JP2008099395A - Dc/dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧制御の追従性が悪い2ステージ型コンバータにおいても、入力電圧の急増や出力電流の急減に起因する昇圧電圧の跳ね上がりに対して、素子の耐圧性を上昇させて対応せずに、素子の破損を抑制することができるDC/DCコンバータを提供する。
【解決手段】昇圧回路制御IC32は、DC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプ33を備え、エラーアンプ33の出力に基づいてMOSFET17をオン、オフ制御する。昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達すると、コンパレータ34から過電圧検出信号が出力される。比較電圧変更手段35は、過電圧検出信号に基づいてエラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧の入力部に、基準電圧以上の電圧を入力させる。
【選択図】図1
【解決手段】昇圧回路制御IC32は、DC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプ33を備え、エラーアンプ33の出力に基づいてMOSFET17をオン、オフ制御する。昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達すると、コンパレータ34から過電圧検出信号が出力される。比較電圧変更手段35は、過電圧検出信号に基づいてエラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧の入力部に、基準電圧以上の電圧を入力させる。
【選択図】図1
Description
本発明は、DC/DCコンバータに係り、詳しくは入力側に直流電圧を昇圧又は降圧するための変圧部を備えたDC/DCコンバータに関する。
電源の電圧を所定の電圧まで昇圧又は降圧して出力するDC/DCコンバータにおいては、入力電圧の変動に対して出力電圧の制御が安定するように電圧制御装置(出力電圧制御用IC)が備えたエラーアンプ(誤差増幅器)のゲインが設定される。
DC/DCコンバータとして、入力側(前段)に昇圧部(昇圧回路)を備えた第1のコンバータを備え、出力側(後段)に第2のコンバータを備えた所謂2ステージ型のコンバータがある(例えば特許文献1参照。)。このような2ステージ型のコンバータの場合、出力平滑用のLCフィルタとは別に、昇圧回路用のL(コイル)とC(コンデンサ)とが存在する。そして、昇圧回路における損失やリプル電流を考え、L及びCを大きくすると、回路の共振周波数が小さく(低く)なるため、出力電圧制御用ICのエラーアンプのゲインを落とさなければならなくなり、制御の応答性が悪くなる。制御の応答性が悪くなると、即ち出力電圧の制御追従性が悪くなり、入力電圧の急増、出力電流の急減に対して、昇圧電圧の制御で抑えきれずに昇圧回路の電圧が大きく跳ね上がってしまうので、素子の耐圧をその分大きくしなければならなくなる。
特許文献1には、コンバータの出力が過電流や過電圧となったり、昇圧回路の異常を検出したりしたときに、昇圧回路の制御を先に停止させた後、ハーフブリッジ部の制御を停止させる保護回路が提案されている。
また、従来、通常タイプ、即ち2ステージ型コンバータでないDC/DCコンバータにおいて、所定の出力電圧や出力電流を確保しつつ、スイッチング手段の破壊や劣化を防ぐことが可能なDC/DCコンバータが提案されている(例えば特許文献2参照。)。特許文献2には、図3に示すように、電源51の電圧を検出する電源電圧検出回路52と、電源電圧検出回路52にて検出された電源電圧に応じてスイッチング手段53のオン、オフの周波数を変える周波数切換手段54とを設けたDC/DCコンバータが開示されている。スイッチング手段53のオン、オフを制御する駆動回路55は、スイッチング手段53のオン期間、オフ期間の最大デューティを設定する最大デューティ設定回路56及び比較回路57の出力によりスイッチング手段53を駆動する。比較回路57は、出力電圧VOUTを検出する出力電圧検出回路58の出力電圧と、電流検出用抵抗59の電圧とを比較し、前者の電圧が後者の電圧よりも低くなるとハイレベルの信号を出力する。比較回路57には電源電圧検出回路52からの出力も入力され、この信号によって出力電圧検出回路58からのレベルを可変するようにしている。出力電圧検出回路58の出力電圧は、前記出力電圧VOUTが低い時に高くなり、出力電圧VOUTが高くなると低くなるようになっている。駆動回路55は、最大デューティ設定回路56からの信号入力によりスイッチング手段53をオンさせ、その後、最大デューティ時間が経過するか、あるいは、比較回路57からハイレベルの信号が入力することにより、スイッチング手段53をオフにする。
特開2005−287195号公報
特開平7−123706号公報
特許文献1に開示された保護回路は、コンバータの出力が過電流や過電圧となった際に、昇圧回路の制御を先に停止させた後、ハーフブリッジ部の制御を停止させることにより、昇圧回路とハーフブリッジ部との間に存在するコンデンサに荷電が溜まったまま昇圧回路が直流入力を昇圧し続けて、スイッチング素子等が破損するのを防止している。即ち、コンバータの出力が過電流や過電圧となった際に、コンバータを停止せずに昇圧電圧の上昇を抑制してコンバータの運転を継続させることに関しては何ら記載がない。
また、特許文献2のDC/DCコンバータは、所定の出力電圧や出力電流を確保しつつ、スイッチング手段の破壊や劣化を防ぐことを目的としている。具体的には、電池を交換した際、あるいは出力電圧VOUTが0VからDC/DCコンバータを起動した際に、定常時の出力電流を供給するために流す突入電流よりもはるかに大きな突入電流が、出力電圧VOUTが所定電圧に安定するまで、スイッチング手段53、電流検出用抵抗59等に流れ続け、電気部品を破壊するのを防止することである。そして、最大デューティの切り換えは、DC/DCコンバータの動作開始時の電源電圧に基づいて行っている。
即ち、2ステージ型コンバータで問題になる出力電圧の制御追従性が悪いことに起因して、定常運転状態において入力電圧の急増や出力電流の急減等に対して昇圧電圧の制御で抑えきれずに昇圧回路の電圧が高くなることに関する対策に関しては何ら示唆する記載はない。
本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、出力電圧制御の追従性が悪い2ステージ型コンバータにおいても、入力電圧の急増や出力電流の急減に起因する昇圧電圧の跳ね上がりに対して、素子の耐圧性を上昇させて対応せずに、素子の破損を抑制することができるDC/DCコンバータを提供することにある。
前記の目的を達成するため請求項1に記載の発明は、直流電圧を昇圧又は降圧するための変圧部を備えたDC/DCコンバータである。そして、前記変圧部に備えられ、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧又は降圧するためのスイッチング素子と、前記DC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプを備えるとともに、該エラーアンプの出力に基づいて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する制御手段とを備える。また、前記変圧部の出力電圧又はDC/DCコンバータの出力電圧が過電圧に達したことを検出する過電圧検出手段と、前記過電圧検出手段が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号に基づいて前記エラーアンプへの前記DC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧の入力部に、前記基準電圧以上の電圧を入力させる比較電圧変更手段とを備える。
この発明では、制御手段によりオン、オフ制御されるスイッチング素子のオン、オフ動作により、変圧部で直流電圧が昇圧又は降圧される。制御手段は、DC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプの出力に基づいてスイッチング素子をオン、オフ制御する。エラーアンプには、前記出力電圧が直接あるいは分圧抵抗で分圧されて入力される。変圧部の出力電圧が過電圧に達すると、過電圧検出手段によってそれが検出される。そして、過電圧検出手段から過電圧検出信号が出力される。エラーアンプには、通常はDC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧が入力されて基準電圧と比較される。一方、過電圧検出手段から過電圧検出信号が出力されると、比較電圧変更手段の作用によってエラーアンプには基準電圧と比較する入力電圧として基準電圧以上の電圧が入力される。その結果、制御手段は出力電圧が小さくなるように、スイッチング素子をオン、オフ制御する。その結果、従来と異なり、昇圧電圧が変圧部を構成するコンデンサ等の素子の耐圧をオーバーするまで跳ね上がることが防止され、出力を停止せずに運転を継続することが可能になる。即ち、出力電圧制御の追従性が悪い2ステージ型コンバータにおいても、入力電圧の急増や出力電流の急減に起因する昇圧電圧の跳ね上がりに対して、素子の耐圧性を上昇させて対応しなくても、素子の破損を抑制することができる。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記変圧部の出力部に絶縁コンバータが設けられている。この発明では、DC/DCコンバータは、入力側と出力側とが絶縁された所謂2ステージ型のDC/DCコンバータである。2ステージ型コンバータでは、変圧部における損失やリプル電流等を考慮してエラーアンプのゲインが抑えられている。しかし、この発明では、通常は従来と同様にエラーアンプが動作するが、変圧部の出力電圧が過電圧に達すると、エラーアンプで基準電圧と比較される入力電圧が基準電圧以上の電圧に変更されるため、請求項1に記載の発明の場合と同様の作用、効果が得られる。
請求項3に記載の発明は、請求項2に記載の発明において、前記過電圧検出手段は、前記変圧部の前記出力電圧が過電圧に達したことを入力側で検出する。変圧部が過電圧状態になったことの検出は、入力側でも出力側でも可能である。しかし、出力側では出力部のコイル及びコンデンサから構成される出力フィルタにより過電圧波形がなまるため、出力側で検出する場合は、入力側で検出する場合に比較して応答が遅くなり易い。この発明では、入力側で過電圧を検出するため、変圧部が過電圧状態になったことを出力側で検出する場合に比較して、早く検出することができる。
本発明によれば、出力電圧制御の追従性が悪い2ステージ型コンバータにおいても、入力電圧の急増や出力電流の急減に起因する昇圧電圧の跳ね上がりに対して、素子の耐圧性を上昇させて対応せずに、素子の破損を抑制することができる。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図1及び図2にしたがって説明する。
図1に示すように、DC/DCコンバータ11は、直流電源としてのバッテリ12から供給される直流電圧を所定の電圧まで昇圧するための変圧部としての昇圧回路13を備えている。昇圧回路13の出力部には昇圧回路13で昇圧された直流を交流に変換するハーフブリッジ部14を備えている。昇圧回路13は、一端がバッテリ12のプラス端子に接続されたコイル15と、コイル15の他端にアノードが接続されたダイオード16と、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧するためのスイッチング素子としてのMOSFET17とを備えている。MOSFET17は、コイル15及びダイオード16の接続点にドレインが接続されるとともにソースがバッテリ12のマイナス端子に接続されている。また、昇圧回路13は、ダイオード16のカソードとMOSFET17の間にコンデンサ18,19が直列に接続されている。即ち、昇圧回路13は、コンデンサ18,19を備えた昇圧チョッパ回路で構成されている。
図1に示すように、DC/DCコンバータ11は、直流電源としてのバッテリ12から供給される直流電圧を所定の電圧まで昇圧するための変圧部としての昇圧回路13を備えている。昇圧回路13の出力部には昇圧回路13で昇圧された直流を交流に変換するハーフブリッジ部14を備えている。昇圧回路13は、一端がバッテリ12のプラス端子に接続されたコイル15と、コイル15の他端にアノードが接続されたダイオード16と、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧するためのスイッチング素子としてのMOSFET17とを備えている。MOSFET17は、コイル15及びダイオード16の接続点にドレインが接続されるとともにソースがバッテリ12のマイナス端子に接続されている。また、昇圧回路13は、ダイオード16のカソードとMOSFET17の間にコンデンサ18,19が直列に接続されている。即ち、昇圧回路13は、コンデンサ18,19を備えた昇圧チョッパ回路で構成されている。
ハーフブリッジ部14は、コンデンサ18,19と、互いに直列に接続された2個のMOSFET20,21とから構成されている。即ち、昇圧回路13及びハーフブリッジ部14は、コンデンサ18,19を共用している。コンデンサ18の一方の端子はダイオード16のカソード及びMOSFET20のドレインに接続され、他方の端子はコンデンサ19の一方の端子に接続されている。また、コンデンサ19の他方の端子はMOSFET21のソースに接続されている。なお、昇圧回路13とバッテリ12との間にはコンデンサC1が接続されている。
ハーフブリッジ部14はトランス22に接続され、トランス22の一次巻線23は、プラス端子がコンデンサ18及びコンデンサ19の接続点に接続され、マイナス端子がMOSFET20のソース及びMOSFET21のドレインに接続されている。
ハーフブリッジ部14から出力される交流を直流に変換する整流部24は、2個のMOSFET26,27と、コイル28と、コンデンサ29とを備えている。トランス22の二次巻線25のプラス端子はMOSFET26のドレインに接続され、トランス22の二次巻線25のマイナス端子はMOSFET27のドレインに接続されている。また、コイル28の一方の端子はトランス22の二次巻線25のセンタータップに接続され、コイル28の他方の端子はコンデンサ29の一方の端子及びプラス側の出力端子24aに接続されている。また、コンデンサ29の他方の端子はMOSFET26のソース、MOSFET27のソース及びマイナス側の出力端子に接続されている。
ハーフブリッジ部14、トランス22、整流部24は絶縁コンバータ30を構成する。
昇圧回路13を制御する制御装置31は、MOSFET17をオン、オフ制御する制御手段としての昇圧回路制御IC32と、ハーフブリッジ部14のMOSFET20,21を交互にオン、オフするように制御する図示しないハーフブリッジ制御ICとを備えている。また、制御装置31は、MOSFET26及びMOSFET27をそれぞれMOSFET20及びMOSFET21と同期して交互にオン、オフ制御するように構成されている。MOSFET26及びMOSFET27は、トランス22の2次側コイルに発生する交流を整流する。また、コイル28及びコンデンサ29は、MOSFET26,27で整流された交流成分を平滑して直流出力する。
昇圧回路13を制御する制御装置31は、MOSFET17をオン、オフ制御する制御手段としての昇圧回路制御IC32と、ハーフブリッジ部14のMOSFET20,21を交互にオン、オフするように制御する図示しないハーフブリッジ制御ICとを備えている。また、制御装置31は、MOSFET26及びMOSFET27をそれぞれMOSFET20及びMOSFET21と同期して交互にオン、オフ制御するように構成されている。MOSFET26及びMOSFET27は、トランス22の2次側コイルに発生する交流を整流する。また、コイル28及びコンデンサ29は、MOSFET26,27で整流された交流成分を平滑して直流出力する。
昇圧回路制御IC32は、MOSFET17をオン、オフ制御する際の最大オンデューティを設定する図示しない最大オンデューティ設定回路と、絶縁コンバータ30の出力電圧Voに対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプ(誤差増幅器)33とを備えている。図2に示すように、エラーアンプ33は、反転入力端子に基準電圧Vreが入力され、非反転入力端子に出力電圧Voに対応する電圧が入力されるようになっている。そして、昇圧回路制御IC32は、エラーアンプ33の出力に基づいて、最大オンデューティ設定回路で設定された最大オンデューティ以下で、MOSFET17をオン、オフ制御するための制御信号を出力するようになっている。昇圧回路制御IC32から出力された制御信号は、図示しない駆動回路及びフォトカップラを介してMOSFET17のゲートに入力されるようになっている。
DC/DCコンバータ11は、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したことを検出する過電圧検出手段としてのコンパレータ34を備えている。この実施形態では、コンパレータ34は、昇圧回路13の出力部に設けられ、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したことを入力側で検出する。コンパレータ34の反転入力端子には昇圧回路13の出力電圧Vsが入力され、コンパレータ34の非反転入力端子には基準電圧Vrが入力される。基準電圧Vrは、過電圧に相当する電圧に設定されており、昇圧回路13の出力電圧Vsが基準電圧Vrより低いと、コンパレータ34の出力はHレベルとなり、昇圧回路13の出力電圧Vsが基準電圧Vrより高いとコンパレータ34の出力はLレベルとなる。このLレベルの出力は、コンパレータ34が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号となる。
エラーアンプ33の比較電圧の入力端子と、絶縁コンバータ30の出力部との間には、エラーアンプ33において基準電圧Vreと比較される比較電圧を、DC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧から、基準電圧Vre以上の電圧に変更する比較電圧変更手段35が設けられている。比較電圧変更手段35は、コンパレータ34が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号に基づいて、エラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧(この実施形態では絶縁コンバータ30の出力電圧)に対応する電圧の入力部へ、基準電圧Vre以上の電圧を出力する状態となる。即ち、エラーアンプ33は、コンパレータ34から過電圧検出信号が出力されていない状態では、DC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧を基準電圧Vreと比較し、過電圧検出信号が出力されている状態では、基準電圧Vre以上の電圧と基準電圧Vreとを比較する。
詳述すると、図2に示すように、エラーアンプ33の非反転入力端子には絶縁コンバータ30の出力電圧Voが抵抗R1,R2で分圧されて入力されるようになっている。即ち、エラーアンプ33の非反転入力端子がエラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧に対応する電圧の入力部になっている。抵抗R1,R2の接続点と、直流電源Vccとの間に、抵抗R3とトランジスタTrの直列回路が接続されている。トランジスタTrにはPNPトランジスタが使用されており、トランジスタTrはエミッタが抵抗R3を介して直流電源Vccに接続されている。トランジスタTrはコレクタが抵抗R1,R2の接続点に接続されている。また、トランジスタTrのベースはコンパレータ34の出力端子に接続されている。したがって、トランジスタTrは、ベースにLレベルの信号が入力されている間オン状態になり、Hレベルの信号が入力されている間オフ状態になる。なお、制御装置31は入力側と絶縁されているため、コンパレータ34の出力信号は、図示しないフォトカップラを介してトランジスタTrに入力されるようになっている。
直流電源Vcc、抵抗R3及びトランジスタTrにより比較電圧変更手段35が構成されている。過電圧検出信号が出力されていない状態、即ちトランジスタTrがオフの状態では、エラーアンプ33への出力電圧が、例えば、2.5V程度になり、一方、過電圧検出信号が出力されている状態では、前記出力電圧が、例えば、4〜5V程度になるように、抵抗R1,R2,R3の抵抗値及び直流電源Vccの電圧値が設定されている。
なお、エラーアンプ33の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗R4が接続されるとともに、コンデンサC2及び抵抗R5の直列回路が抵抗R3と並列に接続されている。
次に前記のように構成されたDC/DCコンバータ11の作用を説明する。
次に前記のように構成されたDC/DCコンバータ11の作用を説明する。
昇圧回路制御IC32から出力される制御信号に基づいてMOSFET17が所定のオンデューティでオン、オフ制御される。MOSFET17がオンすることによりコイル15にエネルギーが蓄えられ、MOSFET17がオフすることによりコンデンサ18,19が充電される。
制御装置31から出力される制御信号に基づいてMOSFET20,21が交互にオン、オフされ、コンデンサ18,19が放電されてトランス22の一次巻線23に交流が発生する。また、制御装置31から出力される制御信号に基づいてMOSFET26,27がそれぞれMOSFET20,21と同期して交互にオン、オフされてトランス22の二次巻線25に発生する交流を整流する。そして、MOSFET26,27で整流された交流成分がコイル28及びコンデンサ29で平滑化され、出力端子24aから直流が出力される。
コンパレータ34から過電圧検出信号が出力されていない状態、即ち通常状態では、絶縁コンバータ30の出力電圧Voが抵抗R1,R2で分圧された電圧、即ち出力電圧Voに対応する電圧がエラーアンプ33に入力される。エラーアンプ33は、比較電圧を基準電圧Vreと比較しながら、その誤差を増幅して出力し、昇圧回路制御IC32は、エラーアンプ33の出力信号に基づいて前記誤差が小さくなるようにMOSFET17をオン、オフ制御する。昇圧回路制御IC32は絶縁コンバータ30の出力端子24aに接続された図示しない負荷で要求される電圧(例えば、14V)に対応する所定の電圧が昇圧回路13から出力されるようにMOSFET17をオン、オフ制御する。MOSFET17は最大オンデューティ設定回路で設定された最大オンデューティの範囲内でオン、オフする。
しかし、2ステージ型コンバータが備えているエラーアンプ33は高周波のゲインを落としており、制御追従性が悪い。そのため、昇圧回路13の入力電圧の急増、あるいは出力端子24aからの出力電流の急減等の際、出力端子24aの出力電圧VoをフィードバックしてMOSFET17のオンデューティを制御する構成では、出力電圧Vsの跳ね上がりを抑制するのが難しい。
この実施形態では、コンパレータ34(過電圧検出手段)は常に昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したか否かを判断しており、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達すると、コンパレータ34から過電圧検出信号としてLレベルの信号が比較電圧変更手段35に出力される。比較電圧変更手段35は、コンパレータ34からの出力信号がHレベルの状態ではトランジスタTrがオフに保持され、エラーアンプ33の非反転入力端子には出力電圧Voが抵抗R1,R2で分圧された電圧が入力される。しかし、コンパレータ34からLレベルの信号が出力されてトランジスタTrがオン状態になると、直流電源Vccから抵抗R3及びトランジスタTrを介して抵抗R1,R2の接続点に電流が流れ、エラーアンプ33に対して基準電圧Vre以上の比較電圧が入力される状態になる。
そのため、エラーアンプ33に入力される比較電圧は、絶縁コンバータ30の出力電圧Voの大小に拘わらず、基準電圧Vre以上の値となる。そして、昇圧回路制御IC32からは、MOSFET17をオフ制御する指令信号が出力される。その結果、従来と異なり、昇圧電圧が昇圧回路13を構成するコンデンサ18,19、MOSFET20,21等の素子の耐圧をオーバーするまで跳ね上がることが防止され、出力を停止せずに運転を継続することが可能になる。
エラーアンプ33の非反転入力端子に基準電圧Vre以上の電圧が入力されている状態でMOSFET17がオフ制御され、DC/DCコンバータ11の運転が継続されて、負荷の状態あるいは入力電圧の状態が安定し、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧の状態から低下すると、コンパレータ34の出力信号がHレベルとなる。すると、比較電圧変更手段35のトランジスタTrがオフ状態になり、エラーアンプ33の非反転入力端子に入力される電圧は、絶縁コンバータ30の出力電圧Voが抵抗R1,R2で分圧された電圧に戻される。そして、DC/DCコンバータ11は、通常の状態でMOSFET17がオン、オフ制御される状態になる。
この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
(1)DC/DCコンバータ11は、入力側に直流電圧を昇圧するための昇圧回路13と、絶縁コンバータ30とを備えている。昇圧回路13に備えられ、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧するためのMOSFET17を制御する昇圧回路制御IC32は、絶縁コンバータ30の出力電圧Voに対応する電圧を入力して基準電圧Vreと比較するエラーアンプ33を備えるとともに、エラーアンプ33の出力に基づいてMOSFET17をオン、オフ制御する。比較電圧変更手段35は、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したことを検出するコンパレータ34が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号に基づいて、エラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧Voに対応する電圧の入力部へ、基準電圧Vre以上の電圧を入力させる。したがって、エラーアンプ33に入力される比較電圧は、出力電圧Voの大小に拘わらず基準電圧Vre以上の値になり、従来と異なり、昇圧電圧が昇圧回路13を構成するコンデンサ18,19、MOSFET20,21等の素子の耐圧をオーバーするまで跳ね上がることが防止され、出力を停止せずに運転を継続することが可能になる。
(1)DC/DCコンバータ11は、入力側に直流電圧を昇圧するための昇圧回路13と、絶縁コンバータ30とを備えている。昇圧回路13に備えられ、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧するためのMOSFET17を制御する昇圧回路制御IC32は、絶縁コンバータ30の出力電圧Voに対応する電圧を入力して基準電圧Vreと比較するエラーアンプ33を備えるとともに、エラーアンプ33の出力に基づいてMOSFET17をオン、オフ制御する。比較電圧変更手段35は、昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したことを検出するコンパレータ34が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号に基づいて、エラーアンプ33へのDC/DCコンバータ11の出力電圧Voに対応する電圧の入力部へ、基準電圧Vre以上の電圧を入力させる。したがって、エラーアンプ33に入力される比較電圧は、出力電圧Voの大小に拘わらず基準電圧Vre以上の値になり、従来と異なり、昇圧電圧が昇圧回路13を構成するコンデンサ18,19、MOSFET20,21等の素子の耐圧をオーバーするまで跳ね上がることが防止され、出力を停止せずに運転を継続することが可能になる。
(2)DC/DCコンバータ11は、ハーフブリッジ部14が設けられた入力側と、整流部24が設けられた出力側とが絶縁された状態で設けられている。即ち、DC/DCコンバータ11は、所謂2ステージ型のDC/DCコンバータ11であるが、前記の作用により、入力電圧の急増や出力電流の急減に起因する昇圧電圧の跳ね上がりに対して、素子の耐圧性を上昇させて対応しなくても、素子の破損を抑制することができる。
(3)コンパレータ34(過電圧検出手段)は、昇圧回路13の出力部で昇圧回路13の出力電圧Vsが過電圧に達したことを検出する。昇圧回路13が過電圧状態になったことの検出は、昇圧回路13の出力電圧でも絶縁コンバータ30の出力電圧、即ちDC/DCコンバータ11の出力電圧でも可能である。しかし、絶縁コンバータ30の出力部は、コイル28とコンデンサ29から構成される出力フィルタにより過電圧波形がなまるため、絶縁コンバータ30の出力電圧で検出する場合は、昇圧回路13の出力電圧で検出する場合に比較して応答が遅くなり易い。この実施形態では、昇圧回路13の出力電圧で過電圧を検出するため、昇圧回路13が過電圧状態になったことを絶縁コンバータ30の出力電圧で検出する場合に比較して、早く検出することができる。
(4)昇圧回路13はコイル15、ダイオード16及びコンデンサ18,19で構成された昇圧チョッパ回路であり、絶縁コンバータ30はハーフブリッジ部14を備えており、コンデンサ18,19を昇圧回路13及びハーフブリッジ部14で共用している。したがって、変換手段としてフルブリッジ部を設ける場合に比較して部品点数を少なくできる。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 変圧部は、直流電圧を所定の電圧に昇圧又は降圧できればよく、例えば、変圧部として昇圧回路13に代えて、降圧回路あるいは昇降圧回路を備えていてもよい。
○ 変圧部は、直流電圧を所定の電圧に昇圧又は降圧できればよく、例えば、変圧部として昇圧回路13に代えて、降圧回路あるいは昇降圧回路を備えていてもよい。
○ ハーフブリッジ部14に代えて、フルブリッジ型の変換回路やプッシュプル型の変換回路を備えていてもよい。
○ 整流部24は、交流を直流に変換する機能を備えていればよく、交互にオン、オフ制御されるMOSFET26,27(スイッチング素子)を備えた構成に限らず、トランス22の二次巻線25からの交流を直流に変換可能な構成であればよい。例えば、ダイオードを組み合わせた整流回路でもよい。
○ 整流部24は、交流を直流に変換する機能を備えていればよく、交互にオン、オフ制御されるMOSFET26,27(スイッチング素子)を備えた構成に限らず、トランス22の二次巻線25からの交流を直流に変換可能な構成であればよい。例えば、ダイオードを組み合わせた整流回路でもよい。
○ オン、オフ制御されるスイッチング素子としてはMOSFETに限らず、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor )等その他のスイッチング素子を使用してもよい。
○ 比較電圧変更手段35を構成するトランジスタTrとして、PNPトランジスタに代えてNPNトランジスタを使用してもよい。その場合、コンパレータ34から過電圧検出信号が出力されている状態でトランジスタTrをオン状態にするため、基準電圧Vr及び出力電圧Vsがコンパレータ34へ入力される状態を図2の状態と逆にするか、コンパレータ34の出力信号を反転させてトランジスタTrに入力する構成とする。即ち、コンパレータ34の非反転入力端子に出力電圧Vsを入力し、コンパレータ34の反転入力端子に基準電圧Vrを入力する構成にするか、コンパレータ34とトランジスタTrのベースとの間にインバータ(NOT回路)を設ける。
○ 比較電圧変更手段35は、抵抗R3が直流電源VccとトランジスタTrとの間に接続される構成に代えて、トランジスタTrが直流電源Vccと抵抗R3との間に接続される構成としてもよい。
○ 比較電圧変更手段35の抵抗R3を省略してもよい。
○ 比較電圧変更手段35のトランジスタTrとしてPNPトランジスタを使用する構成において、コンパレータ34への入力を逆(反転入力端子に基準電圧Vrを入力、非反転入力端子に出力電圧Vsを入力)にするとともに、コンパレータ34の出力を反転させてトランジスタTrに入力するようにしてもよい。
○ 比較電圧変更手段35のトランジスタTrとしてPNPトランジスタを使用する構成において、コンパレータ34への入力を逆(反転入力端子に基準電圧Vrを入力、非反転入力端子に出力電圧Vsを入力)にするとともに、コンパレータ34の出力を反転させてトランジスタTrに入力するようにしてもよい。
○ 変圧部(昇圧回路13)の出力電圧Vsが過電圧に達したことを検出する過電圧検出手段としてのコンパレータ34を絶縁コンバータ30の出力部に設け、出力電圧Voをコンパレータ34において基準電圧Vreと比較するようにしてもよい。
○ DC/DCコンバータ11は、所謂2ステージ型のDC/DCコンバータに限らず、入力側と出力側とが絶縁されていない通常のDC/DCコンバータに適用してもよい。
○ DC/DCコンバータ11の電源はバッテリ12に限らず、交流を直流に変換した直流、即ちAC/DCインバータの出力であってもよい。
○ DC/DCコンバータ11の電源はバッテリ12に限らず、交流を直流に変換した直流、即ちAC/DCインバータの出力であってもよい。
○ 本実施形態では、制御信号等の絶縁にフォトカップラを用いたが、パルストランスを用いても良い。
以下の技術的思想(発明)は前記実施形態から把握できる。
以下の技術的思想(発明)は前記実施形態から把握できる。
・ 請求項2又は請求項3に記載の発明において、前記変圧部はコンデンサを備えた昇圧チョッパ回路で構成され、前記絶縁コンバータ30はハーブリッジ型の変換回路を有し、前記コンデンサが変圧部とハーブリッジ型の変換回路で共用されている。
Vo,Vs…出力電圧、Vr,Vre…基準電圧、11…DC/DCコンバータ、13…変圧部としての昇圧回路、17…スイッチング素子としてのMOSFET、30…絶縁コンバータ、32…制御手段としての昇圧回路制御IC、33…エラーアンプ、34…過電圧検出手段としてのコンパレータ、35…比較電圧変更手段。
Claims (3)
- 直流電圧を昇圧又は降圧するための変圧部を備えたDC/DCコンバータであって、
前記変圧部に備えられ、オン、オフ制御されることにより直流電圧を昇圧又は降圧するためのスイッチング素子と、
前記DC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧を入力して基準電圧と比較するエラーアンプを備えるとともに、該エラーアンプの出力に基づいて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する制御手段と、
前記変圧部の出力電圧又はDC/DCコンバータの出力電圧が過電圧に達したことを検出する過電圧検出手段と、
前記過電圧検出手段が過電圧を検出した際に出力する過電圧検出信号に基づいて、前記エラーアンプへの前記DC/DCコンバータの出力電圧に対応する電圧の入力部へ、前記基準電圧以上の電圧を入力させる比較電圧変更手段と
を備えたDC/DCコンバータ。 - 前記変圧部の出力部に絶縁コンバータが設けられている請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
- 前記過電圧検出手段は、前記変圧部の前記出力電圧が過電圧に達したことを入力側で検出する請求項2に記載のDC/DCコンバータ。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006276397A Pending JP2008099395A (ja) | 2006-10-10 | 2006-10-10 | Dc/dcコンバータ |
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