JP2672333B2 - 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 概要 定電流源を入力源とし、一定電圧を出力する定電流入
力型DC/DCコンバータに関し、 軽負荷時の入力電圧の上昇を抑えて電力変換効率を向
上させることを目的とし、 トランスの一次巻線側に定電流源を接続し、二次巻線
側に整流平滑回路を接続して、スイッチング・トランジ
スタのオン・オフにより一次巻線へ印加する入力電圧の
パルス幅を制御して一定の出力電圧を得る定電流入力型
DC/DCコンバータにおいて、定電流源の一端にコイルを
接続し、一次巻線の一端に第１ダイオードのカソードを
接続し、該第１ダイオードのアノードと前記コイルを接
続し、一次巻線の他端にスイッチング・トランジスタの
コレクタと第２ダイオードのカソードを接続し、該第２
ダイオードのアノードと第１ダイオードのアノードを接
続し、第１ダイオードのカソードとスイッチング・トラ
ンジスタのエミッタの間にコンデンサを接続し、さら
に、トランスの磁束をリセットする磁束リセット回路を
設け、スイッチング・トランジスタがオンのとき、コン
デンサに蓄えたエネルギを一次巻線に印加するように構
成する。
力型DC/DCコンバータに関し、 軽負荷時の入力電圧の上昇を抑えて電力変換効率を向
上させることを目的とし、 トランスの一次巻線側に定電流源を接続し、二次巻線
側に整流平滑回路を接続して、スイッチング・トランジ
スタのオン・オフにより一次巻線へ印加する入力電圧の
パルス幅を制御して一定の出力電圧を得る定電流入力型
DC/DCコンバータにおいて、定電流源の一端にコイルを
接続し、一次巻線の一端に第１ダイオードのカソードを
接続し、該第１ダイオードのアノードと前記コイルを接
続し、一次巻線の他端にスイッチング・トランジスタの
コレクタと第２ダイオードのカソードを接続し、該第２
ダイオードのアノードと第１ダイオードのアノードを接
続し、第１ダイオードのカソードとスイッチング・トラ
ンジスタのエミッタの間にコンデンサを接続し、さら
に、トランスの磁束をリセットする磁束リセット回路を
設け、スイッチング・トランジスタがオンのとき、コン
デンサに蓄えたエネルギを一次巻線に印加するように構
成する。
産業上の利用分野 本発明は定電流源を入力源とし、一定電圧を出力する
定電流入力型DC/DCコンバータに関する。
定電流入力型DC/DCコンバータに関する。
直流電源を必要とすることの多い通信装置等でのDC/D
Cコンバータは、必要不可欠の電源となっている。一般
に、DC/DCコンバータは、入力した電圧を電源トランス
等により必要な値へ変換し、そして整流平滑回路でリッ
プル分の少ない直流電圧に直してから機器へ供給するよ
うになっている。DC/DCコンバータの入力源に定電流源
を使用する場合、その定電流源は高電圧であるが、電源
トランス等を用いることにより出力側と絶縁されて、感
電の危険性はない。
Cコンバータは、必要不可欠の電源となっている。一般
に、DC/DCコンバータは、入力した電圧を電源トランス
等により必要な値へ変換し、そして整流平滑回路でリッ
プル分の少ない直流電圧に直してから機器へ供給するよ
うになっている。DC/DCコンバータの入力源に定電流源
を使用する場合、その定電流源は高電圧であるが、電源
トランス等を用いることにより出力側と絶縁されて、感
電の危険性はない。
また、電子機器の小型化が推進されてきている中で、
DC/DCコンバータ等を始めとする電源装置もさらに小型
化、高効率化を行うことが要望されている。
DC/DCコンバータ等を始めとする電源装置もさらに小型
化、高効率化を行うことが要望されている。
従来の技術 第７図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータの回路
図を示している。
図を示している。
10は定電流源、13は負荷、15は制御回路、16はシャン
ト回路、TR1はスイッチング・トランジスタ、C2、C3は
コンデンサ、D6はダイオード、R3は抵抗である。一次巻
線N1、二次巻線N2によりトランスT4が構成されており、
それぞれの巻線は逆方向に巻回されている。定電流源10
は高電圧となるが、低電圧の出力側とは、トランスT4に
より絶縁されている。制御回路15もフォトカプラー等
（図示せず）を用いて入力側と出力側が絶縁されてい
る。また、本回路はスイッチング・トランジスタTR1が
オフのときに出力側へ電力を送出するフライバック方式
DC/DCコンバータである。
ト回路、TR1はスイッチング・トランジスタ、C2、C3は
コンデンサ、D6はダイオード、R3は抵抗である。一次巻
線N1、二次巻線N2によりトランスT4が構成されており、
それぞれの巻線は逆方向に巻回されている。定電流源10
は高電圧となるが、低電圧の出力側とは、トランスT4に
より絶縁されている。制御回路15もフォトカプラー等
（図示せず）を用いて入力側と出力側が絶縁されてい
る。また、本回路はスイッチング・トランジスタTR1が
オフのときに出力側へ電力を送出するフライバック方式
DC/DCコンバータである。
出力電圧E0の変動は抵抗R3で検出され、制御回路15へ
送出される。制御回路15はその変動に応じてスイッチン
グ・トランジスタTR1のオン・オフ時間を制御するよう
になっている。トランスT4からの出力は、ダイオードD6
とコンデンサC3により整流平滑されて、負荷13へ送出さ
れる。
送出される。制御回路15はその変動に応じてスイッチン
グ・トランジスタTR1のオン・オフ時間を制御するよう
になっている。トランスT4からの出力は、ダイオードD6
とコンデンサC3により整流平滑されて、負荷13へ送出さ
れる。
スイッチング・トランジスタTR1がオンのとき、トラ
ンスT4の各巻線に発生する電圧の極性は図示のようにな
り、ダイオードD6はオフ状態で負荷13へ電力は送出され
ず、トランスT4にエネルギが蓄積される。スイッチング
・トランジスタTR1がオンからオフへ切り換わると、ト
ランスT4の励磁エネルギによる逆起電力で、各巻線の極
性が反転し、ダイオードD6がオン状態となり、トランス
T4に蓄積されたエネルギが負荷13へ送出される。また、
入力源が定電流源であるため、スイッチング・トランジ
スタTR1がオフ時は、シャント回路16へ電流ISを流して
いる。
ンスT4の各巻線に発生する電圧の極性は図示のようにな
り、ダイオードD6はオフ状態で負荷13へ電力は送出され
ず、トランスT4にエネルギが蓄積される。スイッチング
・トランジスタTR1がオンからオフへ切り換わると、ト
ランスT4の励磁エネルギによる逆起電力で、各巻線の極
性が反転し、ダイオードD6がオン状態となり、トランス
T4に蓄積されたエネルギが負荷13へ送出される。また、
入力源が定電流源であるため、スイッチング・トランジ
スタTR1がオフ時は、シャント回路16へ電流ISを流して
いる。
出力電圧E0を一定に保つため、制御回路15は、スイッ
チング・トランジスタTR1のベースへ送出するパルスの
デューティ比Ｄを変化させる。そして、出力電圧E0は、 E0＝Ei・D/（１−Ｄ） （Ei:コンデンサC2の両端電圧） となり、コンデンサC2の両端電圧（入力電圧）Eiが一定
のとき、デューティ比Ｄを大きくすると出力電圧E0も大
きくなる。
チング・トランジスタTR1のベースへ送出するパルスの
デューティ比Ｄを変化させる。そして、出力電圧E0は、 E0＝Ei・D/（１−Ｄ） （Ei:コンデンサC2の両端電圧） となり、コンデンサC2の両端電圧（入力電圧）Eiが一定
のとき、デューティ比Ｄを大きくすると出力電圧E0も大
きくなる。
第８図は第７図の回路による出力特性図を示してい
る。
る。
負荷13が、軽負荷時（負荷電流E0減少）に入力電圧Ei
が高くなると、デューティ比Ｄが小さくなるため、スイ
ッチング・トランジスタTR1のオフ時間が増える。コン
デンサC2の両端電圧Eiが、このオフ時間に比例して上昇
し、さらに入力電圧Eiが高くなる。このときシャント回
路16へ電流ISを流し入力電圧Eiの上昇を抑える。例え
ば、シャント回路16に抵抗を用いた場合、入力電圧Eiの
最大値は、 Ei＝シャント回路16の抵抗×電流ISの最大値 となる。このように、軽負荷時（I0減少）はシャント回
路16へ電流ISが多く流れ、負荷電流I0が増加すると電流
ISが少なくなり、さらに電流ISが極端に減少すると、出
力電圧E0を一定に保てなくなる。
が高くなると、デューティ比Ｄが小さくなるため、スイ
ッチング・トランジスタTR1のオフ時間が増える。コン
デンサC2の両端電圧Eiが、このオフ時間に比例して上昇
し、さらに入力電圧Eiが高くなる。このときシャント回
路16へ電流ISを流し入力電圧Eiの上昇を抑える。例え
ば、シャント回路16に抵抗を用いた場合、入力電圧Eiの
最大値は、 Ei＝シャント回路16の抵抗×電流ISの最大値 となる。このように、軽負荷時（I0減少）はシャント回
路16へ電流ISが多く流れ、負荷電流I0が増加すると電流
ISが少なくなり、さらに電流ISが極端に減少すると、出
力電圧E0を一定に保てなくなる。
発明が解決しようとする課題 しかし、上述したような従来の定電流入力型DC/DCコ
ンバータでは、入力電圧の上昇をある一定レベルで抑え
るためのシャント回路が設けられており、軽負荷時に
は、シャント回路へ流れる電流が多くなり、シャント回
路での消費電力が増加して、電力変換効率が悪い。そし
て、シャント回路で発生する熱の放熱に要する面積が大
きくなり、DC/DCコンバータの形状が大きくなるという
問題があった。
ンバータでは、入力電圧の上昇をある一定レベルで抑え
るためのシャント回路が設けられており、軽負荷時に
は、シャント回路へ流れる電流が多くなり、シャント回
路での消費電力が増加して、電力変換効率が悪い。そし
て、シャント回路で発生する熱の放熱に要する面積が大
きくなり、DC/DCコンバータの形状が大きくなるという
問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、軽負荷時の入力電圧の上昇を
抑えて電力変換効率を向上させる定電流入力型DC/DCコ
ンバータを提供することである。
その目的とするところは、軽負荷時の入力電圧の上昇を
抑えて電力変換効率を向上させる定電流入力型DC/DCコ
ンバータを提供することである。
課題を解決するための手段 第１図は本発明の原理図である。
トランスT1の一次巻線N1側に定電流源10を接続し、二
次巻線N2側に整流平滑回路11を接続して、スイッチング
・トランジスタTR1のオン・オフにより一次巻線N1へ印
加する入力電圧のパルス幅を制御して一定の出力電圧を
得る定電流入力型DC/DCコンバータにおいて、定電流源1
0の一端にコイルL1を接続し、一次巻線N1の一端に第１
ダイオードD1のカソードを接続し、その第１ダイオード
D1のアノードと前記コイルL1を接続する。一次巻線N1の
他端にスイッチング・トランジスタTR1のコレクタと第
２ダイオードD2のカソードを接続し、その第２ダイオー
ドD2のアノードと第１ダイオードD1のアノードを接続
し、第１ダイオードD1のカソードとスイッチング・トラ
ンジスタTR1のエミッタの間にコンデンサC1を接続す
る。
次巻線N2側に整流平滑回路11を接続して、スイッチング
・トランジスタTR1のオン・オフにより一次巻線N1へ印
加する入力電圧のパルス幅を制御して一定の出力電圧を
得る定電流入力型DC/DCコンバータにおいて、定電流源1
0の一端にコイルL1を接続し、一次巻線N1の一端に第１
ダイオードD1のカソードを接続し、その第１ダイオード
D1のアノードと前記コイルL1を接続する。一次巻線N1の
他端にスイッチング・トランジスタTR1のコレクタと第
２ダイオードD2のカソードを接続し、その第２ダイオー
ドD2のアノードと第１ダイオードD1のアノードを接続
し、第１ダイオードD1のカソードとスイッチング・トラ
ンジスタTR1のエミッタの間にコンデンサC1を接続す
る。
さらに、トランスT1の磁束をリセットする磁束リセッ
ト回路12を設け、スイッチング・トランジスタTR1がオ
ンのとき、コンデンサC1に蓄えたエネルギを一次巻線N1
に印加するようにする。
ト回路12を設け、スイッチング・トランジスタTR1がオ
ンのとき、コンデンサC1に蓄えたエネルギを一次巻線N1
に印加するようにする。
作用 本発明によれば、スイッチング・トランジスタTR1が
オンのとき、第２ダイオードD2がオンとなり、定電流源
10の電流によりコイルL1にエネルギが蓄積される。これ
と同時に、コンデンサC1の電荷が一次巻線N1へ放電さ
れ、これによって発生した二次巻線N2の電圧が、整流平
滑回路11を介して負荷13へ送出される。スイッチング・
トランジスタTR1がオフのとき、第２ダイオードがオ
フ、第１ダイオードがオンとなり、コイルL1に蓄えられ
たエネルギは、コンデンサC1へ蓄積される。また、スイ
ッチング・トランジスタTR1のオフ期間に比例して、コ
ンデンサC1の両端電圧が上昇する。スイッチング・トラ
ンジスタTR1がオフのときに、磁束リセット回路12によ
りトランスT1の磁束がリセットされる。
オンのとき、第２ダイオードD2がオンとなり、定電流源
10の電流によりコイルL1にエネルギが蓄積される。これ
と同時に、コンデンサC1の電荷が一次巻線N1へ放電さ
れ、これによって発生した二次巻線N2の電圧が、整流平
滑回路11を介して負荷13へ送出される。スイッチング・
トランジスタTR1がオフのとき、第２ダイオードがオ
フ、第１ダイオードがオンとなり、コイルL1に蓄えられ
たエネルギは、コンデンサC1へ蓄積される。また、スイ
ッチング・トランジスタTR1のオフ期間に比例して、コ
ンデンサC1の両端電圧が上昇する。スイッチング・トラ
ンジスタTR1がオフのときに、磁束リセット回路12によ
りトランスT1の磁束がリセットされる。
負荷13の抵抗をR0、定電流源10の電流をIi、スイッチ
ング・トランジスタTR1のオン・オフのデューティ比を
Ｄとすると、出力電圧E0は、 E0＝（１−Ｄ）・R0Ii となる。電流Ii、抵抗R0を一定として、デューティ比Ｄ
を大きくするとE0は小さくなるため、出力電圧E0は、ス
イッチング・トランジスタTR1のオフ期間に比例する。
ング・トランジスタTR1のオン・オフのデューティ比を
Ｄとすると、出力電圧E0は、 E0＝（１−Ｄ）・R0Ii となる。電流Ii、抵抗R0を一定として、デューティ比Ｄ
を大きくするとE0は小さくなるため、出力電圧E0は、ス
イッチング・トランジスタTR1のオフ期間に比例する。
出力側に接続された負荷13が軽負荷（R0増加）のとき
でも、無駄な電力消費が無いため、電力変換効率が向上
する。
でも、無駄な電力消費が無いため、電力変換効率が向上
する。
実 施 例 以下本発明を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータ
の第１実施例回路図を示している。第７図の従来例と同
一構成部分については、同一符号を付して、その詳細な
説明は省略する。
の第１実施例回路図を示している。第７図の従来例と同
一構成部分については、同一符号を付して、その詳細な
説明は省略する。
第２図で10は定電流源、13は負荷、14は制御回路、L1
はコイル、C1、C2、C3はコンデンサ、TR1はスイッチン
グ・トランジスタ、D3〜D6はダイオード、R1は抵抗であ
る。一次巻線N1、二次巻線N2及びリセット巻線NRにより
トランスT2が構成されている。
はコイル、C1、C2、C3はコンデンサ、TR1はスイッチン
グ・トランジスタ、D3〜D6はダイオード、R1は抵抗であ
る。一次巻線N1、二次巻線N2及びリセット巻線NRにより
トランスT2が構成されている。
定電流源10の両端にコンデンサC2を接続し、その一端
にコイルL1を接続して、コイルL1と一次巻線N1の一端の
間にダイオードD3を接続している。一次巻線N1の他端に
は、スイッチング・トランジスタTR1のコレクタを接続
し、そのコレクタとダイオードD3のアノードの間にダイ
オードD4を接続している。ダイオードD3のカソードとス
イッチング・トランジスタTR1のエミッタ側との間にコ
ンデンサC1を接続し、このコンデンサC1と並列に抵抗R1
を接続している。リセット巻線NRは一次巻線N1側に設け
られており、その一端にダイオードD5を接続している。
にコイルL1を接続して、コイルL1と一次巻線N1の一端の
間にダイオードD3を接続している。一次巻線N1の他端に
は、スイッチング・トランジスタTR1のコレクタを接続
し、そのコレクタとダイオードD3のアノードの間にダイ
オードD4を接続している。ダイオードD3のカソードとス
イッチング・トランジスタTR1のエミッタ側との間にコ
ンデンサC1を接続し、このコンデンサC1と並列に抵抗R1
を接続している。リセット巻線NRは一次巻線N1側に設け
られており、その一端にダイオードD5を接続している。
このように、トランスT2の一次側は、定電流源10によ
るエネルギに、コイルL1に蓄積されたエネルギを重畳さ
せて、二次側へ送出するブースト回路となっている。
るエネルギに、コイルL1に蓄積されたエネルギを重畳さ
せて、二次側へ送出するブースト回路となっている。
制御回路14は、抵抗R1に検出されてコンデンサC1の両
端電圧VC1に応じてスイッチング・トランジスタTR1のベ
ースへ送出するパルス幅（デューティ比Ｄ）を制御す
る。コンデンサC1の両端電圧VC1が上昇すると、制御回
路14は、このデューティ比Ｄを大きくして、VC1を一定
に保つように制御する。
端電圧VC1に応じてスイッチング・トランジスタTR1のベ
ースへ送出するパルス幅（デューティ比Ｄ）を制御す
る。コンデンサC1の両端電圧VC1が上昇すると、制御回
路14は、このデューティ比Ｄを大きくして、VC1を一定
に保つように制御する。
スイッチング・トランジスタTR1がオンのとき、ダイ
オードD4、D6がオン、ダイオードD3がオフとなり、図示
のような電流I1が流れ、コイルL1にエネルギが蓄積され
る。これと同時に、コンデンサC1に蓄積されたエネルギ
が放電して、一次巻線N1に印加され、電流I2が流れる。
各巻線に発生する電圧の極性は、図示のようになり、二
次巻線N2に発生した電圧は負荷13側へ印加される。スイ
ッチング・トランジスタTR1がオンからオフに切り換わ
ると、トランスT2の励磁エネルギによって逆起電力が発
生し、各巻線の極性は反転し、ダイオードD3とD5がオ
ン、ダイオードD4、D6がオフとなる。コイルL1に蓄えら
れたエネルギは、ダイオードD3を介してコンデンサC1へ
蓄積される。このときのVC1は、 VC1＝Ei＋VL1 （VL1:コイルL1に発生する電圧、 Ei:コンデンサC2の両端電圧） となる。トランスT2の励磁エネルギは、リセッと巻線NR
により、コンデンサC1側へ戻される。
オードD4、D6がオン、ダイオードD3がオフとなり、図示
のような電流I1が流れ、コイルL1にエネルギが蓄積され
る。これと同時に、コンデンサC1に蓄積されたエネルギ
が放電して、一次巻線N1に印加され、電流I2が流れる。
各巻線に発生する電圧の極性は、図示のようになり、二
次巻線N2に発生した電圧は負荷13側へ印加される。スイ
ッチング・トランジスタTR1がオンからオフに切り換わ
ると、トランスT2の励磁エネルギによって逆起電力が発
生し、各巻線の極性は反転し、ダイオードD3とD5がオ
ン、ダイオードD4、D6がオフとなる。コイルL1に蓄えら
れたエネルギは、ダイオードD3を介してコンデンサC1へ
蓄積される。このときのVC1は、 VC1＝Ei＋VL1 （VL1:コイルL1に発生する電圧、 Ei:コンデンサC2の両端電圧） となる。トランスT2の励磁エネルギは、リセッと巻線NR
により、コンデンサC1側へ戻される。
そして、スイッチング・トランジスタTR1がオン・オ
フを繰り返すことにより、トランスT2の二次巻線N2に発
生する電圧の極性が交互に反転し、この電圧が、ダイオ
ードD6で整流されて、且つコンデンサC3で平滑されて、
負荷13へ直流電力が供給される。
フを繰り返すことにより、トランスT2の二次巻線N2に発
生する電圧の極性が交互に反転し、この電圧が、ダイオ
ードD6で整流されて、且つコンデンサC3で平滑されて、
負荷13へ直流電力が供給される。
第３図は第２図の回路による出力特性図を示してお
り、負荷13の負荷抵抗R0を無限大（負荷電流I0＝０）か
ら無限小まで変化させても出力電圧E0を一定に保って、
安定に動作させることができる。軽負荷時（I0減少）に
おいても、入力電圧Eiが上昇することはない。さらに、
従来用いていたシャント回路等は不要となるため、電力
変換での損失が激減する。また、本実施例では、制御回
路14での電圧検出をトランスT2の一次巻線N1側で行って
いるため、制御回路14内に絶縁のためのフォトカプラー
等を設ける必要はない。
り、負荷13の負荷抵抗R0を無限大（負荷電流I0＝０）か
ら無限小まで変化させても出力電圧E0を一定に保って、
安定に動作させることができる。軽負荷時（I0減少）に
おいても、入力電圧Eiが上昇することはない。さらに、
従来用いていたシャント回路等は不要となるため、電力
変換での損失が激減する。また、本実施例では、制御回
路14での電圧検出をトランスT2の一次巻線N1側で行って
いるため、制御回路14内に絶縁のためのフォトカプラー
等を設ける必要はない。
第４図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータ
の第２実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
してリセット巻線NRの取り付け位置が異なっている。そ
の他の構成部分については、第２図の実施例と同じであ
るため、その説明は省略する。
の第２実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
してリセット巻線NRの取り付け位置が異なっている。そ
の他の構成部分については、第２図の実施例と同じであ
るため、その説明は省略する。
リセット巻線NRが、二次巻線N2側に設けられており、
リセット巻線NRの一端とダイオードD6のカソードの間に
ダイオードD7を接続している。これにより、トランジス
タTR1がオフしたとき、リセット巻線NRの両端電圧は、
出力電圧E0でクランプされる。そしてトランスT3に蓄え
られた励磁エネルギは、コンデンサC3へ蓄積されるた
め、電力変換効率が向上する。
リセット巻線NRの一端とダイオードD6のカソードの間に
ダイオードD7を接続している。これにより、トランジス
タTR1がオフしたとき、リセット巻線NRの両端電圧は、
出力電圧E0でクランプされる。そしてトランスT3に蓄え
られた励磁エネルギは、コンデンサC3へ蓄積されるた
め、電力変換効率が向上する。
第５図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータ
の第３実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
してリセット巻線NRの取り付け位置と制御回路14での電
圧の検出位置が異なっている。その他の構成部分につい
ては、第２図の実施例と同じであるため、その説明は省
略する。
の第３実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
してリセット巻線NRの取り付け位置と制御回路14での電
圧の検出位置が異なっている。その他の構成部分につい
ては、第２図の実施例と同じであるため、その説明は省
略する。
リセット巻線NRの取り付け位置は、第４図の第２実施
例と同じ位置で、二次巻線N2側に設けられており、ダイ
オードD4を介して、出力電圧E0にクランプしている。
例と同じ位置で、二次巻線N2側に設けられており、ダイ
オードD4を介して、出力電圧E0にクランプしている。
負荷13と並列に抵抗R2を接続しており、抵抗R2での分
圧電圧を制御回路14で取り込んでいる。出力電圧E0の変
動を直接的に検出しているため、出力電圧E0を精度良く
一定に保持できる。
圧電圧を制御回路14で取り込んでいる。出力電圧E0の変
動を直接的に検出しているため、出力電圧E0を精度良く
一定に保持できる。
第６図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータ
の第４実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
して制御回路14での電圧の検出位置が異なっている。そ
の他の構成部分については、第２図の実施例と同じであ
るため、その説明は省略する。
の第４実施例回路図を示しており、第２図の実施例に対
して制御回路14での電圧の検出位置が異なっている。そ
の他の構成部分については、第２図の実施例と同じであ
るため、その説明は省略する。
制御回路14での電圧の検出は、第５図の第３実施例と
同じで、負荷13に対して並列に抵抗R2を接続してその分
圧電圧を制御回路13へ送出するようにしている。
同じで、負荷13に対して並列に抵抗R2を接続してその分
圧電圧を制御回路13へ送出するようにしている。
発明の効果 本発明の定電流入力型DC/DCコンバータは以上詳述し
たように構成したので、軽負荷時でも大きな電力損失が
発生せず、電力変換効率が向上して、電子機器における
電源部の小型化を図ることが可能となる。また、制御回
路での電圧検出を一次側で行うDC/DCコンバータの場合
は、制御回路の絶縁が不要となり、制御回路を簡略化で
きるという効果を奏する。
たように構成したので、軽負荷時でも大きな電力損失が
発生せず、電力変換効率が向上して、電子機器における
電源部の小型化を図ることが可能となる。また、制御回
路での電圧検出を一次側で行うDC/DCコンバータの場合
は、制御回路の絶縁が不要となり、制御回路を簡略化で
きるという効果を奏する。
第１図は本発明の原理図、 第２図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第１実施例回路図、 第３図は第２図の回路による出力特性図、 第４図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第２実施例回路図、 第５図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第３実施例回路図、 第６図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第４実施例回路図、 第７図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータの回路
図、 第８図は第７図の回路による出力特性図を示している。 10……定電流源、 12……磁束リセット回路、 13……負荷、14、15……制御回路、 16……シャント回路、 T1〜T4……トランス、 TR1……スイッチング・トランジスタ、 D1〜D7……ダイオード、 C1〜C3……コンデンサ、 L1……コイル、R1〜R3……抵抗、 N1……一次巻線、N2……二次巻線、 NR……リセット巻線。
第１実施例回路図、 第３図は第２図の回路による出力特性図、 第４図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第２実施例回路図、 第５図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第３実施例回路図、 第６図は本発明による定電流入力型DC/DCコンバータの
第４実施例回路図、 第７図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータの回路
図、 第８図は第７図の回路による出力特性図を示している。 10……定電流源、 12……磁束リセット回路、 13……負荷、14、15……制御回路、 16……シャント回路、 T1〜T4……トランス、 TR1……スイッチング・トランジスタ、 D1〜D7……ダイオード、 C1〜C3……コンデンサ、 L1……コイル、R1〜R3……抵抗、 N1……一次巻線、N2……二次巻線、 NR……リセット巻線。
Claims (1)
- 【請求項１】トランス（T1）の一次巻線（N1）側に定電
流源（10）を接続し、二次巻線（N2）側に整流平滑回路
（11）を接続して、スイッチング・トランジスタ（TR
1）のオン・オフにより一次巻線（N1）へ印加する入力
電圧のパルス幅を制御して一定の出力電圧を得る定電流
入力型DC/DCコンバータにおいて、 定電流源（10）の一端にコイル（L1）を接続し、 一次巻線（N1）の一端に第１ダイオード（D1）のカソー
ドを接続し、 該第１ダイオード（D1）のアノードと前記コイル（L1）
を接続し、 一次巻線（N1）の他端にスイッチング・トランジスタ
（TR1）のコレクタと第２ダイオード（D2）のカソード
を接続し、 該第２ダイオード（D2）のアノードと第１ダイオード
（D1）のアノードを接続し、 第１ダイオード（D1）のカソードとスイッチング・トラ
ンジスタ（TR1）のエミッタの間にコンデンサ（C1）を
接続し、 さらに、トランス（T1）の磁束をリセットする磁束リセ
ット回路（12）を設け、 スイッチング・トランジスタ（TR1）がオンのとき、コ
ンデンサ（C1）に蓄えたエネルギを一次巻線（N1）に印
加するようにしたことを特徴とする定電流入力型DC/DC
コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13833888A JP2672333B2 (ja) | 1988-06-07 | 1988-06-07 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13833888A JP2672333B2 (ja) | 1988-06-07 | 1988-06-07 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01311868A JPH01311868A (ja) | 1989-12-15 |
| JP2672333B2 true JP2672333B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=15219578
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13833888A Expired - Fee Related JP2672333B2 (ja) | 1988-06-07 | 1988-06-07 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2672333B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106688309B (zh) * | 2014-09-12 | 2019-08-09 | 飞利浦照明控股有限公司 | Led调光器电路和方法 |
-
1988
- 1988-06-07 JP JP13833888A patent/JP2672333B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01311868A (ja) | 1989-12-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |