JP2007236127A - 電圧変換回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換回路の出力電圧が過度に大きな電圧となる異常を高精度に検出することのできる電圧変換回路の制御装置を提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、監視ラインＬ３を介して監視される。ＰＷＭコンパレータ７０は、ノードＮａの電圧と基準電圧源６８の電圧との差についての誤差増幅器６６による出力に基づき、出力電圧を制御するパルスを生成する。異常検出用コンパレータ８２は、ノードＮｃの電圧が基準電圧源８４の閾値電圧以上となると、ＡＮＤ回路９０に論理「Ｈ」の信号を出力する。判定回路８８は、ＰＷＭコンパレータ７０によって論理「Ｈ」の信号が出力されるときに論理「Ｈ」の信号を出力する。ＡＮＤ回路９０が生成する判定回路８８の出力と異常検出用コンパレータ８２の出力との論理積信号が「Ｈ」であるとき、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御が禁止される。
【選択図】 図２

Description

本発明は、入力電源の電圧を変圧して補機バッテリ等に出力する電圧変換回路に適用され、該電圧変換回路の出力電圧を所望の電圧に制御すべく、前記電圧変換回路のスイッチング素子をオン・オフ作動する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置に関する。

直流電圧を所望に変換する電圧変換回路が周知である。一方、電圧変換回路の制御装置は、通常、電圧変換回路の備えるスイッチング素子をオン・オフ作動することで、電圧変換回路の出力電圧を所望に制御する。詳しくは、出力電圧の検出値と所望の電圧との差電圧に応じて、スイッチング素子のスイッチング周期に対するオン時間の比を調節するデューティ（Ｄｕｔｙ）制御を行う。ただし、例えば出力電圧を検出するための配線が断線する場合、出力電圧の検出値が低いとしてこれを上昇させるようにＤｕｔｙ制御がなされるため、出力電圧が過度に大きな電圧（過電圧）となることがある。そして、出力電圧が過電圧となると、この過電圧が負荷に印加されることで、負荷の劣化を招くことがある。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、出力電圧の検出値が過電圧であるとき、スイッチング素子のオン・オフ作動を停止させる制御装置も提案されている。これにより、負荷の劣化を好適に抑制することができる。

ところで、近年、ハイブリッド車等において、高電圧の入力電源の電圧を変圧して補機バッテリに充電する電圧変換回路が用いられるようになってきている。電圧変換回路が搭載される車両では、補機バッテリの充電量が車両の始動を行なうための十分な量でなくなったとき等において、外部から補機バッテリに並列に別のバッテリを接続して車両の始動がなされることがある。この際、外部から接続されるバッテリが当該補機バッテリよりも高電圧である場合、電圧変換回路の出力電圧の検出値が過電圧である異常がある旨の誤検出がなされるおそれがある。
特開２００２−１０６３号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧変換回路の出力電圧が過度に大きな電圧となる異常を高精度に検出することのできる電圧変換回路の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記制御手段により前記出力電圧を上昇させる側の作動がなされていることと、前記出力電圧の検出値が予め定められた閾値以上であることとの論理積条件が成立するとき、前記電圧変換回路の出力電圧の異常を検出する検出手段を備えることを特徴とする。

上記構成では、上記論理積条件が成立するときに出力電圧の異常を検出する。ここで、補機バッテリと並列に外部から別のバッテリが接続されることにより出力電圧の検出値が上記閾値以上となる場合には、上記制御手段によりオン作動がなされること（出力電圧が上昇される側に作動されること）はない。これに対し、電圧変換回路の制御に異常が生じることで実際の出力電圧が過度に大きな電圧となる場合には、オン作動がなされることで、出力電圧を上昇させる側の作動がなされていると考えられる。このため、上記構成によれば、論理積条件の成立に基づき異常を検出することで、上記前者の場合に電圧変換回路の出力電圧が異常であるとの誤検出をすることを回避することができる。したがって、上記構成によれば、電圧変換回路の出力電圧が過度に大きな電圧となる異常を高精度に検出することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記検出手段により前記異常が検出されるときから当該制御装置の起動スイッチが開操作されるときまで前記オン・オフ作動を禁止する禁止手段を更に備えることを特徴とする。

上記構成では、一旦異常が検出された後には、起動スイッチが改めて開操作されるまでオン・オフ作動が禁止される。このため、出力電圧が過度に大きな電圧となる異常時において電圧変換回路から継続的に過度に大きな電圧が出力されることを回避することができ、ひいては、出力電圧が印加される負荷の劣化を招く事態を回避することができる。

ただし、こうした構成にあっては、補機バッテリの充電量が車両の始動を行なうための十分な量でなくなったとき等において、外部から補機バッテリに並列に別のバッテリが接続されて始動がなされるときには、始動後であってもオン・オフ作動が禁止されることとなる。

この点、上記構成では、検出手段を備えることで、こうした事態を回避することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記制御手段は、前記所望の電圧に応じて設定される基準電圧と前記出力電圧の検出値との差電圧を検出する差電圧検出手段と、三角波を生成する三角波生成手段と、前記差電圧検出手段の出力と前記三角波との大小の比較に応じてパルス幅変調されたパルスであって前記スイッチング素子の作動に用いるパルスを生成するパルス幅変調手段とを備え、前記検出手段は、前記パルス幅変調手段の出力に基づき、前記オン作動の有無を判断する判断手段を備えることを特徴とする。

上記構成において、差電圧検出手段が出力電圧を取り込むための配線が断線するなどすると、差電圧検出手段に取り込まれる出力電圧の検出値が低下する。このため、パルス幅変調手段の出力は、電圧変換回路の出力電圧を上昇させる側に変化する。これに対し、補機バッテリに並列に高電圧のバッテリが接続されるときには、差電圧検出手段に取り込まれる出力電圧の検出値は上昇する。このため、パルス幅変調手段の出力は、電圧変換回路の出力電圧を低下させる側に変化する。

この点、上記構成では、上記性質に鑑み、パルス幅変調手段の出力に基づき、出力電圧を上昇させる側の作動であるオン作動の有無を適切に判断することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記制御手段は、前記所望の電圧に応じて設定される基準電圧と前記出力電圧の検出値との差電圧を検出する差電圧検出手段と、前記差電圧検出手段の出力に基づき前記スイッチング素子を作動するためのパルスを生成する手段とを備え、前記検出手段は、前記差電圧検出手段の出力に基づき、前記オン作動の有無を判断する判断手段を備えることを特徴とする。

上記構成において、差電圧検出手段が出力電圧を取り込むための配線が断線するなどすると、差電圧検出手段に取り込まれる出力電圧の検出値は、基準電圧よりも低下する。このため、差電圧検出手段の出力は、パルスを生成する手段の出力がスイッチング素子をオン作動させる信号となる出力となる。これに対し、補機バッテリに並列に高電圧のバッテリが接続されるときには、出力電圧の検出値は、基準電圧よりも上昇する。このため、差電圧検出手段の出力は、パルスを生成する手段の出力がスイッチング素子のオン作動がなされない信号となる出力となる。

この点、上記構成では、上記性質に鑑み、差電圧検出手段の出力に基づき、出力電圧を上昇させる側の作動であるオン作動の有無を適切に判断することができる。

請求項５記載の発明は、前記検出手段は、前記出力電圧の検出値と前記閾値との大小を比較する比較手段を更に備え、前記禁止手段は、前記判断手段の出力と前記比較手段の出力との論理積信号を生成する論理積生成手段と、該論理積生成手段の出力が所定の論理値を継続して出力した後、当該制御装置の起動スイッチが開操作されるまで前記所定の論理値を保持する保持手段と、該保持手段によって保持される値に基づき前記オン・オフ作動を禁止する手段とを備えてなることを特徴とする。

上記構成において、論理積生成手段の論理値が、上記論理積条件が成立するときの値であるときにその値が保持手段によって保持される。この保持手段は、起動スイッチが改めて開操作されるまで上記論理値を保持するために、上記論理積条件が成立してから再度起動スイッチが開操作されるまでは、上記オン・オフ作動が禁止されることとなる。このように、上記構成によれば、禁止手段を適切に構成することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電圧変換回路の制御装置をハイブリッド車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御装置の全体構成を示す。

図示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、車両において発電される電力を高圧状態で蓄電する高圧バッテリ１０の電圧を変圧（降圧）し、低圧の補機バッテリ３０に出力するものである。詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、トランス２１の１次側コイル２１ａと２次側コイル２１ｂ，２１ｃとの巻数比に応じて、１次側コイル２１ａの電圧を２次側コイル２１ｂ，２１ｃの電圧に変換する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、１次側コイル２１ａと接続される１次側回路として、上記高圧バッテリ１０に並列接続される、パワースイッチング素子２２，２３の直列接続体と、パワースイッチング素子２４，２５の直列接続体と、コンデンサ２６とを備えている。そして、１次側コイル２１ａは、パワースイッチング素子２２，２３の接続点と、パワースイッチング素子２４，２５の接続点との間に接続される。そして、１次側コイル２１ａに流れる電流は、パワースイッチング素子２２〜２５のスイッチング周期に対するオン時間の比（Ｄｕｔｙ）によって制御される。

一方、２次側コイル２１ｂ及び２次側コイル２１ｃ間には、同期整流用スイッチング素子２７，２８が直列接続されている。そして、同期整流用スイッチング素子２７，２８の接続点は接地されており、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの端子のうち同期整流用スイッチング素子２７，２８と接続されていない端子は、平滑回路２９に接続されている。この平滑回路２９は、２次側コイル２１ｂ，２１ｃの出力電圧が印加されるインダクタ２９ａと、コンデンサ２９ｃとを備えて構成されている。

一方、制御装置４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を所望の電圧に制御すべく、パワースイッチング素子２２〜２５にそれぞれ作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を出力することで、パワースイッチング素子２２〜２５を作動する。この際、所定の条件下、同期整流用スイッチング素子２７，２８に作動信号ＳＳ１，ＳＳ２を出力することで、同期整流用スイッチング素子２７，２８を作動して同期整流制御を行なう。

制御装置４０は、車両の起動スイッチ（イグニッションスイッチ３２）がオンとされることで、制御リレー３４が導通状態となると、補機バッテリ３０による給電がなされるものである。制御装置４０は、補機バッテリ３０の電圧を一定の電圧に制御する定電圧回路４２を備えており、定電圧回路４２の電力が、給電ラインＬ１を介してコントローラ４４に給電される。

コントローラ４４は、制御リレー３４と定電圧回路４２との間に接続される監視ラインＬ２と接続されており、監視ラインＬ２を介して制御リレー３４の状態を監視する機能を有する。また、コントローラ４４は、平滑回路２９とＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力端子Ｔ１との間に接続される監視ラインＬ３を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を監視する。そして、この監視される出力電圧に基づき、駆動回路４６を介して、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４と、作動信号ＳＳ１，ＳＳ２とを出力する。また、コントローラ４４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の温度を検出する温度センサ５０の検出値を取り込む。

図２に、制御装置４０のうち、特にコントローラ４４内の作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４を生成する回路の構成を示す。

図示されるように、監視ラインＬ３と接地との間には、抵抗６２，６４の直列接続体が接続されている。これら抵抗６２，６４の接続されるノードＮａの電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の検出値として、誤差増幅器６６に取り込まれる。誤差増幅器６６は、演算増幅器６６ａの反転入力端子がノードＮａと接続されるとともに、演算増幅器６６ａの非反転入力端子に基準電圧源６８が接続され、且つ演算増幅器６６ａの出力が抵抗６６ｂを介して演算増幅器６６ａの反転入力端子に帰還されるものである。

誤差増幅器６６の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の非反転入力端子に印加される。ＰＷＭコンパレータ７０の反転入力端子には、三角波生成回路７２によって生成される三角波形を有する電圧信号が印加される。この三角波生成回路７２は、基準クロック生成回路７４によって生成される基準クロックに基づき、上記電圧信号を生成する。

上記ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、上記作動信号ＤＳ１〜ＤＳ４の原型となるものである。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、基準電圧源６８によって印加される基準電圧とノードＮａの電圧との差電圧に応じたパルス幅の信号となっている。ＰＷＭコンパレータ７０の出力する信号は、ＡＮＤ回路７６に入力される。ＡＮＤ回路７６の出力は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」であって、且つ他の入力端子から取り込まれる信号が論理「Ｈ」であるときに、論理「Ｈ」となる。

ＡＮＤ回路７６の他の入力端子には、上記パワースイッチング素子２２〜２５の作動の禁止が所望される条件下、論理「Ｌ」となる信号が入力される。次に、これについて説明する。

禁止が所望される条件の１つは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の検出値（監視ラインＬ３を介して検出される電圧値）が過度に大きな電圧（過電圧）となることである。こうした状況は、例えば図中×印にて示すように、ノードＮａとノードＮｂとの間の断線によって生じ得る。この部位で断線が生じると、ノードＮａと監視ラインＬ３とが非導通状態となるため、ノードＮａの電位は低下する。このため、ＰＷＭコンパレータ７０では、出力電圧を上昇させるように、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動時間を伸張させるようなパルスを生成するようになる。そして、これにより出力電圧が過電圧となるおそれがある。

ちなみに、上記断線は、例えば抵抗６２と配線との断線として生じ得る。図２において、一点鎖線にて囲った部分は専用の集積回路（ＩＣ）として一体的に形成されているのに対し、一点鎖線の外部にある抵抗６２，６４等は、集積回路に対して外付けされているため、抵抗６２と配線との断線は、集積回路内の配線の断線等よりは高い確率で生じ得る。なお、抵抗６２，６４をＩＣに対して外付けするのは、ノードＮａの電圧の調節を簡易に行なうことを可能とするためである。

出力電圧が過電圧となると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が印加されるランプ等の負荷５２の劣化を招くことが懸念される。このため、こうした状況下にあっては、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動（出力電圧を上昇させる側の作動であるオン作動）を禁止することが望まれる。

ただし、出力電圧が過電圧となる状況は、上記断線等、制御装置４０内部の異常によって生じるとは限らない。例えば補機バッテリ３０が車両の始動をするのに十分な電圧でない場合、図２に示すように、他の車両のバッテリ５４がブースターケーブル等によって補機バッテリ３０に並列接続されることがある。この際、例えば当該車両が普通自動車であり他の車両が大型車である場合には、補機バッテリ３０の正常な電圧（例えば「１２Ｖ」）よりも、他の車両のバッテリ５４の正常な電圧（例えば「２４Ｖ」）の方が過度に大きな電圧であることがある。そして、この場合も上記同様ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が過電圧となる異常であると誤検出されるおそれがある。

そこで、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧についての監視ラインＬ３を介して検出される電圧の検出値が過電圧であることと、パワースイッチング素子２２〜２４が出力電圧を上昇させる側に作動されていること（パワースイッチング素子２２〜２５がオン作動されること）との論理積条件が成立するときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が過電圧となる異常を検出する。すなわち、上記他の車両のバッテリ５４が補機バッテリ３０に並列接続されて当該車両の始動をアシストするとき等には、出力電圧を上昇させるようにパワースイッチング素子２２〜２５がオン作動されることはないと考えられるため、オン作動がなされていることを条件に含める。具体的には、これは以下の構成として実現される。

すなわち、監視ラインＬ３のうち、抵抗６２の上流のノードＮｂと接地との間に、抵抗７８，８０の直列接続体を接続し、これら抵抗７８，８０によりノードＮｂの電圧を分圧する。そして、分圧された電圧のうち、特に抵抗８０の電圧降下分（ノードＮｃの電圧）が、異常検出用コンパレータ８２の非反転入力端子に出力される。この電圧降下分も、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の検出値となる。一方、異常検出用コンパレータ８２の反転入力端子には、基準電圧源８４の閾値電圧が印加される。この閾値電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の実際の出力電圧が、上記パワースイッチング素子２２〜２４のオン・オフ作動を禁止することが所望されるほどに過度に大きな電圧となるか否かを判断するためのものである。

一方、判定回路８８は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力に基づき、出力電圧を上昇させる側の作動がなされるか否かを判断するものである。すなわち、上記断線の場合とバッテリ５４が接続される場合とでは、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が相違することに鑑み、同ＰＷＭコンパレータ７０の出力に基づき、出力電圧が上昇する側の作動がなされるか否かを判断する。ここで、断線が生じている場合には、ノードＮａの電位が低下するため、ＰＷＭコンパレータ７０の出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を増加させる側に変化する。一方、バッテリ５４が接続されているときには、ノードＮａの電位が上昇するため、ＰＷＭコンパレータ７０の出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を低下させる側に変化する。判定回路８８では、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」を出力する期間が、基準クロックの２パルス以上の期間に渡って継続するときに、論理「Ｈ」の信号を出力する。

ＡＮＤ回路９０は、上記異常検出用コンパレータ８２の出力と判定回路８８の出力との論理積信号を生成する回路である。すなわち、ＡＮＤ回路９０は、出力電圧の検出値が閾値電圧以上であることと、出力電圧が上昇する側の作動がなされていることとの上記論理積条件の成立を論理「Ｈ」の信号として生成するものである。

ＡＮＤ回路９０の出力は、フィルタ付ラッチ回路９２に取り込まれる。フィルタ付ラッチ回路９２は、ＡＮＤ回路９０の出力が論理「Ｈ」となる状態の継続時間が規定時間となることで、ＡＮＤ回路９０が出力する論理「Ｈ」の信号を保持するものである。ここで、規定時間は、負荷変動等によりノードＮｂに生じる過渡的な出力電圧の過電圧状態に対し、ＡＮＤ回路の出力等にノイズが混入することで、上記論理積条件が成立したと誤判断されることを回避するための値に設定されている。フィルタ付ラッチ回路９２は、コントローラ４４に対する給電がなされている間、その値を保持する。したがって、イグニッションスイッチ３２がオフとされることで、コントローラ４４への給電が停止されると、ラッチ状態が無効化される。

フィルタ付ラッチ回路９２の出力は、ＮＯＲ回路９４に取り込まれ、ＮＯＲ回路９４の出力がＡＮＤ回路７６に取り込まれる。このため、フィルタ付ラッチ回路９２の出力が論理「Ｈ」であるときには、ＮＯＲ回路９４の出力が論理「Ｌ」となるため、ＡＮＤ回路７６の出力が論理「Ｌ」となり、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動が禁止され、パワースイッチング素子２２〜２５の出力端子及び入力端子間は全て非導通状態となる。

上記ＮＯＲ回路９４には、保護回路９６の出力も入力される。この保護回路９６は、パワースイッチング素子２２〜２５の作動の禁止が所望される条件であって且つ上記論理積条件以外の条件が成立するときに、その出力を論理「Ｈ」とするものである。この禁止が所望される条件の１つは、温度センサ５０によって検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０の温度が過度に高くなるとの条件である。

図３に、ノードＮａとノードＮｂとの間の断線により、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が過電圧となる異常時のコントローラ４４の動作を示す。詳しくは、図３（ａ）にノードＮａの電圧を示し、図３（ｂ）の実線にて誤差増幅器６６の出力電圧を、また一点鎖線にて三角波生成回路７２の出力する三角波を示す。図３（ｃ）に、ＰＷＭコンパレータの出力を示し、図３（ｄ）に、基準クロック生成回路７４の生成する基準クロックを示す。図３（ｅ）に、判定回路８８の出力を示し、図３（ｆ）に、ノードＮｃの電圧の推移を示す。図３（ｇ）に、異常検出用コンパレータ８２の出力を示し、図３（ｈ）に、ＡＮＤ回路９０の出力を示し、図３（ｉ）に、フィルタ付ラッチ回路９２の出力を示す。

図示されるように、時刻ｔ１に断線が生じると、ノードＮａの電位が低下するため、誤差増幅器６６の出力が三角波を上回り、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が常時論理「Ｈ」となる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が上昇制御されるため、ノードＮｃの電圧（出力電圧の検出値）が上記基準電圧源８４の閾値電圧Ｖｔｈを時刻ｔ２に上回り、異常検出用コンパレータ８２の出力が論理「Ｈ」となる。

その後、時刻ｔ３には、判定回路８８は、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」となる期間が基準クロックのパルスの２個分の期間となることで、出力電圧を上昇させる側の作動がなされているとして、出力を論理「Ｈ」に反転させる。これにより、ＡＮＤ回路９０の出力も論理「Ｈ」となる。そして、ＡＮＤ回路９０の出力が論理「Ｈ」の状態が上記規定時間（図中、時間Δｔ）継続すると、フィルタ付ラッチ回路９２が、ＡＮＤ回路９０の出力をラッチする。これにより、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動が禁止される。

なお、フィルタ付ラッチ回路９２のラッチする値は、イグニッションスイッチ３２がオフされる時刻ｔ５に無効化される。

図４に、補機バッテリ３０と並列に、先の図２に示した高電圧のバッテリ５４が接続される場合を示す。図４において、図４（ａ）〜図４（ｉ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｉ）と同様のものを示している。

図示されるように、時刻ｔ１１に補機バッテリ３０に並列に高圧のバッテリ５４が接続されると、ノードＮｃの電圧が基準電圧源８４の閾値電圧Ｖｔｈを上回るため、異常検出用コンパレータ８２の出力が、論理「Ｈ」に反転する。一方、ノードＮａの電圧も高くなるため、ＰＷＭコンパレータ７０の出力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が上昇しない側の作動に対応するものとなる。換言すれば、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動がなされないように、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｌ」となる。このため、判定回路８８の出力は論理「Ｌ」のままとなり、ＡＮＤ回路９０の出力も論理「Ｌ」のままとなる。このため、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動が禁止されることはない。

このように、本実施形態によれば、判定回路８８を備えて、その出力が論理「Ｈ」となることを条件にパワースイッチング素子２２〜２５のオン作動を禁止する構成とすることで、高電圧のバッテリ５４が接続された場合には、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動が禁止されることを回避することができる。これに対し、図５に示すように、判定回路８８を備えない構成とする場合、図３、図４に示す状況のいずれにおいても、ノードＮｃの電圧が上記閾値電圧Ｖｔｈを上回るため、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動が禁止されることとなる。しかも、この禁止状態は、一旦イグニッションスイッチ３２が開操作されるときまで解除されない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動がなされることと、出力電圧の検出値が予め定められた閾値以上であることとの論理積条件が成立するとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧の異常を検出した。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が過度に大きな電圧となる異常を高精度に検出することができる。

（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の異常が検出されるときからイグニッションスイッチ３２が開操作されるときまで、パワースイッチング素子２２〜２５のオン・オフ作動を禁止した。これにより、出力電圧が過度に大きな電圧となる異常時においてＤＣ−ＤＣコンバータ２０から継続的に過度に大きな電圧が出力されることを回避することができ、ひいては、出力電圧が印加される負荷の劣化を招く事態を回避することができる。

（３）ＰＷＭコンパレータ７０の出力を用いることで、出力電圧を上昇させる側の作動の有無を適切に判断することができる。

（４）ＡＮＤ回路９０の出力の論理値が「Ｈ」となる状態が継続されるときに同論理値をラッチして且つ、イグニッションスイッチ３２が開操作されることでラッチ状態が無効化されるフィルタ付ラッチ回路９２を備えた。これにより、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動の禁止を適切に行なうことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる制御装置４０について、特に、コントローラ４４の構成を示す。なお、図６においては、先の図２と同様の機能を有する部材には、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、判定回路８８が、誤差増幅器６６の出力を取り込み、これに基づき、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動がなされているか否かを判断する。詳しくは、この判定回路８８は、誤差増幅器６６の出力が予め定められた判定値ＴＨ以上となる期間が、基準クロックの２パルス分継続するときに論理「Ｈ」を出力する。

図７に、ノードＮａとノードＮｂとの間の断線により、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が過電圧となる異常時のコントローラ４４の動作を示す。図７において、図７（ａ）〜図７（ｉ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｉ）と同様のものを示している。

この場合、時刻ｔ２１において断線が生じると、ノードＮａの電圧が低下するため、誤差増幅器６６の出力は上昇する。誤差増幅器６６の出力が上昇することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を上昇させる側の作動がなされるため、ノードＮｃの電圧が上昇する。そして、時刻ｔ２２において、ノードＮｃの電圧が閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、異常検出用コンパレータ８２の出力が論理「Ｈ」となる。

一方、判定回路８８では、誤差増幅器６６の出力が判定値ＴＨ以上である期間が基準クロックの２パルスの期間に渡って継続する時刻ｔ２３に論理「Ｈ」を出力する。この判定値ＴＨは、上記三角波生成回路７２の出力する三角波のピーク値に一致させている。これにより、ＡＮＤ回路９０の出力が論理「Ｈ」となり、更に規定時間Δｔ経過後の時刻ｔ２４において、フィルタ付ラッチ回路９２の出力が論理「Ｈ」となる。

図８に、補機バッテリ３０と並列に、先の図２に示した高電圧のバッテリ５４が接続される場合を示す。図８において、図８（ａ）〜図８（ｉ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｉ）と同様のものを示している。

この場合、時刻ｔ３１に高電圧のバッテリ５４が接続されると、誤差増幅器６６の出力が低下し、判定値ＴＨを上回ることはない。したがって、判定回路８８の出力やＡＮＤ回路９０の出力が論理「Ｈ」とされることはない。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（５）誤差増幅器６６の出力に基づき、オン作動の有無を判断する判定回路８８を備えることで、パワースイッチング素子２２〜２５のオン作動の有無を適切に判断することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第１の実施形態においては、ＰＷＭコンパレータ７０の出力が論理「Ｈ」の状態が基準クロックの２パルスに渡って継続されるときに、出力電圧を上昇させる側のオン作動がなされていると判断したが、この基準クロックのパルス数は適宜変更してよい。また、論理「Ｈ」となる時間を計時して、計時される時間が予め定められた値以上となるときとしてもよい。

・第２の実施形態においては、誤差増幅器６６の出力が判定値ＴＨを上回る状態が基準クロックの２パルスに渡って継続されるときに、オン作動がなされていると判断したが、この基準クロックのパルス数は適宜変更してよい。また、判定値ＴＨを上回る時間を計時して、計時される時間が予め定められた値以上となるときとしてもよい。また、判定値ＴＨは、必ずしも三角波のピーク値と一致させなくてもよい。

・上記各実施形態では、コントローラ４４のうち、ＰＷＭコンパレータ７０、判定回路８８、異常検出用コンパレータ８２、ＡＮＤ回路９０等を専用の集積回路にて一体的に構成したが、これに限らない。更に、制御装置４０としては、専用のハードウェア手段としてのコントローラ４４によって上記各実施形態にかかる処理を行なう代わりに、中央処理装置（ＣＰＵ）によるソフトウェア処理として上記処理を行なうものでもよい。

・車両としては、ハイブリッド車に限らず、例えば電気自動車であってもよい。

第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御装置の全体構成を示す図。 同実施形態における制御装置内の構成を示す図。 同実施形態における出力電圧の異常時の制御装置の動作を示すタイムチャート。 同実施形態において、外部から高電圧のバッテリが接続されるときの制御装置の動作を示すタイムチャート。 同実施形態の判定回路を備えない場合の制御装置の構成を示す図。 第２の実施形態における制御装置内の構成を示す図。 同実施形態における出力電圧の異常時の制御装置の動作を示すタイムチャート。 同実施形態において、外部から高電圧のバッテリが接続されるときの制御装置の動作を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…高圧バッテリ、２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２１…トランス、２１ａ…１次側コイル、２１ｂ，２１ｃ…２次側コイル、２２〜２５…パワースイッチング素子、３０…補機バッテリ、４０…制御装置。

Claims (5)

1. 入力電源の電圧を変圧して補機バッテリ等に出力する電圧変換回路に適用され、該電圧変換回路の出力電圧を所望の電圧に制御すべく、前記電圧変換回路のスイッチング素子をオン・オフ作動する制御手段を備える電圧変換回路の制御装置において、
   前記制御手段により前記オン作動がなされることと、前記出力電圧の検出値が予め定められた閾値以上であることとの論理積条件が成立するとき、前記電圧変換回路の出力電圧の異常を検出する検出手段を備えることを特徴とする電圧変換回路の制御装置。
2. 前記検出手段により前記異常が検出されるときから当該制御装置の起動スイッチが開操作されるときまで前記オン・オフ作動を禁止する禁止手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の電圧変換回路の制御装置。
3. 前記制御手段は、前記所望の電圧に応じて設定される基準電圧と前記出力電圧の検出値との差電圧を検出する差電圧検出手段と、三角波を生成する三角波生成手段と、前記差電圧検出手段の出力と前記三角波との大小の比較に応じてパルス幅変調されたパルスであって前記スイッチング素子の作動に用いるパルスを生成するパルス幅変調手段とを備え、
   前記検出手段は、前記パルス幅変調手段の出力に基づき、前記オン作動の有無を判断する判断手段を備えることを特徴とする請求項２記載の電圧変換回路の制御装置。
4. 前記制御手段は、前記所望の電圧に応じて設定される基準電圧と前記出力電圧の検出値との差電圧を検出する差電圧検出手段と、前記差電圧検出手段の出力に基づき前記スイッチング素子を作動するためのパルスを生成する手段とを備え、
   前記検出手段は、前記差電圧検出手段の出力に基づき、前記オン作動の有無を判断する判断手段を備えることを特徴とする請求項２記載の電圧変換回路の制御装置。
5. 前記検出手段は、前記出力電圧の検出値と前記閾値との大小を比較する比較手段を更に備え、
   前記禁止手段は、前記判断手段の出力と前記比較手段の出力との論理積信号を生成する論理積生成手段と、該論理積生成手段の出力が所定の論理値を継続して出力した後、当該制御装置の起動スイッチが開操作されるまで前記所定の論理値を保持する保持手段と、該保持手段によって保持される値に基づき前記オン・オフ作動を禁止する手段とを備えてなることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の電圧変換回路の制御装置。

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