JP5338159B2 - フライバック型スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、フライバック型スイッチング電源の保護技術に関する。

スイッチング電源の保護技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。この技術によれば、スイッチング停止時に入力電圧にほぼ等しい電圧を出力するとともに、スイッチング時に入力電圧を昇圧した出力電圧を出力する昇圧電源において、出力電圧を分圧して検出される電圧が閾値を下回ったら、オープン故障と判断して、電源の動作を停止させていた。
特開２００５−１１７７８４号公報

しかしながら上記従来技術によれば、検出電圧が閾値を下回ったら、オープン故障と判断するという構成になっていたため、検出電圧が上昇するような出力過電圧故障を検知することができないという問題点があった。

上記問題点を解決するために本発明は、直流電源から供給される入力電圧を出力電圧に変換するために不連続モードで動作するフライバック型スイッチング電源において、トランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記トランスの１次側に印加される前記入力電圧に比例した波高値を有し且つＰＷＭ変調された駆動信号をスイッチング素子に供給する制御回路と、前記駆動信号を平滑して駆動信号の平均値を出力するフィルタ回路と、前記平均値が所定の閾値を超えると前記制御回路の駆動信号を停止させる停止信号を発生する比較回路と備える。

上記構成の本発明によれば、フライバック型スイッチング電源の出力過電圧故障を検出して、電源の動作を停止させることができるという効果がある。

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。初めに、駆動信号を監視することでフライバック型スイッチング電源の故障による出力過電圧が検知可能なことを示す。

図１は、本発明が適用される一般的なフライバック型スイッチング電源の例を示す回路図である。同図において、フライバック型スイッチング電源は、直流電圧Ｖinを供給する電源１０１と、電源１０１をオン／オフするＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１０２と、スイッチング素子１０２が１次側電流をオン／オフすることにより発生する電圧を変圧して２次側へ伝達するトランス１０３と、トランス１０３の２次側に発生する電圧を整流する整流ダイオード１０４と、整流された２次側電圧を平滑する平滑キャパシタ１０５と、負荷１０６へ供給する出力電圧Ｖo に基づいてスイッチング素子１０２を駆動する駆動信号を発生する制御回路１０７とを備えている。

駆動信号によりスイッチング素子１０２がオン／オフをすることで、電源１０１から供給される入力電圧Ｖinを波高値とするパルス波形Ｖp がトランス１０３の一次側に印加される。１次側のパルス波形Ｖp は、トランス１０３を介して二次側のパルスＶs に変換される。二次側のパルスＶs は、整流ダイオード１０４による整流、平滑キャパシタ１０５による平滑により出力電圧Ｖo となって負荷１０６に供給される。

制御回路１０７は、出力電圧Ｖo が目標値と一致するように動作し、出力電圧Ｖo が高いとスイッチング素子１０２に印加する駆動信号のオン時間の比率（以下、デューティ）を小さくし、出力電圧Ｖo が低いと駆動信号のデューティを大きくする。

図１の各部の電圧波形を示したのが図２である。図２（ａ）の駆動信号がオンの時にはトランス１０３の一次巻線Ｎp にＶinが印加されるが、整流ダイオード１０４で逆阻止されるため二次側回路には電圧が供給されず、トランス１０３にエネルギが蓄積される状態となる。駆動信号がオフになると、トランス１０３の二次巻線Ｎｓに発生する電圧Ｖs の極性が反転する。よって整流ダイオード１０４が順方向となるため、トランス１０３に蓄積されたエネルギが平滑キャパシタ１０５と負荷１０６に放出され、出力電圧Ｖo が負荷１０６に印加される。駆動信号オン期間中は、駆動信号オフ期間中にキャパシタ１０５に蓄えられたエネルギを負荷１０６に供給することで出力電圧Ｖo を安定に保つ。

このように、出力電圧Ｖo は、駆動信号オフ時のトランス１０３の二次巻線電圧であるＶs をピークホールドした電圧であるため、平滑キャパシタ１０５や整流ダイオード１０４の故障により出力電圧Ｖo が過電圧になることはない。これらの故障により、出力電圧Ｖo が０になったり、リップル電圧が増大することはあるが、電圧のピーク値はＶo を上回らない。またスイッチング素子１０２やトランス１０３が開放・短絡故障しても、トランス１０３の二次側に電圧が発生しなくなるだけで、出力電圧Ｖo は過電圧になることはない。

一方、駆動信号のデューティが異常増大するような故障が制御回路１０７で発生すると、出力電圧Ｖo は過電圧になる。すなわち、図１のような一般的なフライバック型スイッチング電源において出力電圧Ｖo が過電圧になるような故障は、駆動信号のデューティ異常により発生するため、過電圧の判定は駆動信号を監視すればよい。

次に、波高値をＶinに比例させた駆動信号の平均値を監視することで不連続モードで動作するフライバック型スイッチング電源の故障による出力過電圧が検知可能なことを示す。

図３に示す通り、フライバック型スイッチング電源は、トランス１０３に流れる電流波形の違い、即ち、スイッチング期間中に一次・二次電流とも０に戻るかどうかによって連続モードと不連続モードの２つの動作モードを持つ。

ここで、不連続モードで動作するフライバック型スイッチング電源の出力電圧は（１）式で表されることが知られている（Ｋ₁ は比例定数、Ｄはデューティ）。
Ｖo ＝Ｋ₁ ・Ｄ・Ｖin … （１）

また図４に示す通り、パルス波形の平均値Ｖave は、デューティＤとパルス波高値Ｖ1 の積で表される。駆動信号の波高値をＶinに比例させると、駆動信号の平均値はＤ・Ｖinとなるため、（１）式から駆動信号の平均値はＶo に比例することが分かる。よって、波高値を入力電圧に比例させた駆動信号の平均値を監視することで、不連続モードで動作するフライバック型スイッチング電源の故障による出力過電圧が検知可能になる。

以上により、不連続モードで動作するフライバック方式のスイッチング電源において、スイッチング素子の駆動信号の波高値を入力電圧に比例させ、この駆動信号の平均値がしきい値を超えたら過電圧故障と判断して電源の動作を停止することができる。

次に、駆動信号の平均値を求めるためのフィルタ回路の時定数を電力変換段の時定数よりも短くすることで、出力電圧が異常上昇する前に保護することができることを示す。

（１）式は、定常状態での出力電圧を表すが、出力電圧を伝達関数（周波数領域）で表現すると（２）式のように表される。

デューティＤと出力電圧Ｖo との間には、時定数Ｔの一次遅れの関係があるため、デューティが異常増大しても即座に出力過電圧になるわけではなく、時定数Ｔで決まる速さで徐々に電圧が上昇していく。また駆動信号はパルス波形であるため、平均値を求めるためには駆動信号をローパスフィルタ（ＲＣフィルタなど）に通す必要がある。このローパスフィルタの時定数を上記Ｔよりも短くすれば、ローパスフィルタ通過後の信号は出力電圧よりも早く上昇するため、図５に示すように出力電圧を直接監視するよりも早く過電圧保護しきい値に到達するようになる。よって、駆動信号の平均値を求めるためのフィルタの時定数を電力変換部の時定数よりも短くすることで、出力電圧が異常上昇する前に保護することができるようになる。

図６は、本発明に係るフライバック型スイッチング電源の実施例１を説明する回路図である。同図において、本実施例のフライバック型スイッチング電源は、直流電圧Ｖinを供給する電源１０１と、電源１０１をオン／オフするＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子１０２と、スイッチング素子１０２が１次側電流をオン／オフすることにより発生する電圧を変圧して２次側へ伝達するトランス１０３と、トランス１０３の２次側に発生する電圧を整流する整流ダイオード１０４、１０８と、整流された２次側電圧を平滑する平滑キャパシタ１０５、１０９と、入力電圧に比例した波高値を有し且つＰＷＭ変調された駆動信号をスイッチング素子１０２に供給する制御回路１０７と、スイッチング素子１０２の駆動信号を平滑して駆動信号の平均値を出力するフィルタ回路１３０と、フィルタ回路１３０が出力する駆動信号の平均値と所定の閾値とを比較して平均値が閾値を超えると制御回路の駆動信号を停止させる停止信号を出力する比較回路１２０とを備えている。

駆動信号によりスイッチング素子１０２がトランス１０３の１次側の電流をオン／オフをすることで、電源１０１から供給される入力電圧Ｖinを波高値とするパルス波形Ｖp がトランス１０３の一次側に印加される。１次側のパルス波形は、トランス１０３を介して二次側のパルスに変換される。二次側のパルスは、整流ダイオード１０４、１０８により整流され、平滑キャパシタ１０５、１０９により平滑される。この結果出力電圧Ｖo1、Ｖo2となって負荷１０６、１１０に供給される。

制御回路１０７は、出力電圧Ｖo2が目標値と一致するように動作し、出力電圧Ｖo2が高いとスイッチング素子１０２に印加する駆動信号のデューティを小さくし、出力電圧Ｖo2が低いと駆動信号のデューティを大きくする。

図６と図１の違いは、負荷１１０が追加されていることと、これに応じて二次側回路（トランス１０３の二次巻線、整流ダイオード１０８、平滑キャパシタ１０９）が追加されていること、フィルタ回路１３０，比較回路１２０、及び所定の閾値（Ｖth）を発生する過電圧検知用基準電圧１１９が追加されていることである。フィルタ回路１３０及び比較回路１２０の動作以外の基本的な動作は、図１で説明した内容と同様である。

本実施例は不連続モードのフライバック型スイッチング電源として動作し、出力電圧は上記の（１）式、（２）式により表される。

次に、制御回路１０７の詳細を説明する。誤差増幅器１１３は出力電圧Ｖo2と基準電圧１１５とを比較し、出力電圧Ｖo2が基準電圧１１５より高ければ低電圧を、Ｖo2が基準電圧１１５より低ければ高電圧を出力する。この動作により、出力電圧と基準電圧の誤差が増幅されて後段のＰＷＭ比較器１１２に伝達される。

発振器１１４は、一定周波数の鋸歯状波を発振して出力する。ＰＷＭ比較器１１２は、誤差増幅器１１３の出力電圧と発振器１１４の出力電圧を比較し、誤差増幅器１１３の出力電圧が発振器１１４の出力電圧より高い期間では論理信号Ｈを、誤差増幅器１１３の出力電圧が発振器１１４の出力電圧より低い期間では論理信号Ｌを出力する。この動作により、誤差増幅器１１３からの誤差増幅信号がＰＷＭのデューティに変換される。

駆動回路１１１は、スイッチング素子１０２をオン／オフさせるのに必要な電圧供給能力を持った回路であり、ＰＷＭ比較器１１２の出力論理信号Ｈ／Ｌに従って出力がオン／オフする。よって故障時を含め駆動回路１１１だけで（自励で）出力がオン／オフすることは無い。また駆動回路１１１は、後述する過電圧検知回路１２０からの停止信号に従って動作を停止する機能を持つ。言い換えれば、駆動回路１１１は、停止信号が出力されたとき、ＰＷＭ比較器１１２からの論理信号に関わらずスイッチング素子１０２の駆動を停止する。

これらの一連の動作により、図６の回路は出力電圧Ｖo2が基準電圧１１５に一致するように動作する。即ち、出力電圧Ｖo2が高くなると誤差信号が低くなるためデューティは小さくなり、出力電圧を低下させる。出力電圧Ｖo2が低くなると誤差信号が高くなるためデューティは大きくなり、出力電圧を上昇させる。

また、ローパスフィルタ構成のフィルタ回路１３０は、キャパシタ１１６、抵抗１１７，１１８から構成されている。抵抗１１７の一端は駆動信号に接続され、抵抗１１７の他端は、抵抗１１８の一端及びキャパシタ１１６の一端に接続されている。抵抗１１８の他端及びキャパシタ１１６の他端は、接地されている。これにより、キャパシタ１１６の一端には、駆動信号の平均値の信号が形成され、この信号は、比較回路１２０の入力に接続される。よって駆動信号のデューティが大きくなるとローパスフィルタの出力電圧が上昇するため、ローパスフィルタの出力電圧が過電圧検知用基準電圧１１９を上回ると、比較回路１２０は駆動回路１１１の動作を停止させる停止信号を出力する。停止信号により駆動信号のデューティは０となるため、スイッチング素子１０２の動作が停止し、フライバック型スイッチング電源の動作も停止する。

本実施例において、ダイオード１０８が開放故障すると、Ｖo2が低下するため駆動信号のデューティが大きくなるように動作する。よって故障していないダイオード１０４で整流されるＶo1は上昇するため、電源の動作を停止する必要がある。本実施例では、フィルタ回路１３０，比較回路１２０を設けているために、デューティが過大になったことを検知できるため、電源の動作を停止し、出力過電圧から負荷を保護することができる。

従来例においては、負荷１０６と並列に過電圧検知回路を設けて、出力電圧Ｖo1の異常上昇を検知して電源の動作を停止させるが、トランス１０３の一次側と二次側を絶縁する必要がある場合には、停止信号を絶縁して伝達するための素子（トランスやホトカプラ）が必要となる。しかし本実施例であれば、絶縁のための素子を使うことなく出力過電圧を防止することが可能である。

また（２）式で示したとおり、デューティＤの変化に対する出力電圧Ｖo の変動は、一次遅れで表されるため、フィルタ回路１３０の時定数を、トランス１０３及び平滑コンデンサ１０５，１０９で定まる電力変換部の一次遅れの時定数よりも小さくすることで、出力電圧が異常上昇する前に過電圧保護することができるという効果がある。

次に、実施例２について説明する。図７は、本発明に係るフライバック型スイッチング電源の実施例２を説明する回路図である。図７の回路は、実施例１に対して、起動回路１４０が追加され、ＰＷＭ比較器１１２が３入力になっていることを除き、図６と同様であるので、同じ構成要素には同じ符号を付与して重複する説明を省略する。

起動回路１４０は、定電流源１２４と、定電流源１２４で充電されるキャパシタ１２３と、起動用基準電圧１２２と、キャパシタ１２３の電圧と起動用基準電圧１２２とを比較する起動用比較器１２１とを備えている。

外部からの指令である起動信号が入力されると、定電流源１２４は定電流をキャパシタ１２３に供給する。定電流充電であるためキャパシタ１２３の非接地側端子電圧は、０から経過時間に比例して一定の傾きで直線的に上昇する。キャパシタ１２３の電圧はＰＷＭ比較器１１２に入力されるため、キャパシタ１２３の電圧が誤差増幅器１１３の出力電圧よりも低い期間においては、キャパシタ１２３の電圧が優先して発振器１１４の出力電圧と比較されてデューティが決まる。よって、起動直後でキャパシタ１２３がまだ十分に充電されていない間はキャパシタ１２３の電圧によってＶo1，Ｖo2が決まるため、キャパシタ１２３の充電によりＶo1，Ｖo2が上昇することになる。

キャパシタ１２３の電圧が誤差増幅器１１３の出力電圧より高くなると、起動を完了したとみなせる。以後実施例１と同様に、ＰＷＭ比較器１１２は、誤差増幅器１１３の出力電圧と発振器１１４の出力電圧を比較し、誤差増幅器１１３の出力電圧が発振器１１４の出力電圧より高い期間では論理信号Ｈを、誤差増幅器１１３の出力電圧が発振器１１４の出力電圧より低い期間では論理信号Ｌを出力する。

一方、起動用比較器１２１は、キャパシタ１２３の電圧と起動用基準電圧１２２とを比較する。そしてキャパシタ１２３の電圧が起動用基準電圧１２２よりも低い間は、起動途中であると判断できるため、起動用比較回路１２１は、比較回路１２０へ停止信号を抑止する抑止信号を出力する。これにより起動中は、過電圧検知用の比較回路１２０の動作を抑止する。過電圧検知用比較回路１２０が抑止されていると、過電圧検知は働かない。起動が完了すれば、抑止信号はなくなり、過電圧検知機能が有効となる。

以上説明した実施例２によれば、実施例１の効果に加えて、電源の起動が完了するまでは、過電圧検知回路の動作を停止できるため、出力電圧が低いにもかかわらず過電圧保護するような誤動作を防止することができるという効果がある。

次に、実施例３について説明する。図８は、本発明に係るフライバック型スイッチング電源の実施例３を説明する回路図である。図８の回路は、実施例１のフィルタ回路１３０に代えて、フィルタ回路１３１が設けられている。その他の構成は、図６と同様であるので、同じ構成要素には同じ符号を付与して重複する説明を省略する。

本実施例のフィルタ回路１３１は、駆動信号の直流バイアス成分を除去した駆動信号の平均値を出力する点に特徴がある。その他の動作は、実施例１と同様である。

フィルタ回路１３１は、キャパシタ１１６、１２６，抵抗１１７，１１８、ダイオード１２５、及び減算器１２７を備えている。抵抗１１７の一端は駆動信号に接続され、抵抗１１７の他端は、抵抗１１８の一端及びキャパシタ１１６の一端に接続されている。抵抗１１８の他端及びキャパシタ１１６の他端は、キャパシタ１２６の一端に接続され、キャパシタ１２６の他端は接地されている。

またダイオード１２５のアノードがキャパシタ１２６の一端に接続され、ダイオード１２５のカソードが駆動信号に接続されている。そして、キャパシタ１１６の一端が減算器１２７の非反転（＋）入力端子に、キャパシタ１１６の他端が減算器１２７の反転（−）入力端子に、それぞれ接続されている。そして減算器１２７の出力がフィルタ回路１３１の出力となり、比較回路１２０の入力に接続されている。

本実施例の駆動信号波形は、図９に示すようにパルス波形が低電圧となる期間においても電圧は０にはならず、直流バイアス電圧（オフセット電圧）Ｖ２を持つものとする。このオフセット電圧を持つ場合には、実施例１のフィルタ回路１３０の出力電圧は、オフセット電圧を差し引いたパルス波形の平均値にオフセットを加えた電圧となる。よって、パルス波形波高値（Ｖ１）とデューティの積にはならないため誤差要因となる。

本実施例では、キャパシタ１２６の静電容量を他の部品と比べて十分に大きな値にすることで、回路動作上、キャパシタ１２６は定電圧源にみなすことができる。パルス波形である駆動信号が高電圧の期間（図９のＴｏｎの期間）中に充電されたキャパシタ１２６の電荷は、駆動信号が低電圧の期間（図９のＴｏｆｆの期間）中にダイオード１２５を介して放電される。放電経路のインピーダンスは充電経路のインピーダンスと比べて十分に小さいため、キャパシタ１２６の両端電圧は駆動信号が低電圧であるときの電圧値（オフセット電圧Ｖ２）とダイオード１２５の順方向電圧の和となる。

減算器１２７の非反転入力端子は、キャパシタ１１６、抵抗１１７，１１８から成るローパスフィルタの出力と接続される。ローパスフィルタの出力電圧は前述の通り、オフセット電圧を差し引いたパルス波形の平均値にオフセット電圧を加えた電圧となる。

減算器１２７は非反転入力端子に印加される上記電圧と、反転入力端子に入力されるキャパシタ１２６の電圧の差を出力するため、オフセット電圧の影響を除いた駆動信号の平均値が出力される。

よって比較回路１２０は、オフセット電圧の影響を除いた駆動信号の平均値と基準電圧１１９を比較できるため、オフセット電圧による誤差を受けることなく過電圧検知をすることが可能になる。

以上説明した実施例３によれば、実施例１の効果に加えて、フィルタ回路は、駆動信号の直流バイアス成分を除去した駆動信号の平均値を出力するようにしたので、駆動信号のオフセット電圧による誤差を受けることなく過電圧検知をすることができるという効果がある。

フライバック型スイッチング電源の例を示す回路図である。 図１の回路における（ａ）スイッチング素子１０２の駆動信号、（ｂ）トランス１０３の１次側電圧Ｖp 、（ｃ）トランス１０３の２次側電圧Ｖs を示す波形図である。 フライバック型スイッチング電源の（ａ）不連続モードと（ｂ）連続モードにおける１次電流ｉp 、２次電流ｉs を説明する図である。 パルス波形の平均値を説明する図である。 （ａ）駆動信号平均値を監視する場合と、（ｂ）出力電圧を直接監視する場合との故障判定のタイミングを説明する図である。 本発明の実施例１を説明する回路図である。 本発明の実施例２を説明する回路図である。 本発明の実施例３を説明する回路図である。 オフセットを持つパルス波形の平均値を説明する図である。

符号の説明

１０１：電源、１０２：スイッチング素子、１０３：トランス、１０４：整流ダイオード、１０５：平滑キャパシタ、１０６：負荷、１０７：制御回路、１０８：整流ダイオード、１０９：平滑キャパシタ、１１０：負荷、１１１：駆動回路、１１２：ＰＷＭ比較器、１１３：誤差増幅器、１１４：発振器、１１５：基準電圧、１１６：キャパシタ、１１７：抵抗、１１８：抵抗、１１９：過電圧検知用基準電圧、１２０：比較回路、１２１：起動用比較器、１２２：起動検知用基準電圧、１２３：キャパシタ、１２４：定電流源、１２５：ダイオード、１２６：キャパシタ、１２７：減算器。

Claims (4)

1. 直流電源から供給される入力電圧を出力電圧に変換するために不連続モードで動作するフライバック型スイッチング電源において、
   トランスの１次側の電流をオン／オフするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子を介して前記トランスの１次側に印加される前記入力電圧に比例した波高値を有し且つＰＷＭ変調された駆動信号を前記スイッチング素子に供給する制御回路と、
   前記駆動信号を平滑して駆動信号の平均値を出力するフィルタ回路と、
   前記平均値と所定の閾値とを比較し、前記平均値が所定の閾値を超えると前記制御回路の駆動信号を停止させる停止信号を発生する比較回路と、
   を備えたことを特徴とするフライバック型スイッチング電源。
2. 前記フィルタ回路の時定数を前記トランスを含む電力変換部の時定数より小さくしたことを特徴とする請求項１に記載のフライバック型スイッチング電源。
3. 電源起動時に前記比較回路の停止信号出力を抑止する起動回路を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のフライバック型スイッチング電源。
4. 前記フィルタ回路は、前記駆動信号の直流バイアス成分を除去した駆動信号の平均値を出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のフライバック型スイッチング電源。

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