JP2009142061A

JP2009142061A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置

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Publication number: JP2009142061A
Application number: JP2007315590A
Authority: JP
Inventors: Kimikazu Nakamura; 公計中村; Shinya Goto; 真也後藤; Takeshi Yamashita; 剛山下
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2007-12-06
Filing date: 2007-12-06
Publication date: 2009-06-25

Abstract

【課題】簡素な回路構成により動作異常を判定可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供すること。
【解決手段】過電流垂下域及び入力低電圧垂下域ではなく、出力電圧Ｖｏがその低側しきい値電圧（VpーΔV）より低い場合には、回路異常を警告する。これにより、低コストで確実な動作異常判定が可能な車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を製作することができる。
【選択図】図９

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータを内蔵して入出力間の電力授受を行うＤＣ−ＤＣコンバータ装置の改良に関し、特にその回路異常の検出技術に関する。

たとえば、電圧が異なる二つのバッテリにより車載電源系を構成する２バッテリ型車両用電源装置がハイブリッド車などにおいて公知あるいは実用されている（特許文献１）。この２バッテリ型車両用電源装置では、大電力負荷は高電圧バッテリから給電され、小電力電気負荷は低電圧バッテリから給電される。高電圧バッテリは高電圧の発電装置により充電されるが、低電圧バッテリ又はそれに接続された低電圧電気負荷に高電圧バッテリ側から降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ装置を通じて給電することにより、低電圧発電機を省略した技術（以下、降圧型の２バッテリ型車両用電源装置とも称する）が知られている。この種の降圧型の２バッテリ型車両用電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を双方向型として高電圧バッテリの容量不足時に低電圧バッテリから高電圧バッテリに逆方向圧送電する技術も提案されている。

この種のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、低電圧バッテリがほぼ定電圧負荷であるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置としてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を目標電圧値にフィードバック制御させる回路を用いるのが通常である。この種のＤＣ−ＤＣコンバータ装置としては、たとえば本出願人の出願になる下記の特許文献２記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が公知となっている。

しかし、この種の降圧型２バッテリ型車両用電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作異常をＤＣ−ＤＣコンバータの内部における電位状態や電流状態の検出により行う場合、回路構成や検出のための配線が複雑となって製造コストが増大してしまうという問題があった。
特開２００３−０３３０１５特開平２００６−１１５６６０

（発明の目的）
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力状態からＤＣ−ＤＣコンバータの回路異常を検出することにより、低コストで小型化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することを、その目的としている。

（発明の要約）
上記課題を解決する本発明は、スイッチング素子の断続により入力電圧を異なる大きさの出力電圧に変更するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記出力電圧と目標電圧値との比較結果により前記スイッチング素子のデューティ比を調整して前記出力電圧を前記目標電圧値に収束させる制御部とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に相関関係を有する出力電流相関回路状態信号、並びに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧に入力電圧相関関係を有する入力電圧相関回路状態信号を検出する検出部を有し、前記制御部は、前記出力電圧が前記目標電圧値よりも所定値以上低下し、更にそのうえ、前記出力電流が所定の過電流垂下域に存在しないと前記出力電流相関回路状態信号に基づいて判定し、かつ、前記入力電圧が所定の入力低電圧垂下域に存在しないと前記入力電圧相関回路状態信号に基づいて判定した場合に、回路異常ではないと判定して警報することをその特徴としている。

好適態様において、この出力電流相関回路状態信号は出力電流とされる。制御部は、出力電流が所定の最大電流値を超えると出力電流を制限し、その結果として出力電圧が低下する。この領域を過電流垂下域と称する。したがって、制御部は、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部情報に基づくことなくその出力電流の大きさというＤＣ−ＤＣコンバータの外部情報に基づいて出力電流が上記過電流垂下中であるか否かを判定することができる。その他、制御部は、上記過電流垂下域かどうかの判定を、この過電流垂下域での出力電圧制限動作のために実行している。したがって、この判定結果を利用して過電流垂下域かどうかを判定することもできる。

好適態様において、この入力電圧相関回路状態信号は入力電圧とされる。制御部は、入力電圧が低下するとＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子のデューティ比を増大する制御を行うが、入力電圧が所定値未満となるとこのデューティ比を所定の最大値としても出力電圧は目標とする定電圧値に達しない。この領域を入力低電圧垂下域と称する。したがって、制御部は、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部情報に基づくことなくその入力電圧というＤＣ−ＤＣコンバータの外部情報に基づいて入力電圧が上記入力低電圧垂下中であるか否かを判定することができる。その他、制御部は、上記入力低電圧垂下域にある場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータにデューティ比の最大値での運転を指令する。したがって、この指令の有無に基づいて入力低電圧垂下域かどうかを判定することもできる。

結局、本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部動作状態を新たに調べることなく、その入出力信号状態あるいはそれによる判定結果に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータの内部回路異常を判定することができ、配線省略や回路の簡素化（たとえばI／Oなど）により異常判定を低コストで実現することができる。

好適な態様において、このＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、車載の高電圧バッテリから車載の低電圧バッテリに送電する。このようにすれば、低コストで確実な動作異常判定が可能な車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置を制作することができる。

車両用の２バッテリ型車両用電源装置に適用された本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の好適実施態様を図面を参照して説明する。ただし、この発明は、下記の実施例に限られるものではなく、たとえば各構成要素は、それと主要機能が共通する一乃至複数の公知の構成要素に置換可能したり、公知の回路要素を追加したりしてもよいことは当然である。

（実施態様１）
実施態様１のＤＣ−ＤＣコンバータ装置を図１を参照して以下に説明する。

（全体回路構成）
このＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ゲートドライブ回路２と、制御部３とからなり、高電圧バッテリ４と低電圧バッテリ５とを双方向送電可能に接続している。制御部３は、マイコンを内蔵して低電圧バッテリ５の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧として検出し、この出力電圧を所定の目標値に収束させるべくＤＣ−ＤＣコンバータ１に内蔵されるスイッチング素子のＰＷＭデューティ比をフィードバック制御する定電圧出力モードを実行する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１としては、種々公知のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を採用することができる。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一例）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一例として２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図２を参照して説明する。

図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１交直変換回路２１と、第２交直変換回路２２と、一対のトランス１３、１４とからなる。Ｑ１、Ｑ２は第１交直変換回路２１のスイッチである。この実施形態では、簡単化のために、第２交直変換回路２２はダイオード整流を採用しているが、ダイオードをスイッチング素子に変更して同期整流を行っても良い。C1、C２は第１交直変換回路２１のコンデンサ、C３、C４は平滑コンデンサである。

トランス１３はコイルN１、N２、N３をもち、トランス１４はコイルN４、N５、N６をもつ。コイルＮ１、Ｎ４は直列接続されて第１コイルペアを構成し、コイルＮ２、Ｎ５は直列接続されて第２コイルペアを構成し、コイルＮ２の他端は前記第２コイルペアの独立端子Ｔｅ１をなし、コイルＮ１の他端は前記第１コイルペアの独立端子Ｔｅ２をなし、コイルＮ４、Ｎ５の他端は前記第１、第２コイルペアの共通端子Tecをなす。

スイッチＱ１、Ｑ２とコンデンサＣ１、Ｃ２は、コイルN１、N２、N４、N５と第１側の直流端子Ｔｅｄｃ１、Ｔｅｄｃ２との間に設置されて第１交直変換回路２１を構成する。第１交直変換回路２１は、高電圧バッテリ４から低電圧バッテリ５への降圧送電においてインバータ回路として機能する。

更に詳しく説明すると、第１交直変換回路２１は、低電位側の端子である直流端子Ｔｅｄｃ１と共通端子Ｔｅｃとを接続して所定周期で断続されるスイッチＱ１と、高電位側の端子である直流端子Ｔｅｄｃ２と共通端子Ｔｅｃとを接続してスイッチＱ１に対して逆タイミング（相補的に）で断続されるスイッチＱ２と、直流端子Ｔｅｄｃ１と独立端子Ｔｅ１とを接続するコンデンサＣ1と、直流端子Ｔｅｄｃ２と独立端子Ｔｅ２とを接続するコンデンサＣ２とを有している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を以下に説明する。

この実施形態では、トランス１３、１４は、トランス動作とリアクトル動作（磁気エネルギー量変更動作）とを交互に行うことになる。すなわち、スイッチＱ１がオンする期間にトランス１３はインダクタンス素子として機能し、トランス１４はトランスとして機能する。上記チョークコイル動作は、その直前に行われたトランス動作時にトランスのコア内に生じた磁束状態を元の状態まで復帰させる動作であるとみなすことができる。このトランスの磁束状態復帰時に、トランスに蓄積された磁気エネルギーは、トランス動作しているもう一方のトランスを通じて二次側に送出される他、第１交直変換回路２１のコンデンサＣ１、コンデンサＣ２の充放電に用いられたり、高電圧バッテリ４に回生されたりする。

トランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２がオフしているモードAでは、コンデンサＣ２を通じてコイルＮ１、コイルＮ４の順に電流が流れ、この電流の増加に応じてトランス１３、１４の磁束が第１の方向へ増加し、コイルＮ３の出力電圧が低電圧バッテリ５へ印加される。次に、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンしているモードBでは、トランジスタＱ２、コイルＮ５、コイルＮ２、コンデンサＣ１の順に電流が流れる。コイルＮ１、Ｎ４の巻き方向とコイルＮ２、Ｎ５の巻き方向とが逆となっているため、この電流の増加に応じてトランス１３、１４の磁束は上記した第１の方向とは逆の第２の方向へ増加し（第１の方向に見ると減少する）、コイルＮ６の出力電圧が補機バッテリ（低電圧バッテリ）５へ印加される。なお、この実施形態では、コンデンサＣ１、Ｃ２を設けているため、各モードの終期において、コンデンサＣ１、Ｃ２の蓄電電圧により上記電流は十分に減衰されることになる。また、モードAでは、トランジスタＱ１のオンにより、コンデンサＣ１、コイルＮ２、Ｎ５が短絡回路を構成する。このため、コンデンサC１に蓄電された電荷がコイルＮ２、Ｎ５を上記モードBとは逆向きに流れる。その結果、モードAにおいてコイルＮ２、Ｎ５を通じて流れるコンデンサC１の放電電流は、コイルＮ１、Ｎ４に流れる電流が形成する上記磁束を強める。また、モードBでは、トランジスタＱ２のオンにより、コンデンサＣ２、コイルＮ１、Ｎ４が短絡回路を構成する。このため、コンデンサC２に蓄電された電荷がコイルＮ１、Ｎ４を上記モードAとは逆向きに流れる。その結果、モードBにおいてコイルＮ１、Ｎ４を通じて流れるコンデンサＣ２の放電電流は、コイルＮ２、Ｎ４を流れる電流が形成する上記磁束を強める。

結局、この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、２つのトランスの逆動作を利用してトランジスタＱ１のオン期間とオフ期間とで電圧を交互に出力できるともに、２つのトランスのうち二次側に電流を出力しない期間にトランスの磁束を元の状態に復帰させることができ、高効率でリップルが少なくかつデューティＤの調整により出力電圧を自由に変更することができる。

更に詳しく説明する。

第１交直変換回路２１の電流として、トランス１３、１４の一次側の独立端子Ｔｅ１からトランス１３、１４へ流れ込む電流ｉ１、独立端子Ｔｅ２からトランス１３、１４内に流れ込む電流ｉ２、共通端子Ｔｅｃから流れ出す電流ｉaを考えると都合がよい。もちろん、これらの電流は逆方向にも流れる。これらの端子間に流れる電流は、励磁インダクタンス電流成分と電磁誘導により二次側に伝送される電流成分との和となり、これらの端子間の電圧は、理想的にはこれらの端子間のインダクタンスの電圧降下とみなすことができる。電流ｉ１がコンデンサＣ２を通じて供給され、電流ｉ２がコンデンサＣ１を通じて供給されるため、これら電流の積分値に比例してコンデンサＣ１、コンデンサＣ２に現れる電圧減少分が、これら電流ｉ１、ｉ２の減少乃至停止と、それによる電流ｉa（＝電流ｉ１＋電流ｉ２）の減少乃至停止を発生させる。電流ｉaはスイッチＱ１又はスイッチＱ２を通じて流れるため、このタイミングにてスイッチＱ１又はＱ２のオフを行えば、いわゆるソフトスイッチングを行うことができ、そのスイッチング損失（遷移損失）を大幅に低減することができる。以下、スイッチＱ１、Ｑ２の動作状態により規定される各期間（モードとも言う）の動作を順番に説明する。

（モード１）
スイッチＱ２がオフしている状態にて、スイッチQ1をオンさせるとトランスペアＴＰの共通端子Ｔｅｃから流れ出す電流iaが直線的に増加していく。この電流は、高電圧バッテリ４からコイルＮ１、Ｎ４、スイッチＱ１を通じて流れて高電圧バッテリ４に還ってコンデンサＣ２を充電する電流i1と、コンデンサＣ１から出てコイルＮ２、Ｎ５、スイッチＱ１を通じてコンデンサＣ１に還って、コンデンサＣ１を放電する電流i２との和である。

トランス１３のコイルＮ１、Ｎ２はインダクタンス素子（チョークコイル）として機能し、磁気エネルギーを蓄積する。トランス１４はトランスとして機能し、一次コイルＮ４、Ｎ５に流れる電流i1、i2に比例する二次電流ｉ４がコイルＮ６から出力される。電流ｉ１はコンデンサＣ２を充電し、電流i２はコンデンサＣ１を放電する。

（モード２）
次に、スイッチQ1をオフさせると、トランス１３、１４のコイルに蓄積された磁気エネルギーにより生じた起電力が、スイッチＱ１の接合容量Ｃsを充電しながら電流ｉａ（＝i１＋i2）を流す。これにより、スイッチＱ１の端子電圧Ｖcが増大してゆく。

（モード３）
スイッチＱ１の接合容量Ｃsや寄生容量の充電に伴って、共通端子Ｔｅｃの電圧Vcが入力電圧Vinを超えると、スイッチＱ２の寄生ダイオードＤ２がオンし、電流ｉａは共通端子Ｔｅｃから高電圧バッテリ４側に流れ、磁気エネルギーが回生され、VcはVinにクランプされる。その後、磁気エネルギーの衰退とともに、電流ｉａが減少していく。なお、電圧ＶｃはスイッチＱ１に印加される電圧でもある。したがって、スイッチＱ２に印加される電圧Ｖｃ’はVin−Vcとなる。正確には、VcがVinにダイオードの順方向電圧降下分ΔＶを加えた値を超えた時点にて寄生ダイオードＤ２がオンする。寄生ダイオードＤ２の代わりに独立のダイオードを用いてもよいことはもちろんである。

その後、トランス１３に蓄積された磁気エネルギーの消耗とコンデンサＣ２の充電とコンデンサＣ１の放電とが持続され、電流ｉａは直線的に減少する。

（モード４）
次に、スイッチＱ２をオンすると、共通端子Ｔｅｃに流入する電流ｉａがいままでと逆方向に直線的に増加していく。この電流ｉａは、高電圧バッテリ４からスイッチＱ２、コイルＮ５、Ｎ２、コンデンサＣ１を通じて流れて、高電圧バッテリ４に還るコンデンサＣ１を充電する電流i２と、コンデンサＣ２から出てスイッチＱ２、コイルＮ４、Ｎ１を通じてコンデンサＣ２に還ることによりコンデンサＣ２を放電する電流i１との和である。

トランス１４のコイルＮ４、Ｎ５はインダクタンス素子（チョークコイル）として機能する。トランス１３は通常のトランスとして機能し、一次コイルＮ１、Ｎ２に流れる電流i1、i2に対応する二次電流ｉ３がコイルＮ３から出力される。電流ｉ１はコンデンサＣ２を放電し、電流i２はコンデンサＣ１を充電する。これにより、チョークコイルであるトランス１４には磁気エネルギーが蓄積される。

（モード５）
次に、スイッチQ２をオフさせると、トランス１３、Ｔ２に蓄積されていた磁気エネルギーにより生じた起電力が、スイッチＱ２の接合容量Ｃsを充電しながら電流ｉａ（＝i１＋i2）を流す。これにより、スイッチＱ１の端子電圧Ｖcが減少し、スイッチＱ２の端子電圧Ｖc’が増大していく。

（モード６）
その後、Vcが更に低下すると、スイッチＱ１の寄生ダイオードＤ１がオンし、電流ｉａは高電圧バッテリ４の負極側から共通端子Ｔｅｃに流れ込む。この時、スイッチＱ１の印加電圧Ｖcはほぼ０Ｖにクランプされる。なお、正確にはVcが０Ｖからダイオードの順方向電圧降下分ΔＶを差し引いた値を下回る場合に寄生ダイオードＤ１がオンすること、寄生ダイオードＤ１の代わりに（あるいはそれに加えて）独立のダイオードを用いてもよいことはもちろんである。その後、次のサイクルが再度実施される。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ１の他例）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の他例を図３に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータ１は、本出願人により出願された特開２００６−１０１６８０に記載されたものであり、図２に示すそれと本質的に同じ動作を行う。このＤＣ−ＤＣコンバータ１の詳細な動作については、上記特許文献２を参照されたい。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧制御動作）
このＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧制御動作を図４に示すフローチャートを参照して説明する。

まず、電源が投入されると、制御部３に内蔵されるマイクロコンピュータをリセット、初期化し（Ｓ１００）、その後、必要な種々のサブルーチンを実行した後、低電圧バッテリ５の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Voとして読み込み（Ｓ１０２）、この出力電圧Voと目標電圧Vpとを比較し、比較結果に基づいて出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｐに近づく向きに現在のデューティ比Ｄを所定小値ΔＤだけ変更して今回のデューティ比Ｄの指令値とする（Ｓ１０４）。この制御動作は、本質的にＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖｏを定電圧に維持するための周知のフィードバック制御である。図４のサブルーチンは、所定の短インタンバルで実行される。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ１の異常判定動作）
次に、この実施形態の特徴をなすＤＣ−ＤＣコンバータ１の異常判定動作を図５に示すフローチャートを参照して説明する。

まず、電源が投入されると、制御部３に内蔵されるマイクロコンピュータをリセット、初期化した後、ＤＣ−ＤＣコンバータの運転状態が過電流垂下域にあるかどうかを判定し（Ｓ１０６）、それが過電流垂下域にあればメインルーチンにリターンし、過電流垂下域になければ、ＤＣ−ＤＣコンバータの運転状態が入力低電圧垂下域にあるかどうかを判定し（Ｓ１１０）、それが入力低電圧垂下域にあればメインルーチンにリターンし、入力低電圧垂下域になければ、ステップS１１４に進む。

この実施形態では、過電流垂下域かどうかの判定は、出力電流Ｉｏが図７に示す出力電流値IP1より大きいかどうかの判定により行われる。また、入力低電圧垂下域かどうかの判定は、入力電圧が図８に示す入力電圧値Vin１より小さいかどうかの判定により行われる。ステップS１１４では、出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｐより所定値ΔVだけ低い低側しきい値（ＶｐーΔV）より小さいかどうかを調べ（Ｓ１１４）、小さくなければ回路異常は発生していないと判定してメインルーチンにリターンし、小さければ、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常が発生してると判定して警報を出力して（S１１８）、メインルーチンにリターンする。

つまり、この実施形態では、出力電圧Ｖｏが過電流垂下域又は入力低電圧垂下域に存在せず、かつ、出力電圧Ｖｏが低側しきい値（ＶｐーΔV）より低い場合にのみ回路異常と判定してＤＣ−ＤＣコンバータ１の異常を警報するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの内部情報を用いることなく、簡素な回路構成によりＤＣ−ＤＣコンバータの動作異常を検出することが可能となる。

（変形態様）
上記実施形態は、図２又は図３の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、上記した過電流垂下域又は入力低電圧垂下域をもつＤＣ−ＤＣコンバータ一般に適用することができる。

図６は、出力電流Ioと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。図６において、IP1は過電流垂下域の下限の出力電流値、IP2は過電流垂下域の上限の出力電流値である。

図７は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。図７において、Vin1は入力低電圧垂下域の上限の入力電圧値、Vin2は入力低電圧垂下域の下限の入力電圧値である。

なお、この実施形態では、上記制御を行うために出力電圧Ｖｏの他に出力電流Ｉｏと入力電圧Ｖｉｎが検出される。これらの信号は公知の種々の検出技術で問題なく検出できることはもはや当業者にとって周知事項であるため、その詳細説明は省略する。

（実施形態２）
他の実施形態を図８を参照して説明する。この実施形態では、図３に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作異常判定の他の実施態様である。

図８において、１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路であり、図１に示すゲートドライブ回路（駆動回路とも言う）２と、制御部（コントローラとも言う）３と、デューティ制限回路１０１を有している。１０３は、入出力絶縁型の電流センサであり、具体的には、カレントトランスからなる。電流センサ１０３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の一次側の電流I1を検出して制御部３に送る。電流I1は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流Ioにほぼ比例する。Kは比例定数である。

デューティ制限回路１０１について以下に説明する。

このデューティ制限回路１０１は、入力電源電圧Viに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１のスイッチング素子のデューティ比を制限する動作を行う。

スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Vdsは、入力電源電圧をＶｉｎ、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比（オン・デューティ比）をDとする時、Vｉｎ／（１−D）に略等しい。つまり、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Ｖｄｓの最大値Ｖｄｓmaｘは、その時のスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比DをDｍａｘとする時、Vｉｎ／（１−Dｍａｘ）を超えることはない。そこで、入力電源電圧Ｖｉｎの増大につれてオン・デューティ比Ｄの最大値Dｍａｘを減少していけば、上記最大値Ｖｄｓｍａｘが一定値すなわちスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の耐圧Ｖｄｓｔｈを超えるのを防止することができる。当然、入力電源電圧Ｖｉｎが小さい場合にはデューティ比（Ｄｕｔｙ）の許容最大値は大きく設定され、入力電源電圧Ｖｉｎが大きい場合にはデューティ比（Ｄｕｔｙ）の許容最大値は小さく設定される。このデューティ制限動作はハードウエアにより実行しても良く、制御部を構成するマイコンによりソフトウエア処理されても良い。

デューティ制限回路１０１によるデューティ比の最大値Dmaxの決定を含むデューティ比制御ルーチンを図９に示すフローチャートを参照して説明する。なお、このルーチンは、本出願人の出願になる特開２００６−１０１６８０に記載されているので、詳しい情報についてはこの文献を参照されたい。

まず、入力電源電圧Ｖｉｎを読み込み（Ｓ２００）、予め記憶する入力電源電圧Ｖｉｎと許容できるデューティ比（オン・デューティ比）Ｄの最大値Ｄｍａｘとの関係を示すテーブルから入力電源電圧Ｖｉｎに対応するデューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを抽出し（Ｓ２０２）、デューティ比Ｄの指令値を読み込む（Ｓ２０４）。なお、この実施形態では、このデューティ比Ｄの指令値は、出力電圧Voと予め記憶する目標電圧との差により決定される出力電圧安定のためのフィードバック制御により決定されるが、ＤＣ−ＤＣコンバータのこのような出力電圧フィードバック制御自体は周知であるため、これ以上の説明は省略する。次に、現在のデューティ比Ｄがデューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘより大きいかどうかを判定し（Ｓ２０６）、大きければ、最大値Ｄｍａｘを次回のデューティ比Ｄとして採用し、そうでなければ現在のデューティ比Ｄを次回のデューティ比Ｄとして採用する（Ｓ２１０）。

結局、図８に示すューティ制限回路１０１が出力するデューティ比の最大値Ｄｍａｘにより、あるいは図９に示すステップS210から出力される出力デューティ比Ｄにより、これらを変数パラメータとする関数値である入力電圧Ｖｉｎを推定することができる。

すなわち、図８に示すこの実施形態では、ステップS１０５で行う過電流垂下域の判定は、電流I1と所定しきい値との比較により行い、ステップS１１０で行う入力低電圧流垂下域の判定は、デューティ比の最大値Ｄｍａｘ又はそれを加味して決定されたデューティ比Ｄと所定しきい値との比較により行う。これにより、既存のデューティ制限回路１０１又はそれに相当するソフトウエア処理の結果をデューティ制限回路１０１の内部状態異常の判定に利用することができ、回路規模又はプログラムを簡素化することができる。

（実施形態３）
他の実施形態を図１０を参照して説明する。この実施形態は、図８に示すデューティ制限回路１０１を入力低電圧保護回路１０２に変更したものである。この入力低電圧保護回路１０２について以下に説明する。

この入力低電圧保護回路１０２は、既述した入力低電圧垂下域の判定の代わりに入力電源電圧Ｖｉｎが図７に示す低電圧しきい値電圧Vin２を下回るかどうかを判定し、下回る場合には入力低電圧信号Sを制御部３に出力するたとえばコンパレータからなる。ただし、この実施形態では、低電圧しきい値電圧Vin２は既述した入力低電圧垂下域の上限（図７に示す電圧Vin１）よりも高く設定している。

すなわち、この実施形態は、入力低電圧保護回路１０２から受信する入力低電圧信号Ｓがハイレベル（低電圧しきい値電圧Vin２を下回る）かどうかの判定を、上記入力低電圧垂下域の判定に代用するものである。図１０の制御動作を具体的に説明すると、入力低電圧信号Sがハイレベルか否かを判定する。ハイレベルであれば、入力電源電圧Ｖｉｎが低電圧しきい値電圧Vin２を下回っていると判定してDCDCコンバータの停止し、回路異常を警報する。

もちろん、この入力低電圧保護回路１０２を制御部３のソフトウエア処理により行っても良い。この場合のルーチンを図１１を参照して説明する。図１１は、図５に示すステップS１１０に示す入力低電圧垂下域の判定の代わりに、入力電圧が低電圧垂下域（Vin２未満）かどうかを判定し（Ｓ１１０A）、そうであればDCDCコンバータの停止を指令し（Ｓ１２０）、その後、ステップS１１８に進んで回路異常を警報する。このようにすれば、回路規模又はプログラムを簡素化することができる。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ装置を示すブロック回路図である。図１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。図１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの他例を示す回路図である。実施例１の回路異常保護動作を説明するためのフローチャートである。実施例１の回路異常保護動作を説明するためのフローチャートである。実施例１における出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。実施例１における入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの関係を示す特性図である。実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータ装置を示すブロック回路図である。実施例２におけるデューティ制限処理ルーチンを示すフローチャートである。実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータ装置を示すブロック回路図である。実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の制御動作を説明するフローチャートである。

符号の説明

１ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ゲートドライブ回路
３制御部
４高電圧バッテリ
５低電圧バッテリ
１３トランス
１４トランス
２１交直変換回路
２２交直変換回路

Claims

スイッチング素子の断続により入力電圧を異なる大きさの出力電圧に変更するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記出力電圧と目標電圧値との比較結果により前記スイッチング素子のデューティ比を調整して前記出力電圧を前記目標電圧値に収束させる制御部とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に相関関係を有する出力電流相関回路状態信号、並びに、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧に入力電圧相関関係を有する入力電圧相関回路状態信号を検出する検出部を有し、
前記制御部は、前記出力電圧が前記目標電圧値よりも所定値以上低下し、更にそのうえ、前記出力電流が所定の過電流垂下域に存在しないと前記出力電流相関回路状態信号に基づいて判定し、かつ、前記入力電圧が所定の入力低電圧垂下域に存在しないと前記入力電圧相関回路状態信号に基づいて判定した場合に、回路異常ではないと判定して警報することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、車載の高電圧バッテリから車載の低電圧バッテリに送電する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置。