JPH05130769A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその過電流保護方法 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその過電流保護方法Info
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- JPH05130769A JPH05130769A JP10218192A JP10218192A JPH05130769A JP H05130769 A JPH05130769 A JP H05130769A JP 10218192 A JP10218192 A JP 10218192A JP 10218192 A JP10218192 A JP 10218192A JP H05130769 A JPH05130769 A JP H05130769A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 垂下型過電流保護回路により過大な出力電流
を制限する。 【構成】 直流電源Ｅに第１スイッチＳ1 とインダクタ
Ｌ2 との直列回路を並列接続する。第１スイッチＳ1 に
第２スイッチＳ2 とコンデンサＣ1 との直列回路を並列
接続する。コンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回
路に、平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 と
の直列回路を並列接続して、平滑用コンデンサＣ0 に負
荷ＲL を接続する構成にする。さらに過電流が流れたと
きに負荷ＲL を保護するための第１スイッチＳ1 及び第
２スイッチＳ2 をオン，オフする制御手段を備える。
を制限する。 【構成】 直流電源Ｅに第１スイッチＳ1 とインダクタ
Ｌ2 との直列回路を並列接続する。第１スイッチＳ1 に
第２スイッチＳ2 とコンデンサＣ1 との直列回路を並列
接続する。コンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回
路に、平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 と
の直列回路を並列接続して、平滑用コンデンサＣ0 に負
荷ＲL を接続する構成にする。さらに過電流が流れたと
きに負荷ＲL を保護するための第１スイッチＳ1 及び第
２スイッチＳ2 をオン，オフする制御手段を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は負荷を過電流から保護す
るDC−DCコンバータ及びその過電流保護方法に関するも
のである。
るDC−DCコンバータ及びその過電流保護方法に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来の昇圧形DC−DCコンバータは、DC−
DCコンバータから負荷に流れる出力電流が過大になり、
所定値に達した場合には、ヒューズにより直流電源を遮
断して、過大な電流が継続しないように保護するラッチ
型過電流保護回路を設けている。しかし、このようなラ
ッチ型過電流保護回路を設けている場合、DC−DCコンバ
ータに容量性が大きい負荷を接続して直流電源を投入す
ると、その投入時に通常の出力電流より遙るかに大きい
突入電流が負荷に流れて、ヒューズにより直流電源が遮
断され、DC−DCコンバータに異常がなくても動作しない
状態になることが起こり得る。
DCコンバータから負荷に流れる出力電流が過大になり、
所定値に達した場合には、ヒューズにより直流電源を遮
断して、過大な電流が継続しないように保護するラッチ
型過電流保護回路を設けている。しかし、このようなラ
ッチ型過電流保護回路を設けている場合、DC−DCコンバ
ータに容量性が大きい負荷を接続して直流電源を投入す
ると、その投入時に通常の出力電流より遙るかに大きい
突入電流が負荷に流れて、ヒューズにより直流電源が遮
断され、DC−DCコンバータに異常がなくても動作しない
状態になることが起こり得る。
【０００３】そのため最近は、DC−DCコンバータに直流
電源を投入したときに、大きな突入電流が負荷に流れた
場合、その電流を検出して、DC−DCコンバータの出力電
圧、つまり負荷電圧を極めて低い電圧に垂下させるよう
に、出力電圧を制御しているスイッチを制御して、突入
電流を制限することにより、DC−DCコンバータの不動作
を防止する垂下型過電流保護機能を備えることが検討さ
れている。
電源を投入したときに、大きな突入電流が負荷に流れた
場合、その電流を検出して、DC−DCコンバータの出力電
圧、つまり負荷電圧を極めて低い電圧に垂下させるよう
に、出力電圧を制御しているスイッチを制御して、突入
電流を制限することにより、DC−DCコンバータの不動作
を防止する垂下型過電流保護機能を備えることが検討さ
れている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の昇圧
形DC−DCコンバータは、例えば図９に示すように構成さ
れている。直流電源ＥにインダクタＬ1 とスイッチＳと
の直列回路を接続し、スイッチＳには、それにアノード
を接続しているダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ0
との直列回路を並列接続して、平滑用コンデンサＣ0 に
は負荷ＲL を並列接続している。スイッチＳは図10に示
すようにスイッチＳをオン，オフさせる周期ＴS と、ス
イッチＳがオンしている期間ＴONとの比である時比率ｄ
によりオン，オフ制御することにより出力電圧ＶOUT を
制御する。
形DC−DCコンバータは、例えば図９に示すように構成さ
れている。直流電源ＥにインダクタＬ1 とスイッチＳと
の直列回路を接続し、スイッチＳには、それにアノード
を接続しているダイオードＤ1 と平滑用コンデンサＣ0
との直列回路を並列接続して、平滑用コンデンサＣ0 に
は負荷ＲL を並列接続している。スイッチＳは図10に示
すようにスイッチＳをオン，オフさせる周期ＴS と、ス
イッチＳがオンしている期間ＴONとの比である時比率ｄ
によりオン，オフ制御することにより出力電圧ＶOUT を
制御する。
【０００５】そして入力電圧ＶINと出力電圧ＶOUT との
比である入出力電圧比ＶIN／ＶOUT は、 ＶOUT ／ＶIN＝１／（１−ｄ） …(1) により与えられる。このDC−DCコンバータに垂下型過電
流保護機能を備えた場合、過大な出力電流を検出する
と、時比率ｄを小さくして出力電圧ＶOUT を垂下させる
ことになるが、ダイオードＤ1 を介して平滑用コンデン
サＣ0 に直流電源Ｅの電圧を供給し続けるため、出力電
圧ＶOUT は入力電圧ＶIN以下に垂下せず、過大な出力電
流を大幅に制限できないという問題がある。
比である入出力電圧比ＶIN／ＶOUT は、 ＶOUT ／ＶIN＝１／（１−ｄ） …(1) により与えられる。このDC−DCコンバータに垂下型過電
流保護機能を備えた場合、過大な出力電流を検出する
と、時比率ｄを小さくして出力電圧ＶOUT を垂下させる
ことになるが、ダイオードＤ1 を介して平滑用コンデン
サＣ0 に直流電源Ｅの電圧を供給し続けるため、出力電
圧ＶOUT は入力電圧ＶIN以下に垂下せず、過大な出力電
流を大幅に制限できないという問題がある。
【０００６】そのため垂下型過電流保護機能を備えて過
大な出力電流を大幅に制限できる昇圧形DC−DCコンバー
タとして、フライバックトランスを用いたDC−DCコンバ
ータが考えられている。図11はフライバックトランスを
用いたDC−DCコンバータの回路図である。直流電源Ｅに
フライバックトランスＴの１次巻線Ｗ1 とスイッチＳと
の直列回路を接続しており、フライバックトランスＴの
２次巻線Ｗ2 には、それにアノードを接続しているダイ
オードＤ1 と平滑用コンデンサＣ0 との直列回路を並列
接続して平滑用コンデンサＣ0 に負荷ＲL を並列接続し
ている。
大な出力電流を大幅に制限できる昇圧形DC−DCコンバー
タとして、フライバックトランスを用いたDC−DCコンバ
ータが考えられている。図11はフライバックトランスを
用いたDC−DCコンバータの回路図である。直流電源Ｅに
フライバックトランスＴの１次巻線Ｗ1 とスイッチＳと
の直列回路を接続しており、フライバックトランスＴの
２次巻線Ｗ2 には、それにアノードを接続しているダイ
オードＤ1 と平滑用コンデンサＣ0 との直列回路を並列
接続して平滑用コンデンサＣ0 に負荷ＲL を並列接続し
ている。
【０００７】このフライバックトランスを用いたDC−DC
コンバータに前述した垂下型過電流保護機能を備えて、
過大な出力電流が検出されると時比率ｄを小さくして出
力電圧ＶOUT を垂下させることになり、負荷ＲL への過
大な出力電流が減少する。そしてこの場合は直流電源Ｅ
と負荷ＲL とがフライバックトランスＴにより絶縁され
ているから、時比率ｄの制御により出力電圧ＶOUT は入
力電圧ＶIN以下に垂下させることができ、それによって
過大な出力電流を大幅に制限することができる。
コンバータに前述した垂下型過電流保護機能を備えて、
過大な出力電流が検出されると時比率ｄを小さくして出
力電圧ＶOUT を垂下させることになり、負荷ＲL への過
大な出力電流が減少する。そしてこの場合は直流電源Ｅ
と負荷ＲL とがフライバックトランスＴにより絶縁され
ているから、時比率ｄの制御により出力電圧ＶOUT は入
力電圧ＶIN以下に垂下させることができ、それによって
過大な出力電流を大幅に制限することができる。
【０００８】しかし乍ら、フライバックトランスＴを必
要とするため、DC−DCコンバータを小型化し得ず、また
フライバックトランスＴのエネルギー損失により電力変
換効率を高め得ないという問題がある。本発明は斯かる
問題に鑑み、過大な出力電流が流れた場合に出力電圧を
入力電圧以下に垂下させて、出力電流を制限し、負荷へ
の通電を阻止せずに負荷を過電流から保護でき、しかも
小型化が図れるDC−DCコンバータ及びその過電流保護方
法を提供することを目的とする。
要とするため、DC−DCコンバータを小型化し得ず、また
フライバックトランスＴのエネルギー損失により電力変
換効率を高め得ないという問題がある。本発明は斯かる
問題に鑑み、過大な出力電流が流れた場合に出力電圧を
入力電圧以下に垂下させて、出力電流を制限し、負荷へ
の通電を阻止せずに負荷を過電流から保護でき、しかも
小型化が図れるDC−DCコンバータ及びその過電流保護方
法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係るDC−DC
コンバータは、直流電源と接続すべき第１スイッチ及び
インダクタの直列回路と、前記第１スイッチに並列接続
された第２スイッチ及びコンデンサの直列回路と、前記
コンデンサ及び前記インダクタの直列回路に並列接続さ
れた平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回路
と、前記平滑用コンデンサに接続する負荷への出力電流
に応じて第１スイッチをオン，オフ制御する手段と、前
記負荷へ与える出力電圧に応じて第２スイッチをオン，
オフ制御する手段とを備えることを特徴とする。
コンバータは、直流電源と接続すべき第１スイッチ及び
インダクタの直列回路と、前記第１スイッチに並列接続
された第２スイッチ及びコンデンサの直列回路と、前記
コンデンサ及び前記インダクタの直列回路に並列接続さ
れた平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回路
と、前記平滑用コンデンサに接続する負荷への出力電流
に応じて第１スイッチをオン，オフ制御する手段と、前
記負荷へ与える出力電圧に応じて第２スイッチをオン，
オフ制御する手段とを備えることを特徴とする。
【００１０】第２の発明に係るDC−DCコンバータの過電
流保護方法は、前記第２スイッチをオンさせた状態で第
１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ、
出力電圧が所定値に達した場合に、第２スイッチをオフ
にし、第２スイッチをオフさせた状態で第１スイッチを
オン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させることを
特徴とする。第３の発明に係るDC−DCコンバータの過電
流保護方法は、前記第２スイッチをオンさせた状態で第
１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ、
出力電流が所定値に達した場合に、第１スイッチをオフ
にし、第１スイッチをオフさせた状態で第２スイッチを
オン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させることを
特徴とする。
流保護方法は、前記第２スイッチをオンさせた状態で第
１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ、
出力電圧が所定値に達した場合に、第２スイッチをオフ
にし、第２スイッチをオフさせた状態で第１スイッチを
オン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させることを
特徴とする。第３の発明に係るDC−DCコンバータの過電
流保護方法は、前記第２スイッチをオンさせた状態で第
１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ、
出力電流が所定値に達した場合に、第１スイッチをオフ
にし、第１スイッチをオフさせた状態で第２スイッチを
オン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させることを
特徴とする。
【００１１】第４の発明に係るDC−DCコンバータは、直
流電源と接続すべき第１スイッチ及びインダクタの直列
回路と、前記第１スイッチに並列接続された第２スイッ
チ及びコンデンサの直列回路と、前記コンデンサ及び前
記インダクタの直列回路に並列接続された平滑用インダ
クタ及び平滑用コンデンサの直列回路と、前記平滑用コ
ンデンサに接続する負荷への出力電流に応じて第１スイ
ッチをオン，オフ制御する手段と、前記直流電源の電圧
に比例した所定電圧に達したときに第２スイッチをオフ
する手段とを備えることを特徴とする。第５の発明に係
るDC−DCコンバータの過電流保護方法は、請求項４に記
載のDC−DCコンバータの過電流保護方法において、前記
第２スイッチをオンさせた状態で前記第１スイッチをオ
ン，オフ制御して、負荷へ与える出力電圧を垂下させ、
出力電圧が、直流電源の電圧に比例した所定電圧に達し
た場合に、第２スイッチをオフにし、第２スイッチをオ
フさせた状態で第１スイッチをオン，オフ制御して出力
電圧を更に垂下させることを特徴とする。
流電源と接続すべき第１スイッチ及びインダクタの直列
回路と、前記第１スイッチに並列接続された第２スイッ
チ及びコンデンサの直列回路と、前記コンデンサ及び前
記インダクタの直列回路に並列接続された平滑用インダ
クタ及び平滑用コンデンサの直列回路と、前記平滑用コ
ンデンサに接続する負荷への出力電流に応じて第１スイ
ッチをオン，オフ制御する手段と、前記直流電源の電圧
に比例した所定電圧に達したときに第２スイッチをオフ
する手段とを備えることを特徴とする。第５の発明に係
るDC−DCコンバータの過電流保護方法は、請求項４に記
載のDC−DCコンバータの過電流保護方法において、前記
第２スイッチをオンさせた状態で前記第１スイッチをオ
ン，オフ制御して、負荷へ与える出力電圧を垂下させ、
出力電圧が、直流電源の電圧に比例した所定電圧に達し
た場合に、第２スイッチをオフにし、第２スイッチをオ
フさせた状態で第１スイッチをオン，オフ制御して出力
電圧を更に垂下させることを特徴とする。
【００１２】
【作用】第１の発明では第２スイッチがオンすると、直
流電源の電圧を直接に平滑用コンデンサに与えて平滑用
コンデンサを充電する。第２スイッチがオン状態で第１
スイッチがオンすると、コンデンサの電圧により平滑用
コンデンサを充電し、インダクタがエネルギーを蓄え
る。そして第１スイッチがオフすると、インダクタに逆
起電力が発生してコンデンサの端子間電圧差が大きくな
り直流電源の電圧によりコンデンサを充電する。時比率
ｄで第１スイッチをオン，オフ制御すると入出力電圧比
ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄ
を小さくすると出力電圧は入力電圧まで垂下する。第２
スイッチがオフすると、直流電源の電圧が直接に平滑用
コンデンサに与えられなくなり、入出力電圧比ＶOUT ／
ＶINはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄを小さく
すると出力電圧は入力電圧以下に垂下する。これにより
垂下した出力電圧により負荷への出力電流が制限され
る。
流電源の電圧を直接に平滑用コンデンサに与えて平滑用
コンデンサを充電する。第２スイッチがオン状態で第１
スイッチがオンすると、コンデンサの電圧により平滑用
コンデンサを充電し、インダクタがエネルギーを蓄え
る。そして第１スイッチがオフすると、インダクタに逆
起電力が発生してコンデンサの端子間電圧差が大きくな
り直流電源の電圧によりコンデンサを充電する。時比率
ｄで第１スイッチをオン，オフ制御すると入出力電圧比
ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄ
を小さくすると出力電圧は入力電圧まで垂下する。第２
スイッチがオフすると、直流電源の電圧が直接に平滑用
コンデンサに与えられなくなり、入出力電圧比ＶOUT ／
ＶINはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄを小さく
すると出力電圧は入力電圧以下に垂下する。これにより
垂下した出力電圧により負荷への出力電流が制限され
る。
【００１３】第２の発明では、第２スイッチをオン状態
にして、第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を
垂下させる。出力電圧が所定値に達すると第２スイッチ
をオフさせて、第１スイッチをオン，オフ制御すると、
出力電圧が更に垂下する。これにより、出力電圧を入力
電圧以下に垂下させて、負荷への出力電流を制限でき
る。第３の発明では、第２スイッチをオン状態にして、
第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ
る。出力電流が所定値に達すると第１スイッチをオフさ
せて、第２スイッチをオン，オフ制御すると、出力電圧
が更に垂下する。これにより出力電圧を入力電圧以下に
垂下させて負荷への出力電流を制限できる。
にして、第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を
垂下させる。出力電圧が所定値に達すると第２スイッチ
をオフさせて、第１スイッチをオン，オフ制御すると、
出力電圧が更に垂下する。これにより、出力電圧を入力
電圧以下に垂下させて、負荷への出力電流を制限でき
る。第３の発明では、第２スイッチをオン状態にして、
第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂下させ
る。出力電流が所定値に達すると第１スイッチをオフさ
せて、第２スイッチをオン，オフ制御すると、出力電圧
が更に垂下する。これにより出力電圧を入力電圧以下に
垂下させて負荷への出力電流を制限できる。
【００１４】第４の発明では、第２スイッチがオンする
と、直流電源の電圧を直接に平滑用コンデンサに与えて
平滑用コンデンサを充電する。第２スイッチがオン状態
で第１スイッチがオンすると、コンデンサの電圧により
平滑用コンデンサを充電し、インダクタがエネルギーを
蓄える。そして第１スイッチがオフすると、インダクタ
に逆起電力が発生してコンデンサの端子電圧差が大きく
なり、直流電源の電圧によりコンデンサを充電する。時
比率ｄで第１スイッチをオン，オフ制御すると入出力電
圧比ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化し、時比
率ｄを小さくすると出力電圧は直流電源の電圧まで垂下
する。第２スイッチがオフすると、直流電源の電圧が直
接に平滑コンデンサに与えられなくなり、入出力電圧比
ＶOUT ／ＶINはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄ
を小さくすると出力電圧は入力電圧以下に垂下する。出
力電圧が、直流電源の電圧に比例した所定電圧に達した
とき第２スイッチをオフすると第２スイッチの時比率が
小さくなる。これにより、出力電圧を直流電源の電圧よ
り垂下させることができ、第２スイッチのオフ直後の出
力電流を抑制する。
と、直流電源の電圧を直接に平滑用コンデンサに与えて
平滑用コンデンサを充電する。第２スイッチがオン状態
で第１スイッチがオンすると、コンデンサの電圧により
平滑用コンデンサを充電し、インダクタがエネルギーを
蓄える。そして第１スイッチがオフすると、インダクタ
に逆起電力が発生してコンデンサの端子電圧差が大きく
なり、直流電源の電圧によりコンデンサを充電する。時
比率ｄで第１スイッチをオン，オフ制御すると入出力電
圧比ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化し、時比
率ｄを小さくすると出力電圧は直流電源の電圧まで垂下
する。第２スイッチがオフすると、直流電源の電圧が直
接に平滑コンデンサに与えられなくなり、入出力電圧比
ＶOUT ／ＶINはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄ
を小さくすると出力電圧は入力電圧以下に垂下する。出
力電圧が、直流電源の電圧に比例した所定電圧に達した
とき第２スイッチをオフすると第２スイッチの時比率が
小さくなる。これにより、出力電圧を直流電源の電圧よ
り垂下させることができ、第２スイッチのオフ直後の出
力電流を抑制する。
【００１５】第５の発明では、第２スイッチをオン状態
にして第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂
下させる。出力電圧が直流電源の電圧に比例した所定電
圧に達すると第２スイッチをオフさせて、第２スイッチ
をオフさせた状態で第１スイッチをオン，オフ制御して
負荷に与える出力電圧を直流電源の電圧以下に更に垂下
させる。これにより、直流電源の電圧に比例した所定電
圧に、出力電圧が達したとき第２スイッチをオフさせる
とオフ直後の第２スイッチの時比率が小さくなる。
にして第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂
下させる。出力電圧が直流電源の電圧に比例した所定電
圧に達すると第２スイッチをオフさせて、第２スイッチ
をオフさせた状態で第１スイッチをオン，オフ制御して
負荷に与える出力電圧を直流電源の電圧以下に更に垂下
させる。これにより、直流電源の電圧に比例した所定電
圧に、出力電圧が達したとき第２スイッチをオフさせる
とオフ直後の第２スイッチの時比率が小さくなる。
【００１６】
【実施例】以下本発明をその実施例を示す図面により詳
述する。図１は第１の発明に係るDC−DCコンバータの要
部の回路図である。直流電源Ｅに、第１スイッチＳ
1 と、インダクタＬ2 との直列回路を接続している。第
１スイッチＳ1 には第２スイッチＳ2 と、それにアノー
ドを接続している第１ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1
との直列回路を並列接続している。第１ダイオードＤ1
とコンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回路には、
第１ダイオードＤ1 のアノードに、カソードを接続した
第２ダイオードＤ2 を並列接続している。
述する。図１は第１の発明に係るDC−DCコンバータの要
部の回路図である。直流電源Ｅに、第１スイッチＳ
1 と、インダクタＬ2 との直列回路を接続している。第
１スイッチＳ1 には第２スイッチＳ2 と、それにアノー
ドを接続している第１ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1
との直列回路を並列接続している。第１ダイオードＤ1
とコンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回路には、
第１ダイオードＤ1 のアノードに、カソードを接続した
第２ダイオードＤ2 を並列接続している。
【００１７】またコンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との
直列回路には、平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデン
サＣ0 との直列回路を並列接続しており、平滑用コンデ
ンサＣ0 には負荷ＲL を並列接続している。次にこのDC
−DCコンバータの動作を説明する。定常状態では第２ス
イッチＳ2 をオン状態に保持する。そうすると、直流電
源Ｅの入力電圧ＶINにより平滑用コンデンサＣ0 が充電
される。その状態で第１スイッチＳ1 をオンさせるとコ
ンデンサＣ1 の電圧により平滑用コンデンサＣ0 が充電
され、それにより、コンデンサＣ0 は直流電源Ｅの入力
電圧ＶINにコンデンサＣ1 の電圧を加えた電圧で充電さ
れる。
直列回路には、平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデン
サＣ0 との直列回路を並列接続しており、平滑用コンデ
ンサＣ0 には負荷ＲL を並列接続している。次にこのDC
−DCコンバータの動作を説明する。定常状態では第２ス
イッチＳ2 をオン状態に保持する。そうすると、直流電
源Ｅの入力電圧ＶINにより平滑用コンデンサＣ0 が充電
される。その状態で第１スイッチＳ1 をオンさせるとコ
ンデンサＣ1 の電圧により平滑用コンデンサＣ0 が充電
され、それにより、コンデンサＣ0 は直流電源Ｅの入力
電圧ＶINにコンデンサＣ1 の電圧を加えた電圧で充電さ
れる。
【００１８】また第１スイッチＳ1 がオンするとインダ
クタＬ2は直流電源Ｅの入力電圧ＶINによりエネルギー
を蓄える。次に第１スイッチＳ1 をオフさせるとインダ
クタＬ2 は逆起電力を発生してコンデンサＣ1 のインダ
クタＬ2 を接続している側の端子電圧を引下げてコンデ
ンサＣ1 の端子間電位差が大きくなりコンデンサＣ1 は
直流電源Ｅの入力電圧ＶINにより充電される。
クタＬ2は直流電源Ｅの入力電圧ＶINによりエネルギー
を蓄える。次に第１スイッチＳ1 をオフさせるとインダ
クタＬ2 は逆起電力を発生してコンデンサＣ1 のインダ
クタＬ2 を接続している側の端子電圧を引下げてコンデ
ンサＣ1 の端子間電位差が大きくなりコンデンサＣ1 は
直流電源Ｅの入力電圧ＶINにより充電される。
【００１９】そして第１スイッチＳ1 をオン，オフ動作
させることにより、平滑用コンデンサＣ0 は、直流電源
Ｅの入力電圧ＶINに、コンデンサＣ1 の電圧を加えて充
電される。ここで、第１スイッチＳ1 をオン，オフ動作
させる周期ＴS と、第１スイッチＳ1 がオンしている期
間ＴONとの比である時比率ｄにより第１スイッチＳ1 を
オン，オフ制御すると、入力電圧ＶINと出力電圧ＶOUT
との比ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）となり、時比率ｄ
を小さくすることにより、出力電圧ＶOUT は入力電圧Ｖ
INまで垂下する。
させることにより、平滑用コンデンサＣ0 は、直流電源
Ｅの入力電圧ＶINに、コンデンサＣ1 の電圧を加えて充
電される。ここで、第１スイッチＳ1 をオン，オフ動作
させる周期ＴS と、第１スイッチＳ1 がオンしている期
間ＴONとの比である時比率ｄにより第１スイッチＳ1 を
オン，オフ制御すると、入力電圧ＶINと出力電圧ＶOUT
との比ＶOUT ／ＶINは１／（１−ｄ）となり、時比率ｄ
を小さくすることにより、出力電圧ＶOUT は入力電圧Ｖ
INまで垂下する。
【００２０】ここで、第２スイッチＳ2 をオフさせて、
第１スイッチＳ1 を前記同様にオン，オフ制御すると、
直流電源Ｅの入力電圧ＶINが直接に平滑用コンデンサＣ
0 に与えられなくなる。そして入出力電圧比ＶOUT ／Ｖ
INはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄを小さくし
ていくと、出力電圧ＶOUT は０Ｖまで、図３に示す如く
垂下する。それにより負荷ＲL に流れる出力電流ＩOUT
はＩ0 に制限されて流れることになる。
第１スイッチＳ1 を前記同様にオン，オフ制御すると、
直流電源Ｅの入力電圧ＶINが直接に平滑用コンデンサＣ
0 に与えられなくなる。そして入出力電圧比ＶOUT ／Ｖ
INはｄ／（１−ｄ）により変化し、時比率ｄを小さくし
ていくと、出力電圧ＶOUT は０Ｖまで、図３に示す如く
垂下する。それにより負荷ＲL に流れる出力電流ＩOUT
はＩ0 に制限されて流れることになる。
【００２１】なお、定常状態では第２スイッチＳ2 を常
にオン状態に保持しているため、第１スイッチＳ1 のオ
ン，オフ動作に関係なく、入力電流が連続するから高い
電力変換効率が得られる。
にオン状態に保持しているため、第１スイッチＳ1 のオ
ン，オフ動作に関係なく、入力電流が連続するから高い
電力変換効率が得られる。
【００２２】図２は第１の発明に係るDC−DCコンバータ
の実回路図である。直流電源Ｅに、ＰチャネルパワーMO
SFETからなる第１スイッチＳ1 とインダクタＬ2 との直
列回路を並列接続しており、第１スイッチＳ1 にはＰチ
ャネルパワーMOSFETからなる第２スイッチＳ2 と、それ
にアノードを接続した第１ダイオードＤ1 とコンデンサ
Ｃ1 との直列回路を並列接続している。
の実回路図である。直流電源Ｅに、ＰチャネルパワーMO
SFETからなる第１スイッチＳ1 とインダクタＬ2 との直
列回路を並列接続しており、第１スイッチＳ1 にはＰチ
ャネルパワーMOSFETからなる第２スイッチＳ2 と、それ
にアノードを接続した第１ダイオードＤ1 とコンデンサ
Ｃ1 との直列回路を並列接続している。
【００２３】第１ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1 とイ
ンダクタＬ2 との直列回路には、インダクタＬ2 にアノ
ードを接続した第２ダイオードＤ2 を並列接続してい
る。コンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回路には
平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 との直列
回路を並列接続している。
ンダクタＬ2 との直列回路には、インダクタＬ2 にアノ
ードを接続した第２ダイオードＤ2 を並列接続してい
る。コンデンサＣ1 とインダクタＬ2 との直列回路には
平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 との直列
回路を並列接続している。
【００２４】平滑用コンデンサＣ0 には出力電流検出用
抵抗ｒSと、出力電圧の分圧抵抗ｒ1 とｒ2 との直列回
路を並列接続している。電流検出用抵抗ｒS の両端電圧
は誤差増幅器10へ入力し、その出力をパルス幅変調用IC
11へ入力している。パルス幅変調用IC11の出力を、前記
第１スイッチＳ1 のＰチャネルパワーMOSFETのゲートＧ
1 へ入力している。分圧抵抗ｒ1 とｒ2 との接続部の電
圧、即ち出力電圧ＶOUT を分圧した電圧を出力電圧を定
電圧制御する信号としてパルス幅変調用IC11へ入力して
いる。
抵抗ｒSと、出力電圧の分圧抵抗ｒ1 とｒ2 との直列回
路を並列接続している。電流検出用抵抗ｒS の両端電圧
は誤差増幅器10へ入力し、その出力をパルス幅変調用IC
11へ入力している。パルス幅変調用IC11の出力を、前記
第１スイッチＳ1 のＰチャネルパワーMOSFETのゲートＧ
1 へ入力している。分圧抵抗ｒ1 とｒ2 との接続部の電
圧、即ち出力電圧ＶOUT を分圧した電圧を出力電圧を定
電圧制御する信号としてパルス幅変調用IC11へ入力して
いる。
【００２５】分圧抵抗ｒ1 とｒ2 との直列回路には出力
電圧の分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との直列回路を並列接続して
いる。分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧、即ち出力
電圧を分圧した電圧を比較器12の一入力端子へ入力して
おり、その他入力端子には、負電極を直流電源Ｅの負電
極と共通接続した基準電源ＥS の基準電圧を入力してい
る。比較器12の出力信号は第２スイッチＳ2 のＰチャネ
ルパワーMOSFETのゲートＧ2 へ入力している。
電圧の分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との直列回路を並列接続して
いる。分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧、即ち出力
電圧を分圧した電圧を比較器12の一入力端子へ入力して
おり、その他入力端子には、負電極を直流電源Ｅの負電
極と共通接続した基準電源ＥS の基準電圧を入力してい
る。比較器12の出力信号は第２スイッチＳ2 のＰチャネ
ルパワーMOSFETのゲートＧ2 へ入力している。
【００２６】分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との直列回路には負荷
ＲL を並列接続している。前記パルス幅変調用IC11は、
分圧抵抗ｒ1 ，ｒ2 により得た分圧電圧と、パルス幅変
調用IC11内の基準電圧とを比較して得られる信号及び誤
差増幅器10の出力信号の論理和の信号によりパルス幅変
調し、パルス幅変調した信号により第１スイッチＳ1 を
オン，オフ制御するようになっている。
ＲL を並列接続している。前記パルス幅変調用IC11は、
分圧抵抗ｒ1 ，ｒ2 により得た分圧電圧と、パルス幅変
調用IC11内の基準電圧とを比較して得られる信号及び誤
差増幅器10の出力信号の論理和の信号によりパルス幅変
調し、パルス幅変調した信号により第１スイッチＳ1 を
オン，オフ制御するようになっている。
【００２７】それにより出力電圧の定電圧制御及び過電
流検出時に出力電圧を入力電圧まで垂下させるようにな
っている。一方、比較器12は過電流が検出されて出力電
圧ＶOUT が基準電源ＥS の基準電圧に達したときに信号
を出力して第２スイッチＳ2 をオフさせるようになって
いる。なお、第１スイッチＳ1 、第２スイッチＳ2 、第
１ダイオードＤ1 、第２ダイオードＤ2 、コンデンサＣ
1 インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 、平滑用コン
デンサＣ0 及び負荷ＲL により電力変換回路PCを構成し
ている。
流検出時に出力電圧を入力電圧まで垂下させるようにな
っている。一方、比較器12は過電流が検出されて出力電
圧ＶOUT が基準電源ＥS の基準電圧に達したときに信号
を出力して第２スイッチＳ2 をオフさせるようになって
いる。なお、第１スイッチＳ1 、第２スイッチＳ2 、第
１ダイオードＤ1 、第２ダイオードＤ2 、コンデンサＣ
1 インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 、平滑用コン
デンサＣ0 及び負荷ＲL により電力変換回路PCを構成し
ている。
【００２８】次にこのDC−DCコンバータの出力電圧を入
力電圧以下に垂下させ得る動作原理を電力変換回路PCの
等価回路とともに説明する。図４は第２スイッチＳ2 が
オフ状態で第１スイッチＳ1 がオン状態の等価回路を、
図５は第２スイッチＳ2 がオフ状態で第１スイッチＳ1
がオフ状態の等価回路を示している。図４においては直
流電源ＥにインダクタＬ2 が並列接続され、インダクタ
Ｌ2 にはコンデンサＣ1 と平滑用インダクタＬ1 と平滑
用コンデンサＣ0 との直列回路が並列接続されて、平滑
用コンデンサＣ0 には負荷ＲL が並列接続された状態と
なる。
力電圧以下に垂下させ得る動作原理を電力変換回路PCの
等価回路とともに説明する。図４は第２スイッチＳ2 が
オフ状態で第１スイッチＳ1 がオン状態の等価回路を、
図５は第２スイッチＳ2 がオフ状態で第１スイッチＳ1
がオフ状態の等価回路を示している。図４においては直
流電源ＥにインダクタＬ2 が並列接続され、インダクタ
Ｌ2 にはコンデンサＣ1 と平滑用インダクタＬ1 と平滑
用コンデンサＣ0 との直列回路が並列接続されて、平滑
用コンデンサＣ0 には負荷ＲL が並列接続された状態と
なる。
【００２９】図５においては、直流電源Ｅの正電極はイ
ンダクタＬ2 の一端と切離され、負電極がインダクタＬ
2 の他端と接続され、インダクタＬ2 にはコンデンサＣ
1 と平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 との
直列回路が並列接続されており、コンデンサＣ1 とイン
ダクタＬ2 との直列回路が短絡され、平滑用コンデンサ
Ｃ0 には負荷ＲL が並列接続された状態になる。
ンダクタＬ2 の一端と切離され、負電極がインダクタＬ
2 の他端と接続され、インダクタＬ2 にはコンデンサＣ
1 と平滑用インダクタＬ1 と平滑用コンデンサＣ0 との
直列回路が並列接続されており、コンデンサＣ1 とイン
ダクタＬ2 との直列回路が短絡され、平滑用コンデンサ
Ｃ0 には負荷ＲL が並列接続された状態になる。
【００３０】図４において、インダクタＬ2 の電流をＩ
2 、インダクタＬ2 に流入するエネルギーをＵ2ON とす
ると、 Ｕ2ON ＝ＶIN・Ｉ2 ・ＴON …(2) (但し、ＶINは入力電圧、ＴONは第１スイッチＳ1 がオ
ンの期間）となる。また平滑用インダクタＬ1 の電流を
Ｉ1 、コンデンサＣ1 の両端電圧をＶ1 、平滑用インダ
クタＬ1 に流入するエネルギーをＵ1ON とすると、 Ｕ1ON ＝（ＶIN＋Ｖ1 −ＶOUT ）・Ｉ1 ・ＴON …(3) となる。
2 、インダクタＬ2 に流入するエネルギーをＵ2ON とす
ると、 Ｕ2ON ＝ＶIN・Ｉ2 ・ＴON …(2) (但し、ＶINは入力電圧、ＴONは第１スイッチＳ1 がオ
ンの期間）となる。また平滑用インダクタＬ1 の電流を
Ｉ1 、コンデンサＣ1 の両端電圧をＶ1 、平滑用インダ
クタＬ1 に流入するエネルギーをＵ1ON とすると、 Ｕ1ON ＝（ＶIN＋Ｖ1 −ＶOUT ）・Ｉ1 ・ＴON …(3) となる。
【００３１】更に図５において、インダクタＬ2 から流
出するエネルギーをＵ2OFFとすると、 Ｕ2OFF＝−Ｖ1 ・Ｉ2 ・ＴOFF …(4) (但し、ＴOFF は第１スイッチＳ1 がオフの期間）とな
る。また平滑用インダクタＬ1 から流出するエネルギー
をＵ1OFFとすると、 Ｕ1OFF＝−ＶOUT ・Ｉ1 ・ＴOFF …(5) となる。
出するエネルギーをＵ2OFFとすると、 Ｕ2OFF＝−Ｖ1 ・Ｉ2 ・ＴOFF …(4) (但し、ＴOFF は第１スイッチＳ1 がオフの期間）とな
る。また平滑用インダクタＬ1 から流出するエネルギー
をＵ1OFFとすると、 Ｕ1OFF＝−ＶOUT ・Ｉ1 ・ＴOFF …(5) となる。
【００３２】ここで第１スイッチＳ1 がオンのときに、
インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 へ流入するエネ
ルギーＵ1ON ，Ｕ2ON は、第１スイッチＳ1 がオフのと
きに、インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 から流出
するエネルギーＵ1OFF，Ｕ2OFFに等しいから Ｕ2ON ＝Ｕ2OFF …(6) Ｕ1ON ＝Ｕ1OFF …(7) となり、(6),(7) 式より
インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 へ流入するエネ
ルギーＵ1ON ，Ｕ2ON は、第１スイッチＳ1 がオフのと
きに、インダクタＬ2 、平滑用インダクタＬ1 から流出
するエネルギーＵ1OFF，Ｕ2OFFに等しいから Ｕ2ON ＝Ｕ2OFF …(6) Ｕ1ON ＝Ｕ1OFF …(7) となり、(6),(7) 式より
【００３３】 ＶIN・Ｉ2 ・ＴON＝−Ｖ1 ・Ｉ2 ・ＴOFF …(8) （ＶIN＋Ｖ1 −ＶOUT ）・Ｉ1 ・ＴON＝−ＶOUT ・Ｉ1 ・ＴOFF …(9) となり、(8),(9) 式からＶ1 を消去すると、 ＶOUT ／ＶIN＝ｄ／（１−ｄ） …(10) (但し、ｄは時比率）となり時比率ｄを１から０まで変
化させることにより、出力電圧ＶOUT を０Ｖまで垂下さ
せ得ることになる。
化させることにより、出力電圧ＶOUT を０Ｖまで垂下さ
せ得ることになる。
【００３４】したがって、第２の発明によれば第２スイ
ッチＳ2 をオンさせた状態で、第１スイッチＳ1 をオ
ン，オフ制御し、その時比率ｄを小さくすることより、
出力電圧ＶOUT を、入力電圧ＶINまで垂下させることが
でき、そして出力電圧ＶOUT が所定値に達したことを検
出したときに第２スイッチＳ2 をオフさせると、直流電
源Ｅにより直接に平滑用コンデンサＣ0 を充電する回路
が遮断されて、出力電圧ＶOUT は入力電圧ＶIN以下に垂
下することになる。
ッチＳ2 をオンさせた状態で、第１スイッチＳ1 をオ
ン，オフ制御し、その時比率ｄを小さくすることより、
出力電圧ＶOUT を、入力電圧ＶINまで垂下させることが
でき、そして出力電圧ＶOUT が所定値に達したことを検
出したときに第２スイッチＳ2 をオフさせると、直流電
源Ｅにより直接に平滑用コンデンサＣ0 を充電する回路
が遮断されて、出力電圧ＶOUT は入力電圧ＶIN以下に垂
下することになる。
【００３５】このように出力電圧ＶOUT を大幅に垂下さ
せることにより、負荷ＲL へ流れる出力電流ＩOUT を大
幅に制限でき、過電流から負荷ＲL を保護できる。図６
は第３の発明に係るDC−DCコンバータの過電流保護方法
を説明するためのDC−DCコンバータの回路図である。直
流電源Ｅに、基本発振器１を並列接続しており、その発
振出力をパルス発生回路２及び３へ入力している。
せることにより、負荷ＲL へ流れる出力電流ＩOUT を大
幅に制限でき、過電流から負荷ＲL を保護できる。図６
は第３の発明に係るDC−DCコンバータの過電流保護方法
を説明するためのDC−DCコンバータの回路図である。直
流電源Ｅに、基本発振器１を並列接続しており、その発
振出力をパルス発生回路２及び３へ入力している。
【００３６】また直流電源Ｅには、第１スイッチＳ1 と
リアクトルＬ20との直列回路が並列接続されており、第
１スイッチＳ1 には第２スイッチＳ2 と、それにアノー
ドを接続した第１ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1 との
直列回路を並列接続している。コンデンサＣ1 とリアク
トルＬ20との直列回路には、リアクトルＬ20にアノード
を接続した第２ダイオードＤ2 を並列接続するととも
に、平滑用リアクトルＬ10と平滑用コンデンサＣ0 との
直列回路を並列接続している。
リアクトルＬ20との直列回路が並列接続されており、第
１スイッチＳ1 には第２スイッチＳ2 と、それにアノー
ドを接続した第１ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1 との
直列回路を並列接続している。コンデンサＣ1 とリアク
トルＬ20との直列回路には、リアクトルＬ20にアノード
を接続した第２ダイオードＤ2 を並列接続するととも
に、平滑用リアクトルＬ10と平滑用コンデンサＣ0 との
直列回路を並列接続している。
【００３７】平滑用コンデンサＣ0 には負荷ＲL を並列
接続している。平滑用リアクトルＬ10とリアクトルＬ20
とは共通の鉄心により電磁結合されており、出力電流Ｉ
OUT にリップルが含まれないようにしている。平滑用リ
アクトルＬ10と負荷ＲLとを接続する回路途中には出力
電流検出用抵抗７を設けており、出力電流検出用抵抗７
の両端電圧を過電流検出回路４及び５に夫々入力してい
る。
接続している。平滑用リアクトルＬ10とリアクトルＬ20
とは共通の鉄心により電磁結合されており、出力電流Ｉ
OUT にリップルが含まれないようにしている。平滑用リ
アクトルＬ10と負荷ＲLとを接続する回路途中には出力
電流検出用抵抗７を設けており、出力電流検出用抵抗７
の両端電圧を過電流検出回路４及び５に夫々入力してい
る。
【００３８】過電流検出回路４，５は夫々に設定してい
る電流検出レベルを超えた過電流を検出すると信号を出
力し、過電流検出回路４の出力信号はパルス発生回路２
へ、過電流検出回路５の出力信号はパルス発生回路３へ
入力されるようになっている。また過電流検出回路４の
電流検出レベルを、過電流検出回路５の電流検出レベル
より高くしてある。
る電流検出レベルを超えた過電流を検出すると信号を出
力し、過電流検出回路４の出力信号はパルス発生回路２
へ、過電流検出回路５の出力信号はパルス発生回路３へ
入力されるようになっている。また過電流検出回路４の
電流検出レベルを、過電流検出回路５の電流検出レベル
より高くしてある。
【００３９】パルス発生回路２の出力信号を第２スイッ
チＳ2 に与えて、第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御さ
せ、パルス発生回路３の出力信号を第１スイッチＳ1 に
与えて、第１スイッチＳ1 をオン，オフ制御させるよう
になっている。負荷ＲL の端子電圧たる出力電圧ＶOUT
を出力電圧検出用回路６の一入力端子へ入力しており、
その他入力端子には基準電源ＥS の基準電圧を入力して
いる。出力電圧検出回路６の出力信号はパルス発生回路
３へ入力されている。
チＳ2 に与えて、第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御さ
せ、パルス発生回路３の出力信号を第１スイッチＳ1 に
与えて、第１スイッチＳ1 をオン，オフ制御させるよう
になっている。負荷ＲL の端子電圧たる出力電圧ＶOUT
を出力電圧検出用回路６の一入力端子へ入力しており、
その他入力端子には基準電源ＥS の基準電圧を入力して
いる。出力電圧検出回路６の出力信号はパルス発生回路
３へ入力されている。
【００４０】パルス発生回路３は出力電圧検出回路６の
出力信号により過電流検出回路５の出力信号を優先して
第１スイッチＳ1 を制御するようになっている。このよ
うにして第１スイッチＳ1 、第２スイッチＳ2、コンデ
ンサＣ1 、リアクトルＬ20、第１ダイオードＤ1 、第２
ダイオードＤ2 、平滑用リアクトルＬ10及び平滑用コン
デンサＣ0 を用いて、図１のDC−DCコンバータと同様の
電力変換回路を構成している。
出力信号により過電流検出回路５の出力信号を優先して
第１スイッチＳ1 を制御するようになっている。このよ
うにして第１スイッチＳ1 、第２スイッチＳ2、コンデ
ンサＣ1 、リアクトルＬ20、第１ダイオードＤ1 、第２
ダイオードＤ2 、平滑用リアクトルＬ10及び平滑用コン
デンサＣ0 を用いて、図１のDC−DCコンバータと同様の
電力変換回路を構成している。
【００４１】次にこのように構成したDC−DCコンバータ
の動作を説明する。過電流が流れていない定常状態では
過電流検出回路４は信号を出力せず、パルス発生回路２
の出力信号により第２スイッチＳ2 をオン状態に保持す
る。一方、第１スイッチＳ1 を基本発振器１の発振出力
に基づいてオン，オフ制御する。そのような第１スイッ
チＳ1 及び第２スイッチＳ2 の動作により平滑用コンデ
ンサＣ0 が充電され、その充電電圧たる出力電圧ＶOUT
を出力電圧検出回路６が検出し、検出した出力電圧Ｖ
OUT に応じて時比率ｄを制御すると、入出力電圧比Ｖ
OUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化して、出力電圧
ＶOUT を一定に制御する。
の動作を説明する。過電流が流れていない定常状態では
過電流検出回路４は信号を出力せず、パルス発生回路２
の出力信号により第２スイッチＳ2 をオン状態に保持す
る。一方、第１スイッチＳ1 を基本発振器１の発振出力
に基づいてオン，オフ制御する。そのような第１スイッ
チＳ1 及び第２スイッチＳ2 の動作により平滑用コンデ
ンサＣ0 が充電され、その充電電圧たる出力電圧ＶOUT
を出力電圧検出回路６が検出し、検出した出力電圧Ｖ
OUT に応じて時比率ｄを制御すると、入出力電圧比Ｖ
OUT ／ＶINは１／（１−ｄ）により変化して、出力電圧
ＶOUT を一定に制御する。
【００４２】ここで、負荷ＲL が増大すると、それに応
じて出力電流検出用抵抗７の端子電圧が増大する。そし
て過電流検出回路５の電流検出レベルに達して、過電流
検出回路５が過電流を検出すると信号を出力してパルス
発生回路３へ入力する。そうするとパルス発生回路３は
第１スイッチＳ1 がオンする期間が短くなるように時比
率ｄを制御する。それにより出力電圧ＶOUT が垂下し、
負荷ＲL が増大しても定電流を保持できる。そして、時
比率ｄを０にして第１スイッチＳ1 がオフ状態になる
と、コンデンサＣ1 による昇圧動作をせず出力電圧Ｖ
OUT は図７に示すように入力電圧ＶINまで垂下して出力
電流ＩOUT はＩ1 に制限される。その状態で負荷ＲL が
増大すると、直流電源Ｅから第２スイッチＳ2 、第１ダ
イオードＤ1 、平滑用リアクトルＬ10及び出力電流検出
用抵抗７を通って、出力電流ＩOUT が制限されないまま
負荷ＲL に流れることになるが、出力電流が過大にな
り、出力電流検出回路４に設定している電流検出レベル
に達すると、出力電流検出回路４は信号を出力してパル
ス発生回路２へ入力する。
じて出力電流検出用抵抗７の端子電圧が増大する。そし
て過電流検出回路５の電流検出レベルに達して、過電流
検出回路５が過電流を検出すると信号を出力してパルス
発生回路３へ入力する。そうするとパルス発生回路３は
第１スイッチＳ1 がオンする期間が短くなるように時比
率ｄを制御する。それにより出力電圧ＶOUT が垂下し、
負荷ＲL が増大しても定電流を保持できる。そして、時
比率ｄを０にして第１スイッチＳ1 がオフ状態になる
と、コンデンサＣ1 による昇圧動作をせず出力電圧Ｖ
OUT は図７に示すように入力電圧ＶINまで垂下して出力
電流ＩOUT はＩ1 に制限される。その状態で負荷ＲL が
増大すると、直流電源Ｅから第２スイッチＳ2 、第１ダ
イオードＤ1 、平滑用リアクトルＬ10及び出力電流検出
用抵抗７を通って、出力電流ＩOUT が制限されないまま
負荷ＲL に流れることになるが、出力電流が過大にな
り、出力電流検出回路４に設定している電流検出レベル
に達すると、出力電流検出回路４は信号を出力してパル
ス発生回路２へ入力する。
【００４３】そうするとパルス発生回路２が出力する信
号が第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御する信号に切換
って、第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御する。それに
よりオン，オフ動作する第２スイッチＳ2 、第１ダイオ
ードＤ1 、平滑用リアクトルＬ10及び平滑用コンデンサ
Ｃ0 により降圧型DC−DCコンバータが構成される。そし
て出力電圧ＶOUT はｄ・ＶINとなり、時比率ｄを小さく
して第２スイッチＳ2 のオン期間を短縮することによ
り、出力電圧ＶOUT を図７に示す如く０Ｖまで垂下させ
ることができ、出力電流ＩOUT をＩ2 に制限することに
なる。
号が第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御する信号に切換
って、第２スイッチＳ2 をオン，オフ制御する。それに
よりオン，オフ動作する第２スイッチＳ2 、第１ダイオ
ードＤ1 、平滑用リアクトルＬ10及び平滑用コンデンサ
Ｃ0 により降圧型DC−DCコンバータが構成される。そし
て出力電圧ＶOUT はｄ・ＶINとなり、時比率ｄを小さく
して第２スイッチＳ2 のオン期間を短縮することによ
り、出力電圧ＶOUT を図７に示す如く０Ｖまで垂下させ
ることができ、出力電流ＩOUT をＩ2 に制限することに
なる。
【００４４】したがって、出力電流ＩOUT が過大になる
と、先ず第１スイッチＳ1 をオフ状態にして出力電圧Ｖ
OUT を入力電圧ＶINまで垂下させて過電流を制限し、そ
の後も出力電流ＩOUT が過大であると第２スイッチＳ2
をオン，オフ動作させて、出力電圧ＶOUT を更に垂下さ
せて過電流を更に制限する。そしてこの場合は出力電圧
ＶOUT を２段階で垂下させて負荷ＲL に流れる過電流を
大幅に制限することができる。
と、先ず第１スイッチＳ1 をオフ状態にして出力電圧Ｖ
OUT を入力電圧ＶINまで垂下させて過電流を制限し、そ
の後も出力電流ＩOUT が過大であると第２スイッチＳ2
をオン，オフ動作させて、出力電圧ＶOUT を更に垂下さ
せて過電流を更に制限する。そしてこの場合は出力電圧
ＶOUT を２段階で垂下させて負荷ＲL に流れる過電流を
大幅に制限することができる。
【００４５】図８は第４の発明に係るDC−DCコンバータ
の実回路図である。直流電源Ｅに抵抗ｒ5 とｒ6 との直
列回路が接続されている。抵抗ｒ5 とｒ6 との接続部
は、抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部をその一入力端子と接続
している比較器12の他入力端子と接続されている。それ
以外の構成は図２に示したDC−DCコンバータと同様に構
成されており、同一構成部分には同一符号を付してい
る。そして比較器12へ入力される基準電圧ＥV たる抵抗
ｒ5 とｒ6 との接続部の電圧は、 ＥV ＝｛ｒ6 ／（ｒ5 ＋ｒ6 ）｝ＶIN …(11) となり、入力電圧ＶINに比例する。
の実回路図である。直流電源Ｅに抵抗ｒ5 とｒ6 との直
列回路が接続されている。抵抗ｒ5 とｒ6 との接続部
は、抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部をその一入力端子と接続
している比較器12の他入力端子と接続されている。それ
以外の構成は図２に示したDC−DCコンバータと同様に構
成されており、同一構成部分には同一符号を付してい
る。そして比較器12へ入力される基準電圧ＥV たる抵抗
ｒ5 とｒ6 との接続部の電圧は、 ＥV ＝｛ｒ6 ／（ｒ5 ＋ｒ6 ）｝ＶIN …(11) となり、入力電圧ＶINに比例する。
【００４６】次にこのDC−DCコンバータの過電流保護動
作を説明する。誤差増幅器10が電流検出用抵抗ｒS の両
端電圧を増幅して、その出力信号をパルス幅変調用IC11
へ入力する。パルス幅変調用IC11は抵抗ｒ1 ，ｒ2 によ
り分圧された分圧電圧と、パルス幅変調用IC11内の基準
電圧とを比較して得られる信号及び誤差増幅器10の出力
信号の論理和の信号によりパルス幅変調する。そしてパ
ルス幅変調した信号により第１スイッチＳ1 をオン，オ
フ制御して出力電圧ＶOUT を定電圧にする。ところで、
電流検出用抵抗ｒSの両端電圧により出力電流ＩOUT が
過電流であることを検出すると、スイッチＳ1 をオン，
オフさせて、出力電圧ＶOUT を入力電圧ＶINまで垂下さ
せて出力電流ＩOUT を抑制する。
作を説明する。誤差増幅器10が電流検出用抵抗ｒS の両
端電圧を増幅して、その出力信号をパルス幅変調用IC11
へ入力する。パルス幅変調用IC11は抵抗ｒ1 ，ｒ2 によ
り分圧された分圧電圧と、パルス幅変調用IC11内の基準
電圧とを比較して得られる信号及び誤差増幅器10の出力
信号の論理和の信号によりパルス幅変調する。そしてパ
ルス幅変調した信号により第１スイッチＳ1 をオン，オ
フ制御して出力電圧ＶOUT を定電圧にする。ところで、
電流検出用抵抗ｒSの両端電圧により出力電流ＩOUT が
過電流であることを検出すると、スイッチＳ1 をオン，
オフさせて、出力電圧ＶOUT を入力電圧ＶINまで垂下さ
せて出力電流ＩOUT を抑制する。
【００４７】一方、比較器12は、過電流により出力電圧
ＶOUT が垂下し、分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧
が入力電圧ＶINに比例する基準電圧ＥV に達したとき信
号を出力して、第２スイッチＳ2 をオフさせる。次に第
２スイッチＳ2 をオフさせた状態で、第１スイッチをオ
ン，オフ制御して出力電圧ＶOUT を入力電圧ＶINより更
に垂下させて、出力電流ＩOUT を更に抑制する。ここで
第２スイッチＳ2 オン時（オフの直前）の第１スイッチ
Ｓ1 の時比率ｄは、 ｄ＝（ＶOUT −ＶIN）／ＶOUT …(12) となり、第２スイッチＳ2 オフ時（オフ直後）の第１ス
イッチＳ1 の時比率ｄは、 ｄ＝ＶOUT ／（ＶIN＋ＶOUT ） …(13) となる。即ち、第２スイッチＳ2 オン時及びオフ時の前
記第１スイッチＳ1 の時比率ｄは入力電圧ＶINが低い程
大きくなる。
ＶOUT が垂下し、分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧
が入力電圧ＶINに比例する基準電圧ＥV に達したとき信
号を出力して、第２スイッチＳ2 をオフさせる。次に第
２スイッチＳ2 をオフさせた状態で、第１スイッチをオ
ン，オフ制御して出力電圧ＶOUT を入力電圧ＶINより更
に垂下させて、出力電流ＩOUT を更に抑制する。ここで
第２スイッチＳ2 オン時（オフの直前）の第１スイッチ
Ｓ1 の時比率ｄは、 ｄ＝（ＶOUT −ＶIN）／ＶOUT …(12) となり、第２スイッチＳ2 オフ時（オフ直後）の第１ス
イッチＳ1 の時比率ｄは、 ｄ＝ＶOUT ／（ＶIN＋ＶOUT ） …(13) となる。即ち、第２スイッチＳ2 オン時及びオフ時の前
記第１スイッチＳ1 の時比率ｄは入力電圧ＶINが低い程
大きくなる。
【００４８】例えば入力電圧ＶINが 4.5〜9.5 Ｖの範囲
で変動するような定格出力電圧12ＶのDC−DCコンバータ
では、入力電圧ＶIN（最大値）＝9.5 Ｖになった場合、
過電流にて出力電圧ＶOUT が垂下してＶOUT ＝11Ｖにな
った時に分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧がＥV に
なるようにｒ5 とｒ6 の値を設定すると、入力電圧Ｖ IN
（最小値）＝4.5 Ｖになった場合には、出力電圧ＶOUT
が垂下してＶOUT ＝ 5.2Ｖになった時に分圧抵抗ｒ3 と
ｒ4 との接続部の電圧がＥV となり、このような条件で
の第１スイッチＳ1 の時比率ｄは表１に示す如くなっ
た。
で変動するような定格出力電圧12ＶのDC−DCコンバータ
では、入力電圧ＶIN（最大値）＝9.5 Ｖになった場合、
過電流にて出力電圧ＶOUT が垂下してＶOUT ＝11Ｖにな
った時に分圧抵抗ｒ3 とｒ4 との接続部の電圧がＥV に
なるようにｒ5 とｒ6 の値を設定すると、入力電圧Ｖ IN
（最小値）＝4.5 Ｖになった場合には、出力電圧ＶOUT
が垂下してＶOUT ＝ 5.2Ｖになった時に分圧抵抗ｒ3 と
ｒ4 との接続部の電圧がＥV となり、このような条件で
の第１スイッチＳ1 の時比率ｄは表１に示す如くなっ
た。
【００４９】
【表１】
【００５０】一方、図２に示したDC−DCコンバータのよ
うに、基準電圧ＥS を11Ｖに固定している場合の第１ス
イッチＳ1 の時比率ｄは表２に示す如くなった。
うに、基準電圧ＥS を11Ｖに固定している場合の第１ス
イッチＳ1 の時比率ｄは表２に示す如くなった。
【００５１】
【表２】
【００５２】したがって、表１と表２とを比較すれば明
らかなように、第４の発明のDC−DCコンバータは、入力
電圧4.5 Ｖのときには、第２スイッチＳ2 オフ直後の第
１スイッチＳ1 の時比率ｄが小さくなる。また第２スイ
ッチＳ2 オフ直後の第１スイッチＳ1 の時比率ｄは入力
電圧ＶINの高，低に関係なく一定になる。そのため、こ
のように入力電圧ＶINに比例して比較器12の基準電圧Ｅ
V を変化させれば、第２スイッチＳ2 のオフ直後の第１
スイッチＳ1 の時比率ｄを小さくできて出力電流ＩOUT
を抑制しインダクタＬ1 及び第２スイッチＳ2 に与える
ストレスを軽減できて、その信頼性を高めることができ
る。
らかなように、第４の発明のDC−DCコンバータは、入力
電圧4.5 Ｖのときには、第２スイッチＳ2 オフ直後の第
１スイッチＳ1 の時比率ｄが小さくなる。また第２スイ
ッチＳ2 オフ直後の第１スイッチＳ1 の時比率ｄは入力
電圧ＶINの高，低に関係なく一定になる。そのため、こ
のように入力電圧ＶINに比例して比較器12の基準電圧Ｅ
V を変化させれば、第２スイッチＳ2 のオフ直後の第１
スイッチＳ1 の時比率ｄを小さくできて出力電流ＩOUT
を抑制しインダクタＬ1 及び第２スイッチＳ2 に与える
ストレスを軽減できて、その信頼性を高めることができ
る。
【００５３】
【発明の効果】以上詳述したように第１の発明によれば
フライバックトランスを用いなくても、垂下型過電流保
護機能を備えることにより過大な出力電流を大幅に制限
でき、しかもフライバックトランスを用いないから小型
で電力変換効率が高いDC−DCコンバータを提供できる。
第２の発明及び第３の発明によれば、フライバックトラ
ンスを用いず垂下型過電流保護機能を備えるDC−DCコン
バータにおいて、過大な出力電流を大幅に制限できる過
電流保護方法を提供できる。第４の発明によれば、直流
電源の電圧が大幅に低下した場合でも第２スイッチのオ
フ直後の第１スイッチＳ1 の時比率を小さくできるDC−
DCコンバータを提供できる。第５の発明によれば直流電
源の電圧が低下しているときに第２スイッチをオフさせ
ても第２スイッチを過電流から保護できる過電流保護方
法を提供できる等の優れた効果を奏する。
フライバックトランスを用いなくても、垂下型過電流保
護機能を備えることにより過大な出力電流を大幅に制限
でき、しかもフライバックトランスを用いないから小型
で電力変換効率が高いDC−DCコンバータを提供できる。
第２の発明及び第３の発明によれば、フライバックトラ
ンスを用いず垂下型過電流保護機能を備えるDC−DCコン
バータにおいて、過大な出力電流を大幅に制限できる過
電流保護方法を提供できる。第４の発明によれば、直流
電源の電圧が大幅に低下した場合でも第２スイッチのオ
フ直後の第１スイッチＳ1 の時比率を小さくできるDC−
DCコンバータを提供できる。第５の発明によれば直流電
源の電圧が低下しているときに第２スイッチをオフさせ
ても第２スイッチを過電流から保護できる過電流保護方
法を提供できる等の優れた効果を奏する。
【図１】第１の発明に係るDC−DCコンバータの回路図で
ある。
ある。
【図２】第１の発明に係るDC−DCコンバータの実回路図
である。
である。
【図３】出力電圧の垂下特性図である。
【図４】第１の発明及び第２の発明に係るDC−DCコンバ
ータの等価回路図である。
ータの等価回路図である。
【図５】第１の発明及び第２の発明に係るDC−DCコンバ
ータの等価回路図である。
ータの等価回路図である。
【図６】第３の発明に係る過電流保護方法を説明するた
めのDC−DCコンバータの回路図である。
めのDC−DCコンバータの回路図である。
【図７】出力電圧の垂下特性図である。
【図８】第４の発明に係るDC−DCコンバータの実回路図
である。
である。
【図９】従来のDC−DCコンバータの要部の回路図であ
る。
る。
【図１０】スイッチをオン，オフ制御するパルスの波形
図である。
図である。
【図１１】フライバックトランスを用いた従来のDC−DC
コンバータの要部の回路図である。
コンバータの要部の回路図である。
Ｅ 直流電源 Ｓ1 第１スイッチ Ｓ2 第２スイッチ Ｄ1 第１ダイオード Ｄ2 第２ダイオード Ｌ1 平滑用インダクタ Ｌ2 インダクタ Ｃ1 コンデンサ Ｃ0 平滑用コンデンサ ＲL 負荷
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と接続すべき第１スイッチおよ
びインダクタの直列回路と、前記第１スイッチに並列接
続された第２スイッチ及びコンデンサの直列回路と、前
記コンデンサ及び前記インダクタの直列回路に並列接続
された平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回
路と、前記平滑用コンデンサに接続する負荷への出力電
流に応じて第１スイッチをオン，オフ制御する手段と、
前記負荷へ与える出力電圧に応じて第２スイッチをオ
ン，オフ制御する手段とを備えることを特徴とするDC−
DCコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載のDC−DCコンバータの過
電流保護方法であって、前記第２スイッチをオンさせた
状態で第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂
下させ、出力電圧が所定値に達した場合に、第２スイッ
チをオフにし、第２スイッチをオフさせた状態で第１ス
イッチをオン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させ
ることを特徴とするDC−DCコンバータの過電流保護方
法。 - 【請求項３】 請求項１に記載のDC−DCコンバータの過
電流保護方法であって、前記第２スイッチをオンさせた
状態で第１スイッチをオン，オフ制御して出力電圧を垂
下させ、出力電流が所定値に達した場合に、第１スイッ
チをオフにし、第１スイッチをオフさせた状態で第２ス
イッチをオン，オフ制御して、出力電圧を更に垂下させ
ることを特徴とするDC−DCコンバータの過電流保護方
法。 - 【請求項４】 直流電源と接続すべき第１スイッチ及び
インダクタの直列回路と、前記第１スイッチに並列接続
された第２スイッチ及びコンデンサの直列回路と、前記
コンデンサ及び前記インダクタの直列回路に並列接続さ
れた平滑用インダクタ及び平滑用コンデンサの直列回路
と、前記平滑用コンデンサに接続する負荷への出力電流
に応じて第１スイッチをオン，オフ制御する手段と、前
記直流電源の電圧に比例した所定電圧に達したときに第
２スイッチをオフする手段とを備えることを特徴とする
DC−DCコンバータ。 - 【請求項５】 請求項４に記載のDC−DCコンバータの過
電流保護方法において、前記第２スイッチをオンさせた
状態で前記第１スイッチをオン，オフ制御して、負荷へ
与える出力電圧を垂下させ、出力電圧が、直流電源の電
圧に比例した所定電圧に達した場合に、第２スイッチを
オフにし、第２スイッチをオフさせた状態で第１スイッ
チをオン，オフ制御して出力電圧を更に垂下させること
を特徴とするDC−DCコンバータの過電流保護方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10218192A JPH05130769A (ja) | 1991-06-19 | 1992-03-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその過電流保護方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3-176114 | 1991-06-19 | ||
| JP17611491 | 1991-06-19 | ||
| JP10218192A JPH05130769A (ja) | 1991-06-19 | 1992-03-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその過電流保護方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05130769A true JPH05130769A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=26442914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10218192A Pending JPH05130769A (ja) | 1991-06-19 | 1992-03-26 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその過電流保護方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05130769A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100434148B1 (ko) * | 2002-03-05 | 2004-06-04 | 엘지산전 주식회사 | 입력 과전압 보호 기능이 있는 전력변환시스템의 정류회로 |
| JP2006311689A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Toyota Industries Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
-
1992
- 1992-03-26 JP JP10218192A patent/JPH05130769A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100434148B1 (ko) * | 2002-03-05 | 2004-06-04 | 엘지산전 주식회사 | 입력 과전압 보호 기능이 있는 전력변환시스템의 정류회로 |
| JP2006311689A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Toyota Industries Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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