JPS6219104Y2 - - Google Patents
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- JPS6219104Y2 JPS6219104Y2 JP11807881U JP11807881U JPS6219104Y2 JP S6219104 Y2 JPS6219104 Y2 JP S6219104Y2 JP 11807881 U JP11807881 U JP 11807881U JP 11807881 U JP11807881 U JP 11807881U JP S6219104 Y2 JPS6219104 Y2 JP S6219104Y2
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- Japan
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- transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 16
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は直流変換装置等に於いてトランスの飽
和を防止するためのリセツト回路に関するもので
ある。
和を防止するためのリセツト回路に関するもので
ある。
従来のトランジスタコンバータを第1図を参照
して説明すると、直流電源1に出力トランス2の
1次巻線3が接続され、この1次巻線3にスイツ
チング素子としてトランジスタ4が直列に接続さ
れ、トランジスタ2の2次巻線5には整流ダイオ
ード6から成る整流回路7が接続され、この整流
回路7の出力段にはダイオード8とリアクトル9
とコンデンサ10とから成る平滑回路11を介し
て負荷12が接続されている。13は直流出力電
圧を一定に制御するためのトランジスタ4の制御
回路であり、出力電圧と基準電圧源14の基準電
圧との誤差出力電圧を得るための誤差増幅回路1
5と、トランジスタ4のオン・オフ周期と同一の
周期で三角波を発生する三角波発生回路16と、
三角波と誤差出力電圧とを比較する電圧コンパレ
ータ17と、コンパレータ17の出力に対応する
トランジスタ4のベース駆動信号を発生する駆動
回路18とから成る。トランス1次巻線3に整流
ダイオード19を介して並列接続された抵抗20
はトランス3のリセツトを行うものであり、この
抵抗20に並列接続されたコンデンサ21はスパ
イク電圧を除去するものである。
して説明すると、直流電源1に出力トランス2の
1次巻線3が接続され、この1次巻線3にスイツ
チング素子としてトランジスタ4が直列に接続さ
れ、トランジスタ2の2次巻線5には整流ダイオ
ード6から成る整流回路7が接続され、この整流
回路7の出力段にはダイオード8とリアクトル9
とコンデンサ10とから成る平滑回路11を介し
て負荷12が接続されている。13は直流出力電
圧を一定に制御するためのトランジスタ4の制御
回路であり、出力電圧と基準電圧源14の基準電
圧との誤差出力電圧を得るための誤差増幅回路1
5と、トランジスタ4のオン・オフ周期と同一の
周期で三角波を発生する三角波発生回路16と、
三角波と誤差出力電圧とを比較する電圧コンパレ
ータ17と、コンパレータ17の出力に対応する
トランジスタ4のベース駆動信号を発生する駆動
回路18とから成る。トランス1次巻線3に整流
ダイオード19を介して並列接続された抵抗20
はトランス3のリセツトを行うものであり、この
抵抗20に並列接続されたコンデンサ21はスパ
イク電圧を除去するものである。
このように構成されたコンバータのトランジス
タ4を第2図のt1〜t2区間でオン駆動すると、電
源1の電圧が1次巻線3に印加され、これに対応
した電圧が2次巻線5に生じ、整流回路7及び平
滑回路11を介して負荷12に供給される。第2
図でt2時点でトランジスタ4のベース駆動信号が
消滅してトランジスタ4がオフに転換すると、ト
ランジスタ4のオン期間にトランス2に蓄えられ
ていたエネルギが1次巻線3と整流ダイオード1
9と抵抗20とから成る閉回路で消費され、第2
図Aに示すトランジスタ4のコレクタエミツタ間
電圧VBEが上昇するのが制限されると共に、トラ
ンス2が磁気的にリセツトされる。トランジスタ
4のオフ期間に於けるリセツト電圧VRの発生期
間はt2〜t3であり、トランス2がリセツトされた
後には電源1の電圧VINがトランジスタ4に印加
される。
タ4を第2図のt1〜t2区間でオン駆動すると、電
源1の電圧が1次巻線3に印加され、これに対応
した電圧が2次巻線5に生じ、整流回路7及び平
滑回路11を介して負荷12に供給される。第2
図でt2時点でトランジスタ4のベース駆動信号が
消滅してトランジスタ4がオフに転換すると、ト
ランジスタ4のオン期間にトランス2に蓄えられ
ていたエネルギが1次巻線3と整流ダイオード1
9と抵抗20とから成る閉回路で消費され、第2
図Aに示すトランジスタ4のコレクタエミツタ間
電圧VBEが上昇するのが制限されると共に、トラ
ンス2が磁気的にリセツトされる。トランジスタ
4のオフ期間に於けるリセツト電圧VRの発生期
間はt2〜t3であり、トランス2がリセツトされた
後には電源1の電圧VINがトランジスタ4に印加
される。
尚、定常動作状態でのリセツト電圧VRは次式
で表わすことが出来る。
で表わすことが出来る。
但し、Lはトランス2の励磁インダクタンス、
Rはリセツト回路の抵抗、TONはトランジスタ4
のオン期間、TOFFはトランジスタ4のオフ期
間、VINは入力電圧(電源電圧)である。
Rはリセツト回路の抵抗、TONはトランジスタ4
のオン期間、TOFFはトランジスタ4のオフ期
間、VINは入力電圧(電源電圧)である。
そして、トランス2を飽和させないためには、
次の関係を満足させなければならない。
次の関係を満足させなければならない。
VR×TR=VIN×TON
TR≦TOFF
但し、TRはリセツト電圧の印加時間である。
ところで、第1図の回路に於いて、負荷電流I
Lの変動が少ない場合には、上記条件が満足さ
れ、1周期ごとにトランス2がリセツトされる。
従つて、トランス2の飽和が生じない。しかし、
トランジスタ4の耐圧を考慮してリセツト電圧が
低く制限されている場合に於いて、負荷電流IL
が小さい状態から急激に大きい状態になると、十
分なリセツト電圧を得ることが不可能になり、ト
ランス2が飽和してトランジスタ4のコレクタ電
流ICが大きくなり、トランジスタ4の破壊又は
劣化が生じる。即ち、第2図Dに示す負荷電流I
Lが小さいt4〜t9期間ではトランジスタ4のオン時
間(t7〜t8)が短かくなり、トランス2に蓄えられ
るエネルギも少なくなるので、リセツト電圧VR
も低くなる。このため、コンデンサ21の充電電
圧も当然低くなる。次に、t9以後に於いて負荷電
流ILが増大したためにトランジスタ4のオン時
間TONがt9〜t10に示すように長くなると、トラン
ス2をリセツトするために高い電圧が要求され
る。t9〜t10時間でトランス2に比較的大きなエネ
ルギが蓄えられているが、スパイク電圧除去用コ
ンデンサ21が設けられているために、オン時に
トランス2に蓄えられたエネルギがそのままリセ
ツト電圧として使用されず、コンデンサ21の充
電に使用され、リセツト電圧は徐々に上昇する。
従つて、t10〜t11のオフ期間TOFFにトランス2を
リセツトする電圧がこの時のコレクタ電流ICに
対応した全負荷時リセツト電圧レベルVAよりも
低くなり、トランス2のリセツトが不可能にな
る。即ち、第2図Cに示すB−H曲線から明らか
なように、t9〜t12区間ではB−H曲線が元に戻る
ことが不可能となり、次のt11以後のサイクルで
はリセツトされない状態から動作が始まり、トラ
ンス2が飽和し、第2図Bに示す如くトランジス
タ4のコレクタ電流ICが過大になる。このた
め、従来は電力容量の大きなトランジスタ4を使
用してトランジスタ4の破壊又は劣化を防止する
か、又はトランス2の磁束密度を低く設計した。
従つて、装置が大型且つ高価になつた。
Lの変動が少ない場合には、上記条件が満足さ
れ、1周期ごとにトランス2がリセツトされる。
従つて、トランス2の飽和が生じない。しかし、
トランジスタ4の耐圧を考慮してリセツト電圧が
低く制限されている場合に於いて、負荷電流IL
が小さい状態から急激に大きい状態になると、十
分なリセツト電圧を得ることが不可能になり、ト
ランス2が飽和してトランジスタ4のコレクタ電
流ICが大きくなり、トランジスタ4の破壊又は
劣化が生じる。即ち、第2図Dに示す負荷電流I
Lが小さいt4〜t9期間ではトランジスタ4のオン時
間(t7〜t8)が短かくなり、トランス2に蓄えられ
るエネルギも少なくなるので、リセツト電圧VR
も低くなる。このため、コンデンサ21の充電電
圧も当然低くなる。次に、t9以後に於いて負荷電
流ILが増大したためにトランジスタ4のオン時
間TONがt9〜t10に示すように長くなると、トラン
ス2をリセツトするために高い電圧が要求され
る。t9〜t10時間でトランス2に比較的大きなエネ
ルギが蓄えられているが、スパイク電圧除去用コ
ンデンサ21が設けられているために、オン時に
トランス2に蓄えられたエネルギがそのままリセ
ツト電圧として使用されず、コンデンサ21の充
電に使用され、リセツト電圧は徐々に上昇する。
従つて、t10〜t11のオフ期間TOFFにトランス2を
リセツトする電圧がこの時のコレクタ電流ICに
対応した全負荷時リセツト電圧レベルVAよりも
低くなり、トランス2のリセツトが不可能にな
る。即ち、第2図Cに示すB−H曲線から明らか
なように、t9〜t12区間ではB−H曲線が元に戻る
ことが不可能となり、次のt11以後のサイクルで
はリセツトされない状態から動作が始まり、トラ
ンス2が飽和し、第2図Bに示す如くトランジス
タ4のコレクタ電流ICが過大になる。このた
め、従来は電力容量の大きなトランジスタ4を使
用してトランジスタ4の破壊又は劣化を防止する
か、又はトランス2の磁束密度を低く設計した。
従つて、装置が大型且つ高価になつた。
そこで、本考案の目的はトランスの飽和を阻止
することが可能なリセツト回路を提供することに
ある。
することが可能なリセツト回路を提供することに
ある。
上記目的を達成するための本考案は、直流電圧
が断続的に印加されるトランスの巻線に並列接続
された整流ダイオードとコンデンサとから成る直
列回路と、前記コンデンサに並列接続され且つ全
負荷又は最大負荷時に要求されるリセツト電圧に
ほぼ等しい電圧を得るように設定された定電圧化
回路とから成るトランスのリセツト回路に係わる
ものである。
が断続的に印加されるトランスの巻線に並列接続
された整流ダイオードとコンデンサとから成る直
列回路と、前記コンデンサに並列接続され且つ全
負荷又は最大負荷時に要求されるリセツト電圧に
ほぼ等しい電圧を得るように設定された定電圧化
回路とから成るトランスのリセツト回路に係わる
ものである。
上記本考案によれば、巻線に対する直流電圧の
印加時間即ち負荷が変動しても、定電圧化回路の
働きで常にほぼ一定のリセツト電圧を得ることが
出来る。従つて、軽負荷時であつても、コンデン
サにほぼ一定の電圧が充電され、負荷が急激に増
大しても、リセツト電圧の低下が実質的に生じな
い。このため、リセツトを確実に行うことが可能
になる。また、リセツト電圧がほぼ一定に制限さ
れるため、巻線に接続される回路に印加される電
圧を制限され、トランスを含む装置の小型化、低
コスト化が可能になる。
印加時間即ち負荷が変動しても、定電圧化回路の
働きで常にほぼ一定のリセツト電圧を得ることが
出来る。従つて、軽負荷時であつても、コンデン
サにほぼ一定の電圧が充電され、負荷が急激に増
大しても、リセツト電圧の低下が実質的に生じな
い。このため、リセツトを確実に行うことが可能
になる。また、リセツト電圧がほぼ一定に制限さ
れるため、巻線に接続される回路に印加される電
圧を制限され、トランスを含む装置の小型化、低
コスト化が可能になる。
以下、第3図を参照して本考案の実施例に係わ
る直流変換装置について述べる。但し、第3図で
符号1〜21で示すものは第1図で同一符号で示
すものと実質的に同一であるので、その説明を省
略する。
る直流変換装置について述べる。但し、第3図で
符号1〜21で示すものは第1図で同一符号で示
すものと実質的に同一であるので、その説明を省
略する。
本実施例の直流変換装置では、定電圧化回路2
2がスパイク電圧除去用コンデンサ21に並列接
続されている。この定電圧化回路22は、コンデ
ンサ21に並列接続された、第1の抵抗R1とツ
エナーダイオードZDと第2の抵抗R2とから成る
直列回路と、同様にコンデンサ21に第3の抵抗
を介して並列接続されたトランジスタQ1とから
成る。尚トランジスタQ1のベースは第1の抵抗
R1とツエナーダイオードZDとの間に接続され、
エミツタは巻線3の一端に接続され、コレクタは
第3の抵抗R3に接続されている。またツエナー
ダイオードZDは整流ダイオード19の順方向導
通に応答して導通する方向性を有して接続されて
いる。また、定電圧化回路22は、全負荷の時に
要求されるリセツト電圧とほぼ等しい電圧を得る
ように設定されている。
2がスパイク電圧除去用コンデンサ21に並列接
続されている。この定電圧化回路22は、コンデ
ンサ21に並列接続された、第1の抵抗R1とツ
エナーダイオードZDと第2の抵抗R2とから成る
直列回路と、同様にコンデンサ21に第3の抵抗
を介して並列接続されたトランジスタQ1とから
成る。尚トランジスタQ1のベースは第1の抵抗
R1とツエナーダイオードZDとの間に接続され、
エミツタは巻線3の一端に接続され、コレクタは
第3の抵抗R3に接続されている。またツエナー
ダイオードZDは整流ダイオード19の順方向導
通に応答して導通する方向性を有して接続されて
いる。また、定電圧化回路22は、全負荷の時に
要求されるリセツト電圧とほぼ等しい電圧を得る
ように設定されている。
上述の回路に於いて、トランジスタ4のオン期
間TONが短い場合即ち軽負荷時には、巻線3のフ
ライバツク電圧が低いので、ツエナーダイオード
ZDが導通しない。このため、トランジスタQ1が
オフに保たれ、トランジスタQ1のコレクタエミ
ツタ間の抵抗RCEが大きい。従つて、トランジス
タQ1の抵抗RCEと第3の抵抗R3との和から成る
リセツト抵抗20即ち(1)式のRが大きくなり、全
負荷で要求されるリセツト電圧にほぼ等しい電圧
VRが発生する。この結果、軽負荷であつても、
コンデンサ21に高い電圧を充電することが可能
になる。
間TONが短い場合即ち軽負荷時には、巻線3のフ
ライバツク電圧が低いので、ツエナーダイオード
ZDが導通しない。このため、トランジスタQ1が
オフに保たれ、トランジスタQ1のコレクタエミ
ツタ間の抵抗RCEが大きい。従つて、トランジス
タQ1の抵抗RCEと第3の抵抗R3との和から成る
リセツト抵抗20即ち(1)式のRが大きくなり、全
負荷で要求されるリセツト電圧にほぼ等しい電圧
VRが発生する。この結果、軽負荷であつても、
コンデンサ21に高い電圧を充電することが可能
になる。
一方、トランジスタ4のオン期間TONが長い場
合即ち重負荷時には、巻線3のフライバツク電圧
が上昇し、ツエナーダイオードZDが導通し、ト
ランジスタQ1のベース電流が電圧に応じて増大
し、トランジスタQ1のコレクタエミツタ間抵抗
RCEは低下する。即ち、(1)式のリセツト抵抗Rが
低下する。この結果、トランジスタ4のオン期間
TONが長くなつてもリセツト電圧VRがほぼ全負
荷時リセツト電圧に制限される。
合即ち重負荷時には、巻線3のフライバツク電圧
が上昇し、ツエナーダイオードZDが導通し、ト
ランジスタQ1のベース電流が電圧に応じて増大
し、トランジスタQ1のコレクタエミツタ間抵抗
RCEは低下する。即ち、(1)式のリセツト抵抗Rが
低下する。この結果、トランジスタ4のオン期間
TONが長くなつてもリセツト電圧VRがほぼ全負
荷時リセツト電圧に制限される。
上述から明らかなように、本実施例によれば、
軽負荷時に於いても、定電圧化回路22の働きで
ほぼ全負荷時リセツト電圧が得られているので、
コンデンサ21も常にほぼ全負荷時リセツト電圧
に充電された状態に保たれる。従つて、軽負荷か
ら重負荷に急激に変化した場合に、過渡的にリセ
ツト電圧が低下し、リセツト不能になるような事
態が生じない。
軽負荷時に於いても、定電圧化回路22の働きで
ほぼ全負荷時リセツト電圧が得られているので、
コンデンサ21も常にほぼ全負荷時リセツト電圧
に充電された状態に保たれる。従つて、軽負荷か
ら重負荷に急激に変化した場合に、過渡的にリセ
ツト電圧が低下し、リセツト不能になるような事
態が生じない。
また、リセツト電圧がほぼ一定に制限されるた
めに、トランジスタ4に高電圧が印加される恐れ
がなくなり、低耐圧のトランジスタ4を使用する
ことが可能になる。
めに、トランジスタ4に高電圧が印加される恐れ
がなくなり、低耐圧のトランジスタ4を使用する
ことが可能になる。
以上、本考案の実施例について述べたが、本考
案はこれに限定されるものでなく、本考案の技術
的思想に基づいて更に変形可能なものである。例
えば、第4図に示すように、ツエナーダイオード
ZDと抵抗Rとから成る定電圧化回路22を接続
しても、ほぼ一定のリセツト電圧を得ることが出
来る。また、直流変換装置以外のトランスのリセ
ツトにも適用可能である。また定電圧化回路22
で設定するリセツト電圧を最大負荷時のリセツト
電圧に対応させてもよい。
案はこれに限定されるものでなく、本考案の技術
的思想に基づいて更に変形可能なものである。例
えば、第4図に示すように、ツエナーダイオード
ZDと抵抗Rとから成る定電圧化回路22を接続
しても、ほぼ一定のリセツト電圧を得ることが出
来る。また、直流変換装置以外のトランスのリセ
ツトにも適用可能である。また定電圧化回路22
で設定するリセツト電圧を最大負荷時のリセツト
電圧に対応させてもよい。
第1図は従来の直流変換装置を示す回路図、第
2図は第1図の各部の状態を示す波形図、第3図
は本考案の実施例に係わる直流変換装置を示す回
路図である。第4図は変形例に係わるリセツト回
路を示す回路図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、1は直
流電源、2はトランス、3は1次巻線、4はトラ
ンジスタ、19は整流ダイオード、20は抵抗、
21はコンデンサ、22は定電圧化回路である。
2図は第1図の各部の状態を示す波形図、第3図
は本考案の実施例に係わる直流変換装置を示す回
路図である。第4図は変形例に係わるリセツト回
路を示す回路図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、1は直
流電源、2はトランス、3は1次巻線、4はトラ
ンジスタ、19は整流ダイオード、20は抵抗、
21はコンデンサ、22は定電圧化回路である。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 直流電圧が断続的に印加されるトランスの巻
線に並列接続された整流ダイオードとコンデン
サとから成る直列回路と、 前記コンデンサに並列接続され且つ全負荷又
は最大負荷時に要求されるリセツト電圧にほぼ
等しい電圧を得るように設定された定電圧化回
路とから成るトランスのリセツト回路。 (2) 前記定電圧化回路は、前記コンデンサに並列
接続された第1の抵抗とツエナーダイオードと
第2の抵抗とから成る直列回路と、前記コンデ
ンサに第3の抵抗を介して並列接続され且つそ
のベースが前記第1の抵抗と前記ツエナダイオ
ードとの間に接続されたトランジスタとから成
るトランジスタ定電圧化回路である実用新案登
録請求の範囲第1項記載のトランスのリセツト
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11807881U JPS5825581U (ja) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | トランスのリセツト回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11807881U JPS5825581U (ja) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | トランスのリセツト回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5825581U JPS5825581U (ja) | 1983-02-18 |
JPS6219104Y2 true JPS6219104Y2 (ja) | 1987-05-15 |
Family
ID=29912219
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11807881U Granted JPS5825581U (ja) | 1981-08-07 | 1981-08-07 | トランスのリセツト回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5825581U (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BR8407187A (pt) * | 1983-11-23 | 1985-11-05 | Rocco Noschese | Conjunto conetor de painel de circuito de baixa forca de insercao |
JPH0797901B2 (ja) * | 1985-06-26 | 1995-10-18 | ティーディーケイ株式会社 | スイツチング電源 |
US8279636B2 (en) * | 2008-09-19 | 2012-10-02 | Power Integrations, Inc. | Flyback converter with forward converter reset clamp |
-
1981
- 1981-08-07 JP JP11807881U patent/JPS5825581U/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5825581U (ja) | 1983-02-18 |
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