された静電エネルギーは他の期間に放出されて有効利用されるのが通常である。

従来の１トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を図８に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ型のインバータ回路１００'と全波整流型の整流回路２００と、中間タップ付き二次コイルをもつトランスＴとを有している。３００'はＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路であり、補助電源５、コントローラ６、駆動回路７からなる。なお、整流回路２００のダイオードをスイッチング素子に変更して同期整流を行ってもよいことは明白である。補助電源５は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧から所定の定電圧の制御用電圧を形成してコントローラ６及び駆動回路７に給電する。

コントローラ６は、たとえばＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と所定の目標電圧との偏差が０に収束するデューティ比をもつＰＷＭ制御電圧を生成し、このＰＷＭ制御電圧を駆動回路７により電力増幅してインバータ回路１００'の４つのスイッチング素子のゲート電極に印加し、これによりいわゆる出力をフィードバック制御する。更に、コントローラ６は、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作が順調に行われているかどうかを検出し、回路動作が不良の場合にＤＣ−ＤＣコンバータの運転を停止する保護制御を行う。

従来における保護制御では、トランスＴの二次コイルの電圧を抽出し、二次コイルの整流後の平均電圧である整流平均値を求め、この平均電圧が所定電圧範囲を逸脱したかどうかを判定し、逸脱した場合にインバータ回路１００'又はトランスＴ又は一次側直流電源の不良と判定してＤＣ−ＤＣコンバータの運転を停止する方式を採用していた。

しかしながら、この種の入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを、大きな降圧比をもつ降圧コンバータに適用する場合がある。この場合、二次コイルの導体や、二次コイルの出力端子と次の整流回路の入力端子とを接続する配線を大きな断面積をもつバスバーにより構成して二次側の抵抗損失を低減することが必要となる。たとえばハイブリッド車用の降圧コンバータの二次電流は１００A程度の大きな値となる。

このような大きな降圧比をもつ降圧コンバータにて上記保護制御を実行する場合、二次コイルの出力電圧を検出するための電圧検出用ケーブルは非常に細くてよいため、この電圧検出ケーブルの端末を上記バスバーに締結乃至接合する構造を採用せねばならない。

たとえば螺子孔のような締結構造をバスバーに設けることは、バスバー加工や締結作業が面倒となり、バスバー形状の複雑化も招くという不都合があった。また、電圧検出用ケーブルの敷設や端末加工も面倒であるうえ、高振動環境では接続信頼性確保の課題も発生する。更に、電圧検出ケーブルをバスバーに接合する場合、接合箇所のスペースが狭かったりして接合不良が生じないように作業するのが容易ではなかった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、作業が簡単で信頼性に優れた入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としている。

なお、請求項において各構成要素に付した符号は理解を容易化するためになされたものに過ぎず、構成要素を対応する符号をもつ実施例の構成要素に限定するものではない。

本発明の入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型のトランスと、一次側の直流電源から入力電源電圧Ｖ１を印加されて前記トランスの一次コイルに一次コイル電流を給電するインバータ回路１００と、前記トランスの二次コイルから出力される二次コイル電流を整流して外部に負荷電流として出力する整流回路２００と、前記インバータ回路１００の動作を制御する制御回路３００とを備え、前記インバータ回路１００が、前記一次側の直流電源から前記トランスの一次コイルに給電される前記一次コイル電流を断続する主スイッチＱ1と、少なくとも副スイッチＱ２とコンデンサＣ１とを直列接続して構成されて前記主スイッチＱ1のオフ期間に前記トランスをリセットするアクティブクランプ回路１０１とを有する入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、アクティブクランプ式ＤＣ−ＤＣコンバータとも言う）において、前記制御回路３００が、前記コンデンサＣ１の電圧を検出することにより、前記負荷電流に関連する電気量をモニタすることを特徴としている。なお、整流回路としては従来公知の全波整流型の同期整流回路やダイオード整流回路を採用することができる。

すなわち、この発明では、入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流状態やそれに関連する回路動作の状態を、トランス一次側のインバータ回路内に設けられたアクティブクランプ回路のコンデンサ電圧を利用して判定するので、降圧比が大きい降圧コンバータの二次コイルの電圧を検出する必要がなく、トランスの二次側のバスバーに電圧検出用ケーブルを締結したり接合したりする作業を省略することができる。なお、インバータ回路１００は回路基板に実装されるため上記コンデンサ電圧を検出するための配線は回路基板に設けられた配線パターンを用いればよいため、バスバーにより構成される二次コイルの電圧検出に比べて配線や接続を簡単に行うことができる。

また、このコンデンサ電圧は、出力電流（負荷電流）及び入力電源電圧（一次側の直流電源の電圧）の大きさに応じて変動するので、コンデンサ電圧と出力電流とから入力電源電圧を推定することができ、コンデンサ電圧と入力電源電圧とから出力電流を推定することもできる。特に後者の場合は、大きな出力電流を検出するための電流検出回路を省略することができる。

好適態様において、前記制御回路３００は、前記コンデンサＣ１の電圧値が、所定の入力電源電圧範囲における所定の最小負荷電流値に相当する所定のしきい値より低下したかどうかを判定し、低下した場合に異常発生と判定する。すなわち、通常において用いる入力電源電圧範囲で所定の最小負荷電流値以上の負荷電流を出力する場合、アクティブクランプ回路の電圧値は所定のしきい値を下回ることがない。したがって、アクティブクランプ回路の電圧値が所定のしきい値を下回る場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する負荷電流のあり得ない低下を検出することができる。つまり、この異常な状態の検出により、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常又はなんらかの原因による入力電源電圧の通常使用範囲からの逸脱を検出することができる。

特に、降圧式ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて高電圧のバッテリから低電圧のバッテリ及び低電圧負荷へ常時給電する車両用二電源系では、常時動作する低電圧負荷が存在するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が所定最小値を下回ることはなく、したがって既述したように使用入力電源電圧範囲ではコンデンサＣ１の電圧が所定しきい値を下回ることがないはずであるので、この態様を好適に実施することができる。

好適な態様において、前記制御回路３００は、前記コンデンサＣ１の電圧値が前記しきい値より低下した場合に前記インバータ回路１００の作動を停止するか警報を発生する保護モードを実行する。これにより、上記異常発生時にＤＣ−ＤＣコンバータを保護することができる。

好適な態様において、前記制御回路３００は、前記負荷電流に関連する電気量に基づいて前記負荷電流が所定最大値を超える場合に前記主スイッチＱ1のＰＷＭデューティ比を調整して前記整流回路の出力電圧を減少させる過電流制限モードを有し、かつ、前記過電流制限モードを実行する場合に前記保護モードの実行を禁止する。

このようにすれば、出力電流が過大となる場合に出力電圧を低減して出力電流を低減するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの安全性を向上させることができるとともに、この過電流制限モードによる出力電流の減少を回路動作不良と誤判定することも防止することができる。

好適な態様において、前記制御回路３００は、前記コンデンサＣ１の電圧ＶＣと前記入力電源電圧Ｖ１と予め記憶するマップに基づいて負荷電流を推定することを特徴とする。

すなわち、このコンデンサＣ１の電圧ＶＣは、出力電流（負荷電流）及び入力電源電圧（一次側の直流電源の電圧）の大きさに応じて変動するので、コンデンサ電圧と入力電源電圧とから出力電流すなわち負荷電流を、大きな出力電流検出のための電流検出回路を用いることなく推定することができる。また、更に主スイッチＱ1のオン・デューティ比Ｄも利用してもよい。

好適な態様において、前記トランスは、一次コイルｎ１、ｎ３が巻装されるトランスＴ１と、一次コイルｎ２、ｎ４が巻装されるトランスＴ２とを含み、前記主スイッチＱ1は、互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２を通じて前記一次側の直流電源から電圧を印加され、前記アクティブクランプ回路１０１の前記副スイッチＱ２及び前記コンデンサＣ１は、コンデンサC２を介して直列接続されて前記主スイッチＱ1の両端を短絡し、前記コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点３０は、一次コイルｎ３、ｎ４を順次通じて前記主スイッチＱ1と副スイッチＱ２との接続点４０に接続される。

このインバータ回路構成を採用すると、一次側の直流電源からインバータ回路へ一方向へとぎれることなく電流を流すことができるため、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの問題であったインバータ回路から一次側の直流電源への電流逆流を格段に低減することができ、この低減のための大型の平滑コンデンサやチョークコイルの省略又は小型化が可能となる。また、このチョークコイルが省略可能となることにより、双方向送電も可能となる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの好適態様を以下の実施例を参照して具体的に説明する。なお、この発明は、下記の実施例に限られるものではなく、各構成要素は、それと主要機能が共通する一乃至複数の公知の構成要素に置換可能であることは当然である。

（回路の全体構成）
この実施例の入出力絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図１に示す。この入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータは、一次コイルｎ１、ｎ３と二次コイルｎ５とが巻装される降圧型のトランスＴ１と、一次コイルｎ２、ｎ４と二次コイルｎ６とが巻装される降圧型のトランスＴ２と、一次側の直流電源４００から給電されてトランスＴ１、Ｔ２の一次コイルｎ１〜ｎ４に一次コイル電流を給電するインバータ回路１００と、トランスＴ１、Ｔ２の二次コイルｎ５、ｎ６から出力される電流を整流して外部に負荷電流として出力する整流回路２００と、インバータ回路１００の動作を制御する制御回路３００とを備える。トランスＴ１、Ｔ２の一次コイルｎ１〜ｎ４のターン数は同じに設定されるが、それに限定されるものではない。二次コイルｎ５、ｎ６のターン数も同じに設定される。

インバータ回路１００は、高電圧（たとえば数百Ｖ）を出力する一次側の直流電源４００からトランスＴ１、Ｔ２の一次コイルに給電される一次コイル電流を断続する主スイッチＱ1と、副スイッチＱ２とコンデンサＣ１とを直列接続して構成されて主スイッチＱ1のオフ期間に前記トランスをリセットするアクティブクランプ回路１０１とを有している。主スイッチＱ1は、互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２を通じて一次側の直流電源４００から入力電源電圧Ｖ１を印加されている。アクティブクランプ回路１０１の副スイッチＱ２及びコンデンサＣ１は、コンデンサC２を介して直列接続されて主スイッチＱ1の両端を短絡している。コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点３０は、一次コイルｎ３、ｎ４を順次通じて主スイッチＱ1と副スイッチＱ２との接続点４０に接続されている。

整流回路２００は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を有する周知の同期整流回路であって、スイッチング素子Ｑ３は二次コイルｎ５を通じて、スイッチング素子Ｑ４は二次コイルｎ６を通じて、高電位側の出力端５０に接続されている。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続端は低電位側の出力端６０に接続されている。主スイッチＱ1、副スイッチＱ２及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はMOSトランジスタにより構成されているが、これに限定されるものではない。Ｃ３は出力平滑コンデンサ、５００は十数Ｖを出力する負荷側の低電圧バッテリである。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図２に示す動作タイミングで所定周期で断続される。

制御回路３００は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ２を所定の目標値にフィードバック制御するべく、出力電圧Ｖ２と目標値との偏差に基づいて各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティ比をPWM制御している。なお、PWM制御におけるキャリヤ周波数は通常の場合と同じく数十〜数百ｋHzとされるが、それによる損失増大や電磁波ノイズの問題が許す限りできるだけ高く設定されることが回路の小型化の点で好ましいことは明らかである。

このＤＣ−ＤＣコンバータでは、デッドタイムを無視すれば主スイッチＱ1と副スイッチＱ２とは図２に示すように相補動作してインバータ動作を行い、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と同期して交互にオンされていわゆる同期整流を行う。

（モードA期間の動作説明）
主スイッチＱ１がオンされ、副スイッチＱ２がオフされる期間であるモードA期間の動作を以下に説明する。入力直流電源４００は、主スイッチＱ１のオンにより、一次コイルｎ１、ｎ２に電流i１を流す。また、後述するモードＢ期間にて蓄電されて高電圧となっているコンデンサＣ１は、一次コイルｎ３、ｎ４、主スイッチＱ１を通じて電流icで放電する。これにより、トランスＴ１には、電流i１とi２に起因するアンペアターンに対応する磁束φ１が形成され、この磁束φ１の変化に対応する電圧Ｖ５が二次コイルｎ５に誘起される。この時、スイッチング素子Ｑ４がオンしているので、トランスＴ１の二次コイルｎ５は負荷側へ電流ｉ２を出力する。これに対して、スイッチング素子Ｑ３はオフしており、トランスＴ２の二次コイルｎ６には電流が流れないため、トランスＴ２の一次コイルｎ２は一次側の直流電源４００からの電流流入を制限するためのチョークコイル負荷として機能し、トランスＴ２の一次コイルｎ４はコンデンサＣ１の放電を規制するためのチョークコイル負荷として機能する。二次コイルｎ５の電圧V５は、一次コイルｎ１、ｎ３に流れる励磁用の電流成分の総和に比例するトランスＴ１の磁束の増加率に比例する電圧Ｖ５を出力し、二次コイルｎ５から負荷側へ電流i２が流れる。電流ｉ２は、理想的には電流和ｉ１＋ｉｃからトランスＴ１の励磁電流成分を差し引いた値となる。

（モードB期間の動作説明）
次に、主スイッチＱ１がオフされ、副スイッチＱ２がオンされる期間であるモードB期間の動作を以下に説明する。入力直流電源４００は、主スイッチＱ１のオフ、副スイッチＱ２のオンにより、モードA期間中に一次コイルｎ１、ｎ２に流れていた電流i１の一部は、一次コイルｎ１、ｎ２、ｎ４、ｎ３の順に転流してコンデンサＣ１を充電するとともに一次コイルｎ４、ｎ３をモードA期間とは逆方向へ励磁する。また、モードA期間中に一次コイルｎ１、ｎ２に流れていた電流i１の残部は、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２を通じて転流してコンデンサＣ１を充電し、これにより主スイッチＱ1のオフによる主スイッチＱ1のサージ電圧は抑制される。電流ｉｃはコンデンサＣ１の充電とともに減少する充電電流となる。また、上記転流により、モードB期間の前半に図１に示す方向に充電されたコンデンサＣ２の蓄電量はモードB期間の後半には逆方向に放電される。

これにより、トランスＴ２には、電流i１の減少と電流i２の方向反転（コンデンサＣ１の充電）に起因するアンペアターンに対応する磁束φ２が形成され、この磁束φ２の変化に対応する電圧Ｖ６が二次コイルｎ６に誘起される。この時、スイッチング素子Ｑ３がオンしているので、トランスＴ２の二次コイルｎ６は負荷側へ電流i２を出力する。これに対して、スイッチング素子Ｑ４はオフしており、トランスＴ１の二次コイルｎ５には電流が流れないため、トランスＴ１の一次コイルｎ１、ｎ３はモードA期間の一次コイルｎ２、ｎ４と同様にチョークコイル負荷として機能する。二次コイルｎ６の電圧Ｖ６は、一次コイルｎ２、ｎ４に流れる励磁用の電流成分の総和に比例するトランスＴ２の磁束の減少率に比例する電圧Ｖ６を出力し、二次コイルｎ６から負荷側へ電流i２が流れる。電流ｉ２は、理想的には電流和ｉ１ーｉｃからトランスＴ２の励磁電流成分を差し引いた値となる。

（基本制御動作）
次に、コントローラ６が行う基本的な出力電圧制御動作である基本制御モードを以下に説明する。

コントローラ６の基本的な制御動作は、既述したように、出力電圧Ｖ２と所定の目標電圧とを比較し、比較結果に基づいて、出力電圧Ｖ２が目標電圧より小さい場合に主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄを増大させ、出力電圧Ｖ２が目標電圧より高い場合に主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄを減少させて、出力電圧Ｖ２を目標電圧に収束させるフィードバック制御動作である。この基本制御動作自体はＤＣ−ＤＣコンバータにおいてもはやよく知られているので、これ以上の説明は省略する。

（保護モードの実施）
この実施例の特徴として、コントローラ６は下記に説明する保護モードを実行する。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力電源電圧Ｖ１とコンデンサＣ１の電圧ＶＣと出力電流i２の関係を図３に示す。Ｖminは入力電源電圧Ｖ１の許容最小値、Ｖmaxは入力電源電圧Ｖ１の許容最大値であり、入力電源電圧Ｖ１が許容最小値未満、又は許容最大値以上となると、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は強制的に停止される。

図３に記載した７本の特性曲線はそれぞれ異なる出力電流ｉ２における入力電源電圧Ｖ１と電圧ＶＣとの関係を示す。これらの特性曲線から、入力電源電圧Ｖ１が一定ならコンデンサＣ１の電圧ＶＣは出力電流ｉ２が大きいほど大きくなる特性をもつことがわかる。この入力電源電圧Ｖ１一定条件における出力電流ｉ２及びコンデンサＣ１の電圧ＶＣの変化は主スイッチＱ1のオン・デューティ比Ｄの変化に起因している。出力電流が大きくなるにつれてオン・デューティ比Ｄが増大する理由を説明する。内部の配線抵抗やスイッチング素子Ｑ１等の電圧降下は出力電流増大に伴い大きくなるが、出力電圧Ｖ２が一定となるようにフィードバック制御をしているため、すなわち出力電流に比例する前記電圧降下を補償するために、出力電流が大きくなるにつれてオン・デューティ比Ｄが大きくなる。

上記コンデンサＣ１の電圧ＶＣと出力電流ｉ２との関係を利用して、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作不良などに起因する出力電流ｉ２の異常低下をコンデンサＣ１の電圧ＶＣから判定することができる。具体的に説明すると、負荷電流すなわち出力電流ｉ２がある最小値をもつ場合、出力電流ｉ２がこの最小値より下がることがない場合のコンデンサＣ１の電圧ＶＣの最小値をしきい値Ｖthとして設定する。このようにすれば、検出したコンデンサＣ１の電圧ＶＣがしきい値Ｖth未満かどうかを判定し、未満となった場合にＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常又は入力電圧の異常と判定することができる。

ただし、入力電源電圧Ｖ１の異常は入力電源電圧Ｖ１そのものを判定することにより独立に検出できるために、この判定結果と組み合わせてＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常を判定することができる。なお、図３の下側の３本の特性曲線は、上記負荷条件外のものである。また、ＤＣ−ＤＣコンバータへの電源供給直後などにおいてＤＣ−ＤＣコンバータがまだ十分動作していない場合においては、出力電流ｉ２が小さく、コンデンサＣ１の電圧ＶＣが小さくなることもあるため、上記異常判定を遅延させて、誤判定を防ぐことが好適である。

図５に、入力電源電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２との関係を示す。図５における定電圧領域は、既述した出力電圧と目標電圧との偏差をスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比ＤにフィードバックするフィードバックＰＷＭ制御により実現される領域である。

次に、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの入力電源電圧Ｖ１とコンデンサＣ１の電圧ＶＣと出力電流i２との関係を、出力電流ｉ２を横軸として図４に示す。図４における３本の特性曲線はそれぞれ異なる入力電源電圧Ｖ１における出力電流ｉ２と電圧ＶＣとの関係を示している。

図４から、出力電流ｉ２が大きくなると、コンデンサＣ１の電圧ＶＣは低下し、最後にはコンデンサＣ１の電圧ＶＣが異常判定用のしきい値Ｖthを下回ることがわかる。これは、図６に示すように、出力電流ｉ２が増大すると、それによる回路保護などのために主スイッチＱ1のオン・デューティ比Ｄを減少させて出力電圧Ｖ２を低下させ、それにより出力電力を減らして回路保護動作を行うためである。この回路保護動作を過電流制限動作とも言うものとする。

したがって、出力電流ｉ２が増大すると、この過電流制限動作により、オン・デューティ比Ｄが減少してコンデンサＣ１の電圧ＶＣが低下する。その結果、過電流制限動作を行っている場合には、出力電流ｉ２の異常低下が生じていないにもかかわらず、出力電流ｉ２が異常判定用のしきい値Ｖｔｈを下回る場合が生じる。

そこで、この過電流制限動作を行っている場合には、図３に基づく既述のＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常判定動作すなわち、コンデンサＣ１の電圧ＶＣがしきい値Ｖthより小さくても、異常警報の発生を停止する。なお、図５に示すように、この過電流制限動作はコントローラ６により出力電流ｉ２が所定しきい値ithを超えた場合になされる。図３に示すコンデンサＣ１の電圧ＶＣと出力電流ｉ２と入力電源電圧Ｖ１との関係をマップに記憶しておき、電圧ＶＣと入力電源電圧Ｖ１とをこのマップに代入することにより、出力電流ｉ２を推定してもよい。

コントローラ６によりなされる上記各制御の一例のフローチャートを図７に示す。

（変形態様）
上記実施例では、コンデンサＣ１の電圧ＶＣがしきい値時間Ｖｔｈより低下した場合に異常警報を発生したが、その代わりにＤＣ−ＤＣコンバータの運転を停止させてもよいことは当然である。

（変形態様）
上記実施例で説明したコンデンサＣ１の電圧の異常低下によるＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常の判定は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるものではない。つまり、本発明は、コンデンサＣ１と副スイッチＱ２により主スイッチＱ1のオフ時のサージ電圧を分流する形式のアクティブクランプ回路をもつその他のＤＣ−ＤＣコンバータに適用できる。

（効果）
ＤＣーＤＣコンバータの負荷電流状態やそれに関連する回路動作の状態を、トランス一次側のインバータ回路内に設けられたアクティブクランプ回路のコンデンサ電圧を利用して判定するので、降圧比が大きい降圧コンバータの二次コイルの電圧を検出しなくても、インバータの動作異常を判定することができる。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 図１の各スイッチング素子の動作タイミングを示すタイミングチャートである。 コンデンサ電圧と入力電源電圧と出力電流との関係を示す特性図である。 コンデンサ電圧と入力電源電圧と出力電流との関係を示す特性図である。 出力電流と出力電圧との関係を示す特性図である。 入力電圧と出力電圧との関係を示す特性図である。 インバータ動作異常判定動作の一例を示すフローチャートである。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ２ 副スイッチ
Ｑ３ スイッチング素子
Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ１ トランス
Ｔ２ トランス
Ｖth しきい値
Ｖ１ 入力電源電圧
Ｖ２ 出力電圧
ＶＣ コンデンサＣ１の電圧
ｉ１ 入力電流
ｉ２ 出力電流
ｎ１〜ｎ４ 一次コイル
ｎ５、ｎ６ 二次コイル
１００ インバータ回路
１０１ アクティブクランプ回路
２００ 整流回路
３００ 制御回路
４００ 直流電源（入力直流電源）

Claims (6)

1. トランスと、
   一次側の直流電源から入力電源電圧Ｖ１を印加されて前記トランスの一次コイルに一次コイル電流を給電するインバータ回路１００と、
   前記トランスの二次コイルから出力される二次コイル電流を整流して外部に負荷電流として出力する整流回路２００と、
   前記インバータ回路１００の動作を制御する制御回路３００と、
   を備え、
   前記インバータ回路１００は、
   前記一次側の直流電源から前記トランスの一次コイルに給電される前記一次コイル電流を断続する主スイッチＱ1と、
   少なくとも副スイッチＱ２とコンデンサＣ１とを直列接続して構成されて前記主スイッチＱ1のオフ期間に前記トランスをリセットするアクティブクランプ回路１０１とを有する入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路３００は、
   検出した前記コンデンサＣ１の電圧ＶＣにより、前記負荷電流に関連する電気量をモニタすることを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
2. 請求項１記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路３００は、
   前記コンデンサＣ１の電圧ＶＣの電圧値が、所定の入力電源電圧範囲における所定の最小負荷電流値に相当する所定のしきい値より低下したかどうかを判定し、低下した場合に異常発生と判定することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
3. 請求項２記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路３００は、
   前記コンデンサＣ１の電圧ＶＣの電圧値が前記しきい値より低下した場合に前記インバータ回路１００の作動を停止するか警報を発生する保護モードを実行することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
4. 請求項３記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路３００は、
   前記負荷電流が所定最大値を超える場合に前記主スイッチＱ1のオン時間を調整して前記整流回路の出力電圧を減少させる過電流制限モードを有し、かつ、前記過電流制限モードを実行する場合に前記保護モードの実行を禁止することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
5. 請求項１記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記制御回路３００は、
   前記コンデンサＣ１の電圧ＶＣと前記入力電源電圧Ｖ１と予め記憶するマップに基づいて負荷電流を推定することを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。
6. 請求項１乃至５のいずれか記載の入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータにおいて、
   前記トランスは、一次コイルｎ１、ｎ３が巻装されるトランスＴ１と、一次コイルｎ２、ｎ４が巻装されるトランスＴ２とを含み、
   前記主スイッチＱ1は、互いに直列接続された一次コイルｎ１、ｎ２を通じて前記一次側の直流電源から電圧を印加され、
   前記アクティブクランプ回路１０１の前記副スイッチＱ２及び前記コンデンサＣ１は、コンデンサC２を介して直列接続されて前記主スイッチＱ1の両端を短絡し、
   前記コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点３０は、一次コイルｎ３、ｎ４を順次通じて前記主スイッチＱ1と副スイッチＱ２との接続点４０に接続されることを特徴とする入出力絶縁型ＤＣーＤＣコンバータ。