JP2006311689A

JP2006311689A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2006311689A
Application number: JP2005130283A
Authority: JP
Inventors: Nobuo Hirabayashi; 信夫平林
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2005-04-27
Filing date: 2005-04-27
Publication date: 2006-11-09
Also published as: US20060244430A1; US7336057B2

Abstract

【課題】広い出力電圧範囲に渡って電流制限動作が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】昇圧型コンバータ１００は、入力電圧を昇圧する。絶縁型コンバータ１０は、昇圧型コンバータ１００の出力を所定の電圧に変換して出力する。電流センサ５２により検出される出力電流が閾値を超えると、昇圧型コンバータ１００は、制御回路２０からの指示に従って出力電流を制限する。昇圧型コンバータ１００のみでは十分に電流を制限できないときは、絶縁型コンバータ１０が制御回路２０からの指示に従ってその出力電流を制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流制限機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータに係わる。

従来より、様々な分野においてＤＣ／ＤＣコンバータが広く使用されている。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータの１つとして、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。
図９は、一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部の構成を示す図である。図９に示す昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、昇圧型コンバータ）１００は、直流電源２０１から与えられる入力電圧Ｖinを昇圧して負荷２０２に供給する。

昇圧型コンバータ１００は、入力コンデンサＣ１、コイルＬ１、トランジスタＴ１、ダイオードＤ１、出力コンデンサＣ２を備える。トランジスタＴ１は、スイッチング素子として動作し、不図示の制御回路から与えられるＰＷＭ信号に従ってコイルＬ１を介して流れる電流を制御する。コイルＬ１は、トランジスタＴ１のオン／オフ動作に応じて直流電源２０１の電力を出力側に伝達する。ダイオードＤ１は、整流のために設けられている。そして、不図示の制御回路は、出力電圧が所定の値に保持されるようにトランジスタＴ１を制御する。これにより、負荷２０２が要求する電圧が生成される。なお、上記構成の昇圧型コンバータは、例えば、特許文献１に記載されている。
特開平９−２４０４２２号公報（図１、明細書の段落００２２〜００２４）

ＤＣ／ＤＣコンバータのなかには、出力電流または負荷電流が所定の閾値を超えないように制御する電流制限機能を備えているものがある。図９に示す昇圧型コンバータ１００においては、出力電流をモニタし、その出力電流が所定の閾値を超えないようにトランジスタＴ１を制御すれば、電流制限機能を実現することができる。この場合、図１０に示すように、出力電流が増加して閾値Ｉr に達すると、動作モードが電圧制御モードから電流制限モードに切り替わる。そして、電流制限モードでは、出力電圧を低下させることによって電流が制限される。

しかし、図９に示す昇圧型コンバータ１００は、その入力と出力とが絶縁されずに常にダイオードＤ１を介して接続されている。このため、出力電圧を入力電圧Ｖin以下に下げることができない。即ち、出力電流を所定値に制限するために出力電圧を入力電圧Ｖin以下に下げる必要がある場合には、図１０に示すように、そのような電流制限は不可能になる。

なお、トランス等を用いた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、上述の問題は回避できる。しかし、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータでは、耐圧の高い整流素子が必要となり、変換効率の低下が懸念される。

本発明の目的は、広い出力電圧範囲に渡って電流制限が可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の制御信号に従って入力電圧を昇圧する昇圧型コンバータと、第２の制御信号に従って上記昇圧型コンバータの出力を変換する絶縁型コンバータと、上記絶縁コンバータの出力電流を検出する電流センサと、上記電流センサにより検出された出力電流と第１の閾値との誤差に基づいて上記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、上記電流センサにより検出された出力電流と上記第１の閾値よりも大きい第２の閾値との誤差に基づいて上記第２の制御信号を生成する第２の制御手段、を有する。

上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、出力電流を制限する必要が生じた場合には、まず、第１の制御信号に従って昇圧型コンバータがその電流を制限する。昇圧型コンバータのみでは出力電流を十分に制限できない場合には、第２の制御信号に従って絶縁型コンバータがその電流を制限する。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を制限する際には、一般に、出力電圧を低下させる必要がある。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇圧型コンバータの後段に絶縁型コンバータを備えるので、出力電圧を入力電圧以下にまで低下させて出力電流を制限できる。

上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記絶縁コンバータの出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、上記第１の制御手段は、上記電圧センサにより検出された出力電圧と参照値との誤差に応じて生成される電圧制御信号および上記電流センサにより検出された出力電流と上記第１の閾値との誤差に応じて生成される電流制御信号に基づいて、上記第１の制御信号を生成するようにしてもよい。この構成においては、出力電圧を参照値に対応する値に保持する電圧制御モードと、第１の閾値に基づいて出力電流を制限する電流制御モードとの切替えをシームレスに行うことができる。

また、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記第２の制御手段は、上記電流センサにより検出された出力電流が上記第２の閾値以下であるときは、上記第２の制御信号として上記絶縁型コンバータを一定の電圧変換比率で動作させるための信号を生成するようにしてもよい。この構成によれば、通常動作時は、絶縁型コンバータが一定の電圧変換比率で動作する。このため、前段に設けられている昇圧方コンバータの出力電圧が過大になることはない。すなわち、絶縁型コンバータの入力電圧が過大になることはないので、耐圧の低い回路素子を利用して絶縁型コンバータを構成することができる。

さらに、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記第２の制御手段は、上記電流センサにより検出された出力電流と上記第２の閾値とを比較する比較手段と、上記検出された出力電流が上記第２の閾値以下であれば、上記第２の制御信号として上記絶縁型コンバータを一定の電圧変換比率で動作させるための信号を生成し、上記検出された出力電流が上記第２の閾値を越えると、上記第２の制御信号として上記出力電流を制限するための信号を生成する制御信号生成手段、を有するようにしてもよい。この構成によれば、第２の制御信号を生成する制御信号生成手段を、他の手段から独立したＩＣで実現できる。

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を所定値に制限する際に、出力電圧を入力電圧以下にまで低下させることができるので、広い出力電圧範囲に渡って電流制限が可能になる。

図１は、本発明の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１は、昇圧型コンバータ１００およびその後段に設けられる絶縁型コンバータ１０を含んで構成される。

昇圧型コンバータ１００は、図９に示したものと同様の構成であり、入力コンデンサＣ１、コイルＬ１、トランジスタＴ１、ダイオードＤ１、出力コンデンサＣ２を備えるＤＣ／ＤＣコンバータである。そして、昇圧型コンバータ１００は、制御回路２０により生成される制御信号Ｓ１（第１の制御信号）に従って、直流電源２０１から与えられる入力電圧Ｖinを昇圧する。

絶縁型コンバータ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、制御回路２０により生成される制御信号Ｓ２（第２の制御信号）に従って、昇圧型コンバータ１００の出力を任意の電圧比で変換して負荷２０２に供給する。なお、絶縁型コンバータ１０の出力は、出力コンデンサＣ３により平滑化される。また、絶縁型コンバータ１０は、トランス等を含んで構成され、その入力端および出力端が互いに電気的に絶縁されている。

電圧センサ５１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧（あるいは、負荷２０２に印加される電圧）Ｖout を検出する。また、電流センサ５２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電流Ｉout を検出する。なお、電流センサ５２は、絶縁型コンバータ１０に内蔵されるようにしてもよい。

制御回路２０は、電圧センサ５１により検出される出力電圧Ｖout および電流センサ５２により検出される出力電流Ｉout に基づいて上述した制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。ここで、制御回路２０は、出力電流Ｉout を所定の閾値以下に制限する電流制限機能を提供する。すなわち、制御回路２０は、出力電流Ｉout が増加して予め決められている閾値に達すると、制御信号Ｓ１、Ｓ２を利用してその出力電流Ｉout を制限する。なお、出力電流Ｉout が閾値以下であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、負荷２０２が要求する電圧を生成する。

図２は、絶縁型コンバータ１０の実施例である。絶縁型コンバータ１０は、特に限定されるものではないが、例えば、図２（ａ）〜図２（ｃ）に示す構成により実現される。
図２（ａ）に示す絶縁型コンバータは、いわゆるフォワード型であり、トランスＴの一次側にスイッチング素子としてのトランジスタＴ２が設けられている。ここで、トランジスタＴ２は、制御信号Ｓ２により制御される。また、トランスＴの二次側には、整流素子としてのダイオードＤ２、Ｄ３が設けられている。

図２（ｂ）に示す絶縁型コンバータは、いわゆるハーフブリッジ型であり、トランスＴの一次側には、互いに直列的に接続された１組のトランジスタＴ３、Ｔ４が設けられている。ここで、トランジスタＴ３、Ｔ４は、例えば、制御信号Ｓ２およびその反転信号により制御される。また、トランジスタＴ３、Ｔ４に並列にコンデンサＣ４、Ｃ５が設けられている。さらに、トランスＴの二次側には、整流素子としてのダイオードＤ４、Ｄ５が設けられている。

図２（ｃ）に示す絶縁型コンバータは、いわゆるフルブリッジ型であり、トランスＴの一次側には、トランジスタＴ５〜Ｔ８から構成されるスイッチ回路が設けられている。ここで、トランジスタＴ５〜Ｔ８は、例えば、制御信号Ｓ２およびその反転信号により制御される。なお、トランスＴの二次側の構成は、ハーフブリッジ型と同じである。

図３は、制御回路２０の構成を示す図である。図３において、三角波生成回路２１は、所定周波数の三角波信号を生成する。電圧誤差増幅回路２２は、電圧センサ５１により検出される出力電圧Ｖout と参照値との誤差を増幅することにより得られる誤差信号Ｅ０を出力する。ここで、参照値は、予め固定的に決められた固定値であってもよいし、負荷２０２の要求に応じて動的に変化する値であってもよい。たとえば、負荷へ出力する電圧が「Ａ×Ｖin」（「Ａ」は、１よりも大きな正の値）であれば、参照値はその値に対応した値に設定される。コンパレータ２３は、三角波信号および誤差信号Ｅ０から電圧制御信号Ｓ１１を生成する。なお、コンパレータ２３の出力である電圧制御信号Ｓ１１は、図４に示すように、誤差信号Ｅ０の電位よりも三角波信号電位が高いときに「Ｌ」となり、誤差信号Ｅ０の電位よりも三角波信号電位が低いときに「Ｈ」となる。すなわち、電圧制御信号Ｓ１１は、誤差信号Ｅ０に対応するデューティを持ったＰＷＭ信号である。

電流誤差増幅回路２４は、電流センサ５２により検出される出力電流Ｉout と第１の閾値との誤差を増幅することにより得られる誤差信号Ｅ１を出力する。ここで、第１の閾値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電流Ｉout を制限するための基準値であり、予め固定的に設定される。コンパレータ２５は、三角波信号および誤差信号Ｅ１から電流制御信号Ｓ１２を生成する。したがって、コンパレータ２５により生成される電流制御信号Ｓ１２は、誤差信号Ｅ１に対応するデューティを持ったＰＷＭ信号である。ＡＮＤ回路２６は、電圧制御信号Ｓ１１および電流制御信号Ｓ１２の論理積を出力する。なお、ＡＮＤ回路２６の出力は、制御信号Ｓ１として昇圧型コンバータ１００に与えられる。

図５は、制御信号Ｓ１の生成について説明する図である。制御信号Ｓ１は、電圧制御信号Ｓ１１および電流制御信号Ｓ１２の論理積である。また、電圧制御信号Ｓ１１および電流制御信号Ｓ１２は、同じ三角波信号を利用して生成されるので、対応するＨレベル区間の中心タイミングが互いに一致している。したがって、図５（ａ）に示すように、電圧制御信号Ｓ１１のデューティが電流制御信号Ｓ１２のそれよりも小さいときは、制御信号Ｓ１は、電圧制御信号Ｓ１１と同じデューティのＰＷＭ信号になる。一方、図５（ｂ）に示すように、電流制御信号Ｓ１２のデューティが電圧制御信号Ｓ１１のそれよりも小さくなると、制御信号Ｓ１は、電流制御信号Ｓ１２と同じデューティのＰＷＭ信号になる。

電流誤差増幅回路２７は、電流センサ５２により検出される出力電流Ｉout と第２の閾値との誤差を増幅することにより得られる誤差信号Ｅ２を出力する。ここで、第２の閾値は、第１の閾値よりも高い値であり、予め固定的に設定される。コンパレータ２８は、三角波信号および誤差信号Ｅ２から制御信号Ｓ２を生成する。この制御信号Ｓ２は、絶縁型コンバータ１０に与えられる。ここで、制御信号Ｓ２は、誤差信号Ｅ２に対応するデューティを持ったＰＷＭ信号である。ただし、出力電流Ｉout が第２の閾値以下であれば、制御信号Ｓ２のデューティは、一定の値（たとえば、５０パーセント）を保持するものとする。この場合、絶縁型コンバータ１０は、一定の変換比（すなわち、入力電圧と出力電圧との比が一定）で動作することになる。

このように、電圧誤差増幅回路２２、電流誤差増幅回路２４、コンパレータ２３および２５、ＡＮＤ回路２６は、制御信号Ｓ１（第１の制御信号）を生成する回路（第１の制御手段）として動作する。また、電流誤差増幅回路２７、コンパレータ２８は、制御信号Ｓ２（第２の制御信号）を生成する回路（第２の制御手段）として動作する。なお、三角波生成回路２１は、上記２つの回路により共用される。

図６は、電流誤差増幅回路２４、２７の実施例である。図６において、電流誤差増幅回路２４は、アンプ３１を含んで構成される。ここで、アンプ３１の非反転入力端子には、電源３３により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の電流制限値（第１の閾値）に対応する基準電圧Ｖref1が与えられる。また、反転入力端子には、出力電流Ｉout を表す信号が抵抗Ｒ１１を介して与えられる。なお、アンプ３１の出力は抵抗Ｒ１２を介してその反転入力端子に接続され、さらにその抵抗Ｒ１２に並列にコンデンサＣ１１および抵抗Ｒ１３が接続されている。そして、アンプ３１は、出力電流Ｉout と基準電圧Ｖref1との誤差を増幅して誤差信号Ｅ１として出力する。

電流誤差増幅回路２７は、アンプ３２を含んで構成される。電流誤差増幅回路２７は、電流誤差増幅回路２４と同じ構成であり、アンプ３２には抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、コンデンサＣ１２が接続されている。ただし、アンプ３２の非反転入力端子には、電源３３および電源３４により、第２の閾値として対応する電圧「Ｖref1＋Ｖref2」が与えられる。ここで、基準電圧Ｖref2は、基準電圧Ｖref1と比べて十分に小さな電圧であり、例えば、基準電圧Ｖref1の１パーセント程度である。アンプ３２は、出力電流Ｉout と電圧「Ｖref1＋Ｖref2」との誤差を増幅して誤差信号Ｅ２として出力する。

次に、図７に示す出力特性を参照しながらＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作を説明する。なお、図７に示すグラフの横軸および縦軸は、それぞれ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電流Ｉout および出力電圧Ｖout を表している。また、図７に示す特性は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が電流制限を行っていない状態における絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率が「１：１」であるものとして描かれている。

通常時（出力電流Ｉout が第１の閾値以下で、電流制限をする必要がないとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、電圧制御モードで動作する。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力電圧Ｖout を「Ａ×Ｖin」に保持する。なお、「Ａ」は、１よりも大きな正の値であり、「Ａ×Ｖin」は、負荷２０２が要求する電圧である。

ここで、制御回路２０（参照値、第１の閾値、および第２の閾値の設定を含む）は、出力電流Ｉout が第１の閾値以下であるときに下記の動作をするように設計されている。
（１）電圧制御信号Ｓ１１のデューティが電流制御信号Ｓ１２のデューティよりも小さくなり、制御信号Ｓ１のデューティは電圧制御信号Ｓ１１のデューティと同じになる。
（２）制御信号Ｓ２のデューティは、一定（例えば、５０パーセント）である。

上記（１）により、昇圧型コンバータ１００は、電流制限動作を行うことなく、出力電圧Ｖout が「Ａ×Ｖin」に一致するように動作する。このとき、上記（２）により、絶縁型コンバータ１０における電圧変換比率は一定である。よって、この場合、昇圧型コンバータ１００の出力電圧（すなわち、絶縁型コンバータ１０の入力電圧）は、一定の値になる。例えば、制御信号Ｓ２のデューティが５０パーセントに固定されているときの絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率が「１：１」である（巻線比が「１：１」である）ものとすると、昇圧型コンバータ１００の出力電圧（すなわち、絶縁型コンバータ１０の入力電圧）は「Ａ×Ｖin」に固定される。

出力電流Ｉout が増加していくと、誤差信号Ｅ１は低下していく。そして、出力電流Ｉout が第１の閾値に達すると、電圧制御モードから電流制御モードに切り替わり、電流制限動作が開始される。ここで、制御回路２０は、出力電流Ｉout が第１の閾値に達したときに下記の動作をするように設計されている。
（１）電流制御信号Ｓ１２のデューティが電圧制御信号Ｓ１１のデューティよりも小さくなり、制御信号Ｓ１のデューティは電流制御信号Ｓ１２のデューティと同じになる。
（２）制御信号Ｓ２のデューティは、一定（例えば、５０パーセント）である。

上記（１）により、出力電圧Ｖout を保持するための動作よりも、出力電流Ｉout を第１の閾値に制限するための動作が優先される。このとき、出力電流Ｉout を第１の閾値に制限するために、電流制御信号Ｓ１２のデューティは小さくなってゆき、これに伴って制御信号Ｓ１のデューティも小さくなっていく。この結果、出力電圧Ｖout は、図７に示すように低下してゆく。ここで、図７において出力電流Ｉout に対する出力電圧Ｖout の傾きは、抵抗Ｒ１２の抵抗値に依存する。

上述のように、出力電流Ｉout を制限するためには、出力電圧Ｖout を低下させることになる。しかし、昇圧型コンバータ１００は、入力端および出力端がコイルＬおよびダイオードＤ１により常時接続されているので、その出力電圧を入力電圧Ｖin以下に低下させることができない。すなわち、負荷２０２が大幅に低下した場合（例えば、短絡）には、昇圧型コンバータ１００の制御のみでは、出力電流Ｉout を十分に制限できないことがある。そして、このような場合には、出力電流Ｉout は、第１の閾値を超えて増加していくことになる。

出力電流Ｉout が増加して第２の閾値を越えると、誤差信号Ｅ２が低下し、絶縁型コンバータ１０を制御するための制御信号Ｓ２のデューティが小さくなっていく。このとき、絶縁型コンバータ１０の入力電圧（すなわち、昇圧型コンバータ１００の出力電圧）は、「Ｖin」に固定されている。よって、出力電流Ｉout は、制御信号Ｓ２により制御されることになる。すなわち、制御信号Ｓ２のデューティが小さくなると、出力電流Ｉout は、第２の閾値を利用して制限されることになる。また、制御信号Ｓ２のデューティが小さくなると、絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率が低下し、出力電圧Ｖout は入力電圧Ｖin以下に低下することになる。

以上説明したように、実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、昇圧型コンバータ１００の出力電圧が入力電圧Ｖinよりも高い範囲においては、絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率を固定しつつ、昇圧型コンバータ１００を制御することで電流制限機能を実現する。そして、昇圧型コンバータ１００のみでは電流を適切に制限できなくなると、昇圧型コンバータ１００の出力電圧を入力電圧Ｖinに保持しつつ、絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率を変えることにより出力電流を所定値に制限する。

このように、通常動作時（非電流制限時）は、絶縁型コンバータ１０は、一定の電圧変換比率で動作する。このため、整流素子（例えば、図２に示すダイオードＤ２〜Ｄ５）に加わる電圧は一定である。よって、絶縁型コンバータ１０の整流素子として、耐圧の低い部品を使用することができる。ここで、一般に、耐圧の低い整流素子は、損失が少ない。したがって、絶縁型コンバータ１０における損失が少なくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体として変換効率が向上する。

なお、１段の絶縁型コンバータのみから構成されるＤＣ／ＤＣコンバータであっても、出力電圧を入力電圧以下に低下させて電流制限を行うことができる。しかし、この構成においては、絶縁型コンバータの電圧変換比率が一定ではなく、耐圧の高い整流素子が必要となり、全体として変換効率が低下してしまう。

また、実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、絶縁型コンバータ１０の前段に設けられている昇圧型コンバータ１００において入力電圧が昇圧されている。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ内を流れる電流が大きいほど、そこで発生する銅損は大きくなる。換言すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータが伝達する電力が同じであるものとすると、電圧が高いほど損失は小さくなる。したがって、絶縁型コンバータ１０の前段に昇圧型コンバータ１００を設ける構成は、損失が少なくなり、全体として変換効率が向上する。

なお、上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、仮に、昇圧型コンバータ１００および絶縁型コンバータ１０が同時に電流制限動作を行うものとすると、絶縁型コンバータ１０の電圧変換比率が変化することになるので、昇圧型コンバータ１００の出力電圧を上げる必要が生じることがある。例えば、絶縁型コンバータを制御する制御信号Ｓ２のデューティが５０パーセントから２５パーセントに変化したとすると、前段の昇圧方コンバータの出力電圧は２倍になる。この場合、必然的に絶縁型コンバータ１０の入力電圧が高くなるので、その絶縁型コンバータ１０を構成する部品の破損を回避するためには、それらの耐圧を高くする必要がある。したがって、コストの増加および効率の低下を招くことになる。これに対して、実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１では、昇圧型コンバータ１００において電流制限を開始するための基準値である第１の閾値よりも、絶縁型コンバータ１０において電流制限を開始するための基準値である第２の閾値の方が高く、昇圧型コンバータ１００および絶縁型コンバータ１０は、同時に電流制限動作を行うことはない。よって、絶縁型コンバータ１０を構成する部品の耐圧を必要以上に高くする必要がない。

図８は、他の態様の制御回路の要部の構成を示す図である。なお、図８に示す構成において、アンプ３１を含む電流誤差増幅回路２４は、図６に示したものと同じである。
比較回路（比較手段）４１は、コンパレータ４２を含んで構成され、電流センサ５２によって検出される出力電流Ｉout と第２の閾値「Ｖref1＋Ｖref2」とを比較する。制御信号生成回路４３は、比較回路４１の結果に応じて制御信号Ｓ２を生成する。すなわち、検出された出力電流Ｉout が第２の閾値以下であれば、絶縁型コンバータ１０を一定の電圧変換比率で動作させるために一定のデューティ（例えば、５０パーセント）を持ったＰＷＭ信号を出力する。一方、検出された出力電流Ｉout が第２の閾値を越えたときには、出力電流Ｉout を制限するためにデューティを小さくしたＰＷＭ信号を生成する。ここで、制御信号生成回路４３は、例えば、上述の機能を提供するプログラムを実行するマイコンにより実現される。なお、図８に示す構成は、制御信号生成回路４３を独立したＩＣで構成する場合に有効である。

本発明の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。絶縁型コンバータの実施例である。制御回路の構成を示す図である。制御回路において生成されるＰＷＭ信号について説明する図である。制御信号Ｓ１の生成について説明する図である。電流誤差増幅回路の実施例である。実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を示す図である。他の態様の制御回路の要部の構成を示す図である。一般的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの主要部の構成を示す図である。図９に示す昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性を示す図である。

符号の説明

１ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０絶縁型コンバータ
２０制御回路
２１三角波生成回路
２２電圧誤差増幅回路
２３、２５２８コンパレータ
２４、２７電流誤差増幅回路
２６ＡＮＤ回路
４１比較回路
４３制御信号生成回路
５１電圧センサ
５２電流センサ
２０１直流電源
２０２負荷

Claims

第１の制御信号に従って入力電圧を昇圧する昇圧型コンバータと、
第２の制御信号に従って上記昇圧型コンバータの出力を変換する絶縁型コンバータと、
上記絶縁コンバータの出力電流を検出する電流センサと、
上記電流センサにより検出された出力電流と第１の閾値との誤差に基づいて上記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、
上記電流センサにより検出された出力電流と上記第１の閾値よりも大きい第２の閾値との誤差に基づいて上記第２の制御信号を生成する第２の制御手段、
を有するＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記絶縁コンバータの出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
上記第１の制御手段は、上記電圧センサにより検出された出力電圧と参照値との誤差に応じて生成される電圧制御信号および上記電流センサにより検出された出力電流と上記第１の閾値との誤差に応じて生成される電流制御信号に基づいて、上記第１の制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記第２の制御手段は、上記電流センサにより検出された出力電流が上記第２の閾値以下であるときは、上記第２の制御信号として上記絶縁型コンバータを一定の電圧変換比率で動作させるための信号を生成する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
上記第２の制御手段は、
上記電流センサにより検出された出力電流と上記第２の閾値とを比較する比較手段と、
上記検出された出力電流が上記第２の閾値以下であれば、上記第２の制御信号として上記絶縁型コンバータを一定の電圧変換比率で動作させるための信号を生成し、上記検出された出力電流が上記第２の閾値を越えると、上記第２の制御信号として上記出力電流を制限するための信号を生成する制御信号生成手段、を有する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。